JPH0720394B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH0720394B2 JPH0720394B2 JP59119519A JP11951984A JPH0720394B2 JP H0720394 B2 JPH0720394 B2 JP H0720394B2 JP 59119519 A JP59119519 A JP 59119519A JP 11951984 A JP11951984 A JP 11951984A JP H0720394 B2 JPH0720394 B2 JP H0720394B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
- H02P29/02—Providing protection against overload without automatic interruption of supply
- H02P29/024—Detecting a fault condition, e.g. short circuit, locked rotor, open circuit or loss of load
- H02P29/025—Detecting a fault condition, e.g. short circuit, locked rotor, open circuit or loss of load the fault being a power interruption
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ この発明は交流電動機を駆動する電力変換装置に関する
ものであり、特に交流電動機を駆動する電力変換装置の
入力交流電源に瞬時停電（この中には瞬時電圧降下も当
然含むが以下略停とまとめて略す）が発生した場合に、
安定した交流電動機の駆動を続けることができる電力変
換装置に関するものである。
ものであり、特に交流電動機を駆動する電力変換装置の
入力交流電源に瞬時停電（この中には瞬時電圧降下も当
然含むが以下略停とまとめて略す）が発生した場合に、
安定した交流電動機の駆動を続けることができる電力変
換装置に関するものである。
［発明の技術的背景とその問題点］ 電力変換装置には種々の種類があるが、この発明の対象
になる電力変換装置は、一般に電圧形インバータと呼ば
れている電力変換装置である。また、交流電動機として
は、その特性がこの発明にとって最も適正である誘導電
動機を例にとって説明する。
になる電力変換装置は、一般に電圧形インバータと呼ば
れている電力変換装置である。また、交流電動機として
は、その特性がこの発明にとって最も適正である誘導電
動機を例にとって説明する。
第１図は従来より用いられている電圧形インバータの主
回路構成を説明する図である。同図において、入力電源
である交流電源11に接続された順変換回路12（以後整流
回路とする）により交流が直流に変換され、直流リアク
トル13及び平滑コンデンサ14によりリップル分が除かれ
る。この平滑された直流電力はインバータ回路15により
再び交流に変換され誘導電動機16を駆動する。インバー
タ回路15は一般にGTOインバータと呼ばれ、その動作の
詳細はたとえば電気書院発行「ターンオフサイリスタ−
GTOの原理と応用」（関他著）に記されているが、この
発明を説明するためには特に重要でないため、インバー
タ回路15の説明は省く。第２図は第１図の主回路の単線
系統図及びその制御回路をブロックで示したものであ
る。同図において周波数基準設定器21に接続された発振
器22は、その電圧レベルに対応してインバータ出力周波
数の６倍の周波数で発振し、この発振パルスを受けた
分周器23は、インバータ回路15を構成する各GTOに対応
したゲートパルスを発生し、インバータ回路15に与え
る。周波数基準ｒはまた電圧基準ともなり、比較器24
にてインバータ出力電圧を検出するトランス及び整流器
から成る電圧検出回路25からの電圧帰還信号と比較さ
れ、電圧制御回路26にて誤差増幅される。この出力信号
は位相基準となり、交流電源11の電圧位相を検出するト
ランス27からの位相信号との比較により位相制御回路28
にて整流回路12を構成する各サイリスタへのゲートパル
スを導出して、整流回路12に与えられる。トランス27に
接続された瞬停検出器29は、交流電源11の瞬停を検出
し、瞬停がある時間以上継続する停電と判断し、分周器
23及び位相制御回路28に信号を出して電圧形インバータ
の運転を停止させる。第２図において瞬停が発生した場
合の電圧形インバータの動作を第３図、第４図にて説明
する。第３図において（ａ）は瞬停検出器29にて検出さ
れた瞬停信号ａ、（ｂ）は平滑コンデンサ14に充電さ
れている充電電圧Ec、（ｃ）はインバータ回路15から誘
導電動機16に流れる交流電源を直流レベルで表わしたイ
ンバータ出力電流I0である。また、第４図は誘導電動機
16の速度−トルク特性を示す図であり、曲線Qaは正常運
転時の速度−トルク特性、曲線Qbは瞬停時の一状態の速
度−トルク特性であり、曲線QLは、誘導電動機16の負荷
トルク特性とする。今、時刻t1において速度n1で誘導電
動機16が回転している時瞬停が発生したとすれば、この
時刻より充電電圧Ecは減少していく。この時、同期速度
n0に対応したインバータ出力周波数を一定とする制御
をしているとすれば、瞬停以前と同じ出力を得るためイ
ンバータ出力電流I0は増加し、ますます充電電圧Ecは減
少する。時刻t2において、曲線Qbの速度−トルク特性と
なり最大トルクとなる速度n2以後は、誘導電動機16は失
速し、その速度はフリーランの状態で減少する。このよ
うな状態の時刻t3で復電したとすれば、平滑コンデンサ
14の充電電圧Ecがかなり少なくなっているので、突入電
流が流れたり、平滑コンデンサ14が過充電される欠点が
あった。また、失速により誘導電動機16の電圧・周波数
比（以下v/と略す）が下がって磁束が充分に確立して
いないので瞬停以前のv/比で運転しようとしても突入
電流が流れ、主回路、制御回路とも不安定となる欠点が
あった。また、以上の制御方式とは別に、瞬停を検出し
たら、即座にインバータ出力周波数を下げて回生状態と
し、平滑コンデンサ14の充電電圧Ec及び誘導電動機16の
磁束を確保する方式もあるが、この方式だと誘導電動機
16の速度が、瞬停期間中に自然減速する以上の速度降下
がある欠点があった。
回路構成を説明する図である。同図において、入力電源
である交流電源11に接続された順変換回路12（以後整流
回路とする）により交流が直流に変換され、直流リアク
トル13及び平滑コンデンサ14によりリップル分が除かれ
る。この平滑された直流電力はインバータ回路15により
再び交流に変換され誘導電動機16を駆動する。インバー
タ回路15は一般にGTOインバータと呼ばれ、その動作の
詳細はたとえば電気書院発行「ターンオフサイリスタ−
GTOの原理と応用」（関他著）に記されているが、この
発明を説明するためには特に重要でないため、インバー
タ回路15の説明は省く。第２図は第１図の主回路の単線
系統図及びその制御回路をブロックで示したものであ
る。同図において周波数基準設定器21に接続された発振
器22は、その電圧レベルに対応してインバータ出力周波
数の６倍の周波数で発振し、この発振パルスを受けた
分周器23は、インバータ回路15を構成する各GTOに対応
したゲートパルスを発生し、インバータ回路15に与え
る。周波数基準ｒはまた電圧基準ともなり、比較器24
にてインバータ出力電圧を検出するトランス及び整流器
から成る電圧検出回路25からの電圧帰還信号と比較さ
れ、電圧制御回路26にて誤差増幅される。この出力信号
は位相基準となり、交流電源11の電圧位相を検出するト
ランス27からの位相信号との比較により位相制御回路28
にて整流回路12を構成する各サイリスタへのゲートパル
スを導出して、整流回路12に与えられる。トランス27に
接続された瞬停検出器29は、交流電源11の瞬停を検出
し、瞬停がある時間以上継続する停電と判断し、分周器
23及び位相制御回路28に信号を出して電圧形インバータ
の運転を停止させる。第２図において瞬停が発生した場
合の電圧形インバータの動作を第３図、第４図にて説明
する。第３図において（ａ）は瞬停検出器29にて検出さ
れた瞬停信号ａ、（ｂ）は平滑コンデンサ14に充電さ
れている充電電圧Ec、（ｃ）はインバータ回路15から誘
導電動機16に流れる交流電源を直流レベルで表わしたイ
ンバータ出力電流I0である。また、第４図は誘導電動機
16の速度−トルク特性を示す図であり、曲線Qaは正常運
転時の速度−トルク特性、曲線Qbは瞬停時の一状態の速
度−トルク特性であり、曲線QLは、誘導電動機16の負荷
トルク特性とする。今、時刻t1において速度n1で誘導電
動機16が回転している時瞬停が発生したとすれば、この
時刻より充電電圧Ecは減少していく。この時、同期速度
n0に対応したインバータ出力周波数を一定とする制御
をしているとすれば、瞬停以前と同じ出力を得るためイ
ンバータ出力電流I0は増加し、ますます充電電圧Ecは減
少する。時刻t2において、曲線Qbの速度−トルク特性と
なり最大トルクとなる速度n2以後は、誘導電動機16は失
速し、その速度はフリーランの状態で減少する。このよ
うな状態の時刻t3で復電したとすれば、平滑コンデンサ
14の充電電圧Ecがかなり少なくなっているので、突入電
流が流れたり、平滑コンデンサ14が過充電される欠点が
あった。また、失速により誘導電動機16の電圧・周波数
比（以下v/と略す）が下がって磁束が充分に確立して
いないので瞬停以前のv/比で運転しようとしても突入
電流が流れ、主回路、制御回路とも不安定となる欠点が
あった。また、以上の制御方式とは別に、瞬停を検出し
たら、即座にインバータ出力周波数を下げて回生状態と
し、平滑コンデンサ14の充電電圧Ec及び誘導電動機16の
磁束を確保する方式もあるが、この方式だと誘導電動機
16の速度が、瞬停期間中に自然減速する以上の速度降下
がある欠点があった。
［発明の目的］ この発明は上記する欠点に対してなされたものであり、
瞬停期間中に電力変換装置から交流電動機に供給する電
力を制御することにより、復電時にも大きな突入電流を
流すことがなく、従って主回路・制御回路とも不安定な
状態とならない信頼性の高い電力変換装置を提供しよう
とするものである。更に、上記の制御をすることによ
り、瞬停期間に不必要に交流電動機の速度を下げること
のない望ましいシステムとなりえる電力変換装置を提供
しようとするものである。
瞬停期間中に電力変換装置から交流電動機に供給する電
力を制御することにより、復電時にも大きな突入電流を
流すことがなく、従って主回路・制御回路とも不安定な
状態とならない信頼性の高い電力変換装置を提供しよう
とするものである。更に、上記の制御をすることによ
り、瞬停期間に不必要に交流電動機の速度を下げること
のない望ましいシステムとなりえる電力変換装置を提供
しようとするものである。
［発明の概要］ 上記の目的を達成するために、本発明は、交流電動機の
トルク電流成分を演算する第１の演算手段と、交流電源
に瞬停が発生したことを検出する第１の検出手段を具備
し、更に第１の検出手段の出力信号に対応して第１の演
算手段の出力信号を略零とするように交流電動機に与え
る周波数を指令する第１の指令手段の出力信号を調整す
る第１の補正手段を具備したことを特徴とし、これによ
り瞬停期間に電力変換装置から交流電動機に供給する有
効電力を最小に制御することができるので、瞬停期間中
に減少する平滑コンデサの充電電圧分がほぼ零となり、
復電時に大きな突入電流が流れることがない。
トルク電流成分を演算する第１の演算手段と、交流電源
に瞬停が発生したことを検出する第１の検出手段を具備
し、更に第１の検出手段の出力信号に対応して第１の演
算手段の出力信号を略零とするように交流電動機に与え
る周波数を指令する第１の指令手段の出力信号を調整す
る第１の補正手段を具備したことを特徴とし、これによ
り瞬停期間に電力変換装置から交流電動機に供給する有
効電力を最小に制御することができるので、瞬停期間中
に減少する平滑コンデサの充電電圧分がほぼ零となり、
復電時に大きな突入電流が流れることがない。
又更に、第１の検出手段の出力信号に対応して、交流電
動機の端子電圧を制御する第１の制御手段の基準値を所
定値まで減少させる第２の補正手段を具備することによ
り、交流電動機に供給する励磁電流成分による損失を減
少させることができ充電電圧の減少分を更に零に近ずけ
ることができる。
動機の端子電圧を制御する第１の制御手段の基準値を所
定値まで減少させる第２の補正手段を具備することによ
り、交流電動機に供給する励磁電流成分による損失を減
少させることができ充電電圧の減少分を更に零に近ずけ
ることができる。
［発明の実施例］ この発明の一実施例を第５図に示す。同図において第２
図と異なる箇所は、変圧器Trを介して誘導電動機16の端
子電圧と、変成器31を介して誘導電動機16の端子電とを
入力し、その瞬時の磁束位相を出力する磁束位相演算回
路32、この磁束位相演算回路32の出力信号と前記変成器
31からの端子電流信号を入力して、誘導電動機16のトル
ク電流成分を出力するトルク電流成分演算回路33、略零
のトルク電流成分を設定する設定器34、トルク電流成分
演算回路33の出力信号と設定器34の設定信号を比較増幅
する比較器35及びトルク電流制御回路36、瞬停検出回路
29からの瞬停信号ａに対応して動作するスイッチ37、
そしてトルク電流制御回路36の出力信号を補正信号とし
て周波数基準ｒに加算する加算器38を設けた点であ
る。磁束位相演算回路32の一実施例を第６図に示す。同
図において、変成器Trを介して入力される誘導電動機16
の端子電圧v1及び変成器31を介して入力される端子電流
i1は、３相−２相変換器39,40にて２相信号に変換され
る。端子電圧v1及び端子電流i1からその瞬時の磁束を求
めるためには の演算を行なえばよい。この式において、 は２次磁束ベクトル、 は１次（端子）電圧ベクトル、 は１次（端子）電流ベクトル、L2は２次自己インダクタ
ンス、Ｍは相互インダクタンス、R1は１次抵抗、L0はも
れインダクタンスである。加算器41〜44、定数掛算器45
〜48によって の演算が行なわれ、積分器49にて の演算が行なわれる。演算回路50にて が行なわれて磁束量が求まり、割算器51にて が行なわれ、その瞬時の磁束位相を示す単位ベクトル成
分 が出力される。又、トルク電流成分演算回路33の一実施
例を第７図に示す、同図において端子電流i1を３相−２
相変換器52を介して２相信号に変換し、掛算器53,54及
び加算器55を介して、２次磁束ベクトルと直交関係にあ
るトルク電流成分i1qを求めることができる。
図と異なる箇所は、変圧器Trを介して誘導電動機16の端
子電圧と、変成器31を介して誘導電動機16の端子電とを
入力し、その瞬時の磁束位相を出力する磁束位相演算回
路32、この磁束位相演算回路32の出力信号と前記変成器
31からの端子電流信号を入力して、誘導電動機16のトル
ク電流成分を出力するトルク電流成分演算回路33、略零
のトルク電流成分を設定する設定器34、トルク電流成分
演算回路33の出力信号と設定器34の設定信号を比較増幅
する比較器35及びトルク電流制御回路36、瞬停検出回路
29からの瞬停信号ａに対応して動作するスイッチ37、
そしてトルク電流制御回路36の出力信号を補正信号とし
て周波数基準ｒに加算する加算器38を設けた点であ
る。磁束位相演算回路32の一実施例を第６図に示す。同
図において、変成器Trを介して入力される誘導電動機16
の端子電圧v1及び変成器31を介して入力される端子電流
i1は、３相−２相変換器39,40にて２相信号に変換され
る。端子電圧v1及び端子電流i1からその瞬時の磁束を求
めるためには の演算を行なえばよい。この式において、 は２次磁束ベクトル、 は１次（端子）電圧ベクトル、 は１次（端子）電流ベクトル、L2は２次自己インダクタ
ンス、Ｍは相互インダクタンス、R1は１次抵抗、L0はも
れインダクタンスである。加算器41〜44、定数掛算器45
〜48によって の演算が行なわれ、積分器49にて の演算が行なわれる。演算回路50にて が行なわれて磁束量が求まり、割算器51にて が行なわれ、その瞬時の磁束位相を示す単位ベクトル成
分 が出力される。又、トルク電流成分演算回路33の一実施
例を第７図に示す、同図において端子電流i1を３相−２
相変換器52を介して２相信号に変換し、掛算器53,54及
び加算器55を介して、２次磁束ベクトルと直交関係にあ
るトルク電流成分i1qを求めることができる。
以下、この実施例の作用を第８図，第９図の動作説明図
を使用して詳細に説明する。第８図は第３図と同様に、
瞬停信号ａ、充電電圧Ec及びインバータ出力電流I0を
示した図であり、第９図は、略停期間中の速度−トルク
特性の変化を示した図である。時刻t4にて瞬停が発生し
たとすれば、上記実施例の構成で示したようにトルク電
流成分が略零となるように周波数が制御されるので、イ
ンバータ出力電流I0は誘導電動機16の励磁電流成分に対
応した電流だけ供給する方向に動作する。この動作は第
９図において特定曲線QaからQcへ移ることを意味し、誘
導電動機16はトルクを発生しないので自然減速してい
く。特性曲線は、この減速にあわせて、QcからQdへと移
っていく。励磁電流の力率はほぼ零であるので、瞬停期
間中に励磁電流成分のみを供給すると言っても、その間
失なわれる電力はほとんどない。これは励磁電流成分を
流すにあたって回路内で発生する損失だけが失なわれる
電力に相当するからであり、従って充電電圧Ecの減少分
はかなり低く抑えられる。
を使用して詳細に説明する。第８図は第３図と同様に、
瞬停信号ａ、充電電圧Ec及びインバータ出力電流I0を
示した図であり、第９図は、略停期間中の速度−トルク
特性の変化を示した図である。時刻t4にて瞬停が発生し
たとすれば、上記実施例の構成で示したようにトルク電
流成分が略零となるように周波数が制御されるので、イ
ンバータ出力電流I0は誘導電動機16の励磁電流成分に対
応した電流だけ供給する方向に動作する。この動作は第
９図において特定曲線QaからQcへ移ることを意味し、誘
導電動機16はトルクを発生しないので自然減速してい
く。特性曲線は、この減速にあわせて、QcからQdへと移
っていく。励磁電流の力率はほぼ零であるので、瞬停期
間中に励磁電流成分のみを供給すると言っても、その間
失なわれる電力はほとんどない。これは励磁電流成分を
流すにあたって回路内で発生する損失だけが失なわれる
電力に相当するからであり、従って充電電圧Ecの減少分
はかなり低く抑えられる。
以上の説明から瞬停期間中に発生する充電電圧の減少は
かなり低く抑えられるので、復電時の突入電流の流れ込
みを少なく抑えることができる。また、瞬停期間中も正
常なv/比を保って所定の励磁電流を流しているので復
電時にも主回路・制御回路とも不安定な動作に陥いるこ
とがない。又、瞬停期間内に誘導電動機16を回生状態と
することがないので、誘導電動機16は自然減速以上に速
度降下することがなく、復電後に再加速する場合でも、
その加速に要する時間を最少とすることができる。
かなり低く抑えられるので、復電時の突入電流の流れ込
みを少なく抑えることができる。また、瞬停期間中も正
常なv/比を保って所定の励磁電流を流しているので復
電時にも主回路・制御回路とも不安定な動作に陥いるこ
とがない。又、瞬停期間内に誘導電動機16を回生状態と
することがないので、誘導電動機16は自然減速以上に速
度降下することがなく、復電後に再加速する場合でも、
その加速に要する時間を最少とすることができる。
この発明の他の実施例を第10図に示す。同図において第
５図の実施例と異なる箇所は、瞬停期間を示す信号ａ
に対応して電圧補正設定56にて設定された補正信号をス
イッ57と加算器58を介して電圧基準信号に加算すること
である。
５図の実施例と異なる箇所は、瞬停期間を示す信号ａ
に対応して電圧補正設定56にて設定された補正信号をス
イッ57と加算器58を介して電圧基準信号に加算すること
である。
第10図の実施例では、第５図の実施例と全く同等の作用
がある他、瞬停期間中には、電圧補正信号を基準に加算
することを行なっている。電圧補正信号は電圧基準を下
げる方向に加算されるので、この間のv/比が下げら
れ、誘導電動機16に供給される励磁電流は通常時の励磁
電流よりも小さくなる。
がある他、瞬停期間中には、電圧補正信号を基準に加算
することを行なっている。電圧補正信号は電圧基準を下
げる方向に加算されるので、この間のv/比が下げら
れ、誘導電動機16に供給される励磁電流は通常時の励磁
電流よりも小さくなる。
従って、瞬停中の励磁電流は小さくなるので、励磁電流
を流すことによる電力の損失はより少なく抑えられるこ
とになるため、瞬停期間が長くなるような場合にはこの
実施例を用いることにより、突入電流を抑えることにお
いて、第５図の実施例より有効となる。
を流すことによる電力の損失はより少なく抑えられるこ
とになるため、瞬停期間が長くなるような場合にはこの
実施例を用いることにより、突入電流を抑えることにお
いて、第５図の実施例より有効となる。
尚、第６図には磁束位相演算回路の一例を示したが、他
の手段により磁束位相を検出あるいは演算しても同様に
実施出来る。たとえば、誘導電動機内に複数個の磁束検
出器を設けて直接磁束を検出する方法、誘導電動機の一
次電流と速度から磁束を演算する方法等で実施してもよ
い。
の手段により磁束位相を検出あるいは演算しても同様に
実施出来る。たとえば、誘導電動機内に複数個の磁束検
出器を設けて直接磁束を検出する方法、誘導電動機の一
次電流と速度から磁束を演算する方法等で実施してもよ
い。
更に又、前述の説明は、整流回路12を電圧制御系でイン
バータ回路15を周波数制御系で動作させる例であるが、
たとえば整流回路12をダイオード純ブリッヂで構成し、
インバータ回路15で電圧制御・周波数制御を行なっても
同様に実施出来ることは明らかである。
バータ回路15を周波数制御系で動作させる例であるが、
たとえば整流回路12をダイオード純ブリッヂで構成し、
インバータ回路15で電圧制御・周波数制御を行なっても
同様に実施出来ることは明らかである。
［発明の効果］ 以上説明してきたように、瞬停検出手段からの出力信号
に対応して交流電動機のトルク電流成分を演算する演算
手段の出力信号を略零とするように交流電動機に与える
周波数指令手段に補正を与えることにより、次の特徴を
持った電力変換装置を提供することができる。
に対応して交流電動機のトルク電流成分を演算する演算
手段の出力信号を略零とするように交流電動機に与える
周波数指令手段に補正を与えることにより、次の特徴を
持った電力変換装置を提供することができる。
（１） 瞬停期間中に電力変換装置から交流電動機に与
える電力を最少に制御することにより復電時に大きな突
入電流が流れず、又平滑コンデンサも過充電されないた
め、主回路・制御回路とも不安定とならない信頼性の高
い電力変換装置。
える電力を最少に制御することにより復電時に大きな突
入電流が流れず、又平滑コンデンサも過充電されないた
め、主回路・制御回路とも不安定とならない信頼性の高
い電力変換装置。
（２） 瞬停期間中に交流電動機をフリーランと同様の
運転、つまり速度の変化幅の少ない運転が行われるの
で、交流電動機の速度が下がることがなく、復電後に元
の速度まで加速する時間を最短に出来る電力変換装置。
運転、つまり速度の変化幅の少ない運転が行われるの
で、交流電動機の速度が下がることがなく、復電後に元
の速度まで加速する時間を最短に出来る電力変換装置。
更に又、瞬停検出手段からの出力信号に対応して、交流
電動機の端子電圧を制御する制御手段の基準値を所定値
まで減少させることにより、次の特徴を持った電力変換
装置を提供することができる。
電動機の端子電圧を制御する制御手段の基準値を所定値
まで減少させることにより、次の特徴を持った電力変換
装置を提供することができる。
（３） 長時間の瞬停に対しても上記（１）（２）の特
徴を持つ信頼性の高い電力変換装置。
徴を持つ信頼性の高い電力変換装置。
第１図はこの発明が主として実施されるGTOインバータ
主回路図、第２図は従来の電力変換装置のブロック図、
第３図，第４図は第２図の動作説明図、第５図はこの発
明の一実施例を示すブロック図、第６図は第５図の磁束
位相演算回路の具体的一例を示すブロック図、第７図は
第５図のトルク電流成分演算回路の一実施例を示すブロ
ック図、第８図，第９図はこの発明の動作説明図、第10
図はこの発明の他の実施例を示すブロック図である。 11……交流電源、12……整流回路、15……インバータ回
路、16……誘導電動機、21……周波数基準設定器、22…
…発振器、26……電圧制御回路、29……瞬停検出器、32
……磁束位相演算回路、33……トルク電流成分演算回
路、36……トルク電流制御回路、56……電圧補正設定。
主回路図、第２図は従来の電力変換装置のブロック図、
第３図，第４図は第２図の動作説明図、第５図はこの発
明の一実施例を示すブロック図、第６図は第５図の磁束
位相演算回路の具体的一例を示すブロック図、第７図は
第５図のトルク電流成分演算回路の一実施例を示すブロ
ック図、第８図，第９図はこの発明の動作説明図、第10
図はこの発明の他の実施例を示すブロック図である。 11……交流電源、12……整流回路、15……インバータ回
路、16……誘導電動機、21……周波数基準設定器、22…
…発振器、26……電圧制御回路、29……瞬停検出器、32
……磁束位相演算回路、33……トルク電流成分演算回
路、36……トルク電流制御回路、56……電圧補正設定。
Claims (2)
- 【請求項１】交流電源と、前記交流電源に接続され、順
変換回路と少なくともコンデンサンを含んだフィルタ回
路とインバータ回路からなり該インバータ回路で交流電
動機を駆動するようにした電力変換装置において、前記
交流電動機のトルク電流成分を演算する第１の演算手段
と、前記交流電源に瞬時停電が発生したことを検出する
第１の検出手段と、前記交流電動機に与える周波数を指
令する第１の指令手段と、この第１の指令手段の出力信
号に関係した信号を入力して前記交流電動機の端子電圧
を制御する第１の制御手段と、前記第１の検出手段の出
力信号に応動して、前記第１の演算手段の出力信号を略
零とするように前記第１の指令手段の出力信号を調整す
る第１の補正手段を具備したことを特徴とする電力変換
装置。 - 【請求項２】交流電源と、前記交流電源に接続され、順
変換回路と少なくともコンデンサンを含んだフィルタ回
路とインバータ回路からなり該インバータ回路で交流電
動機を駆動するようにした電力変換装置において、前記
交流電動機のトルク電流成分を演算する第１の演算手段
と、前記交流電源に瞬時停電が発生したことを検出する
第１の検出手段と、前記交流電動機に与える周波数を指
令する第１の指令手段と、この第１の指令手段の出力信
号に関係した信号を入力して前記交流電動機の端子電圧
を制御する第１の制御手段と、前記第１の検出手段の出
力信号に応動して、前記第１の演算手段の出力信号を略
零とするように前記第１の指令手段の出力信号を調整す
る第１の補正手段と、前記第１の検出手段の出力信号に
応動し、前記第１の制御手段の基準値を所定値まで減少
させる第２の補正手段を具備したことを特徴とする電力
変換装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59119519A JPH0720394B2 (ja) | 1984-06-11 | 1984-06-11 | 電力変換装置 |
| EP85304021A EP0165020B1 (en) | 1984-06-11 | 1985-06-06 | Power converter for ac load |
| DE8585304021T DE3573694D1 (en) | 1984-06-11 | 1985-06-06 | Power converter for ac load |
| US06/743,364 US4673858A (en) | 1984-06-11 | 1985-06-11 | Power converter for AC load |
| CA000483693A CA1273988A (en) | 1984-06-11 | 1985-06-11 | Power converter for a.c. load |
| KR1019850004100A KR890004101B1 (ko) | 1984-06-11 | 1985-06-11 | Ac 부하용 전력 변환장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59119519A JPH0720394B2 (ja) | 1984-06-11 | 1984-06-11 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS611291A JPS611291A (ja) | 1986-01-07 |
| JPH0720394B2 true JPH0720394B2 (ja) | 1995-03-06 |
Family
ID=14763279
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59119519A Expired - Lifetime JPH0720394B2 (ja) | 1984-06-11 | 1984-06-11 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0720394B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS564390U (ja) * | 1979-06-25 | 1981-01-16 | ||
| JPS5914392A (ja) * | 1982-07-15 | 1984-01-25 | Fuji Electric Co Ltd | インバ−タの制御方式 |
-
1984
- 1984-06-11 JP JP59119519A patent/JPH0720394B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS611291A (ja) | 1986-01-07 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |