JPH07183852A

JPH07183852A - 光ファイバ伝送装置

Info

Publication number: JPH07183852A
Application number: JP3121887A
Authority: JP
Inventors: Richard D Gitlin; デニスジトリンリチャード; Sanjay Kasturia; カストゥリアサンジェイ; Robert G Swartz; ジェラルドスウォーツロバート; Jack H Winters; ハリーマンウィンターズジャック
Original assignee: American Telephone and Telegraph Co Inc; AT&T Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1990-05-11
Filing date: 1991-04-25
Publication date: 1995-07-21
Also published as: US5191462A; EP0455910A2; EP0455910A3; CA2032616C

Abstract

(57)【要約】【目的】チャネル能力の限界における使用、ファイバ
の非線形性等に原因する信号歪、色彩分散及び偏光分散
等を補償できるファイバ光伝送装置を提供する。【構成】受信信号は、光検出器２１で電気信号に変換
され、増幅器／フィルタ２３、フィードフォーワードイ
コライザ２６を介して、検出器／非線形相殺器２８に加
えられ、データ源１１により発生されたビットについて
の決定がされる。検出器／非線形相殺器２８は、少なく
とも１つ前の決定を使用してリード線３５１に帰還信号
を発生する回路を有する。帰還信号は、ファイバを伝送
される信号についてなされた決定の関数である。帰還信
号は、決定を発生させるために受信信号を比較するしき
い値の値である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、光ファイバ伝送装置に
係り、特に信号分散及び非線形性によって生じる歪の補
償に関する。

【０００２】

【従来の技術】情報をファイバの光伝送チャネルを介し
て伝送する際、チャネル装置及び伝送装置による種々の
影響により、そのビット速度及び伝送距離が制限を受け
るということは、長い間認識されている。これらには、
例えば、偏光分散及び色彩分散がある。

【０００３】特に、ビット速度及び距離が増大すると、
伝送情報への歪効果も増大し、正確な情報回復が不可能
となる場合がある。１つの問題である色彩分散は、線形
性を保持するコヒーレント検出を行なうとき、簡単な線
形等化技術によって容易に補償できる線形遅延対周波数
特性を有している。

【０００４】更に、偏光分散の度合が十分に小さい場合
には、簡単な等化技術を使用することにより偏光分散の
歪効果を補償できるということがわかった。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかし、この等化技術
は適当ではないかも知れない。例えば、コヒーレントよ
りもむしろ直接的な検出が、しばしば好まれる。それ
は、実施する場合の複雑さの度合いがより少ないからで
ある。しかしながら直接検出が使用されるときに、受信
器では色彩分散により電気信号に非線形歪が生じる。

【０００６】この歪は、前述の線形等化技術を使用して
補償することはできない。更に、偏光分散がより大きく
なると、線形等化は実用性が低くなり、そして効果が小
さくなる。それは、等化装置に多数の遅延素子が必要と
なるからである。

【０００７】前述の問題に加えて、信号電力が増加し、
ビット速度が高くなり、伝送距離が長くなり、多重チャ
ネルを使用することにより、チャネルの能力がその限界
まで達するとファイバの非線形性が現れる。まず、その
本来の性質である非線形性のために、送信信号に非線形
歪があらわれる。更に、色彩分散及び偏光分散が組み合
わさることにより、ファイバの非線形性は全体の歪効果
を個々の効果の和よりも大きく増大させる。

【０００８】本発明は、信号分散及び非線形性による受
信信号の歪を補償でき、正確な信号回復ができる光ファ
イバ伝送装置を提供することができる。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、上記の
問題は、音声帯域データの伝送のような関連しない分野
においてこれまで適用されてた技術をファイバの光伝送
分野に利用することにより解決することができる。この
技術によれば、伝送された情報についての決定は、受信
信号と帰還信号の結合関数として形成される。この後者
は、ファイバを介して伝送された少なくとも１つの信号
についてなされた決定の関数である。

【００１０】本発明の一実施例では、特に、音声帯域デ
ータシステムのような一般的な従来装置とで同様に、し
きい値と受信信号との比較により決定が形成される。こ
の従来技術の構成では、帰還信号は受信信号を変形する
ために使用されるが、本発明では、しきい値を発生させ
るために帰還信号を使用する。

【００１１】

【実施例】以下、本発明の一実施例を図面を参照して説
明する。図１において、データ源１１からのデータ符号
の流れは、レーザ１２を変調する。このレーザ１２は、
光信号を光ファイバ１５内へ送る。この実施例では、各
データ符号は、単一データビットからなり、そのビット
速度は、例えば、１ギガビット／秒よりも大きい。ファ
イバの遠端で、光信号が光検出器２１の入力端子１９で
受信される。

【００１２】この受信信号は、いわゆる直接検出器とし
て作用する光検出器２１により電気信号に変換される。
その結果得られる電気信号は、増幅器／フィルタ２３に
より増幅され、かつ低域フィルタリングされる。あるい
は、この受信信号は、コヒーレント検出のために光信号
局部発振器で混合される。その場合、フィルタリング
は、ホモダイン検波が使用される場合には低域通過型と
なり、ヘテロダイン検波が使用される場合には帯域通過
型となる。

【００１３】その後、用途によっては必要ないかも知れ
ないが、標準的には、フィードフォーワードイコライザ
２６は、主に先駆的な線形符号間干渉を補償する信号を
発生する。結果として得られる信号は、検出器／非線形
相殺器２８に加えられる。この検出器／非線形相殺器２
８は、データ源１１により発生されたビットについての
決定をリード線３９に出力する。そのシーケンスは、デ
ータシンク４２に加えられる。ｊ番目の通信区間につい
てなされた決定はａ_jとして示される。

【００１４】本実施例によれば、検出器／非線形相殺器
２８は、以下に詳細に説明するように、少なくとも１つ
前の決定を使用してリード線３５１に帰還信号を発生す
る回路を有する。検出器／非線形相殺器２８は、受信信
号における線形及び非線形の歪の更なる補償を行うため
に使用される。この回路の詳細な説明をする前に、図２
によりその動作理論を説明する。

【００１５】図２は、フィードフォーワードイコライザ
２６の出力点におけるリード線２７に現れる可能性のあ
る一般的な信号波形を示す。上述のように、送信される
符号は、個々のデータビットであり、信号は２進的であ
る。しかし、多段通信方法も可能である。特に、伝送ビ
ット列の２進の「１」は、リード線２７では「高」信号
値として表され、一方、２進の「０」は「低」信号値と
して現れる。

【００１６】しかし、チャネルの歪は、一定の通信区間
の間の信号波形の値がこの特定の通信区間に関連したビ
ットばかりでなく、時間隣接ビットにも依存するような
ものとなる。特に、この簡略化した実施例では、一対の
「１」（「０」）は、実際、図２において２０１（２０
２）で示されるように最大（最小）の信号値を発生する
と仮定する。

【００１７】一方、「０１」又は「１０」のビット対
は、２０５と２１０で示した２つの波形の間にある信号
波形を発生する。２０６と２０７で示した波形２０５の
２つのブランチは、ビット対に続くビットの値が、それ
ぞれ、「１」であるか「０」であるかの関数として発生
する。これは、波形２１０の２つのブランチ２１１と２
１２についても同様である。このような全ての波形の時
間的重複を、信号の「目」と称することにし、波形２０
５と２１０の間の領域２２１は「目開き」と称すること
にする。

【００１８】ビット対の内の第２のビットは、現在の通
信期間中に検出されるべき送信ビットであり、この現在
の通信期間は、時間の約ｔ₀に中心があると仮定する。
このビット検出は、時間ｔ₀でリード線２７の信号を観
察し、それをしきい値と比較することにより達成され
る。従来技術によれば、一定のしきい値ＴＨ_fは、通
常、最大の受信信号レベルと最小の受信信号レベルとの
中間レベル、即ち、波形２０１と２０２のレベルの中間
に設定される。

【００１９】また、歪が中間レベル付近に中心がない目
開口部を発生する場合、チャネルにより導入された歪が
時間に対し変化しない限り、目開口部が下がったときに
も、しきい値はその目開口部の中央にあるように設定す
ることができる。

【００２０】上記の更なる歪補償を達成する１つの方法
は、一定のしきい値ＴＨ_fを使用し、そして、目開口部
の大きさを増加させ、それにより、上記の決定により得
られたリード線３５１の帰還信号を使用して、波形２０
５と２１０のような「０」を表す信号と「１」を表す信
号との間に最大の距離を形成して更に信頼性ある決定を
なし得るようにリード線２７の信号を変えることであ
る。

【００２１】この方法によれば、波形２０２（２０１）
に接近するよりも時間ｔ₀において波形２０５（２１
０）に更に接近することはせずに、しきい値ＴＨ_fがそ
れらの中間にあるように波形２０２と２０５（２０１と
２１０）を上（下）へ移すことができる。

【００２２】しかし、リード線３５１の帰還信号はビッ
ト速度で変化する。結果として、この信号をリード線２
７の信号と組み合わせると、高ビット速度で反射及びフ
ィードスルーのようないくつかの問題が発生し、これに
より、歪補償技術の実施が著しく犠牲にされることがあ
る。

【００２３】本実施例では、これらの問題は、リード線
２７の信号を変えずに、むしろ変化するしきい値を提供
するためにリード線３５１の帰還信号を使用することに
よって克服することができるということがわかった。か
くして、図２において、以前の決定は「０」であり正し
かったと仮定すると、リード線２７の波形は検出すべき
ビットが「１」か又は「０」であるかに依存して波形２
０５又は２０２の何れかとなるはずである。

【００２４】そうならば、リード線３５１の帰還信号
は、ＴＨ₀のこれら２つの波形の期待した値の中間に時
間ｔ₀においてしきい値を決定し、それにより、最初に
述べた試みと同様に正に信頼性ある決定をなすように発
生することができる。同様に、しきい値は、以前の決定
が「１」であった場合に、ＴＨ₁に設定することができ
る。更に、帰還信号の値を決定する別の以前の決定を使
用すると、更に精密に位置決めされたしきい値、従っ
て、更に正確なデータ回復を行うことができる。

【００２５】なお、この方法では、信号から歪は除去さ
れない。即ち、目開口部は、増加されなかった。本発明
では、むしろ、等価な効果を達成するような方法でしき
い値を設定するために、その歪に関する情報を使用す
る。

【００２６】図１において、検出器／非線形相殺器２８
は、しきい値検出器２９、Ｔ秒遅延素子３１（Ｔは通信
期間の継続部分である）、Ｎ個から１個を選択する選択
器３５を有する。リード線３５１の信号は、実際、上記
の変化するしきい値である。しきい値検出器２９は、リ
ード線２７の信号とリード線３５１の信号とを比較し
て、どちらが任意の与えられた通信期間の場合に大きい
かに依存して、上記のごとく、リード線３９に値「１」
又は値「０」のいずれかを有するデータシンク４２に対
する決定ａ_j-1を出力する。

【００２７】同時に、この点までに既になされた決定が
使用されて、次の決定ａ_jを発生するためにリード線３
５１に帰還信号を発生する。これらの決定は、今後、
「入力以前決定」と呼ぶことにし、決定ａ_j-1・・・ａ
_j-(n-1)、ａ_j-n（ｎは整数）からなる。理論的には、リ
ード線３５１に帰還信号を発生する回路は、ランダムア
クセスメモリの場所のアドレスとして入力以前の決定を
使用するランダムアクセスメモリ又は他のルックアップ
テーブルを使用して構成することができる。

【００２８】このランダムアクセスメモリの場所には、
しきい値検出器２９により使用されるアナログ信号に変
換し得る適当な帰還信号レベルの表現で記憶されてい
る。しかし、この種の現在知られた回路は、この種の用
途では十分高いデータ速度で動作することはできない。
リード線３５１に帰還信号を発生するために、代わりに
使用できる種々の他の手段を以下に述べることにする。

【００２９】まず、図１において、入力された従来の決
定ａ_j-2・・・ａ_j-(n-1)、ａ_j-nは、Ｔ秒遅延素子３１
から伸びるリード線２９６で選択器３５に加えられ、入
力以前決定ａ_j-1は、以下に述べるように、しきい値検
出器２９内から伸びるリード線２９５で供給される。こ
うして、多数の以前決定が同時に選択器３５に加えられ
る。次に選択値３５は、入力決定の関数としてリード線
３５１に帰還信号を発生する。特に、入力以前決定の各
異なる組合せにより、帰還信号は、問題の通信期間にそ
れぞれの値を帯びる。

【００３０】特に、選択器３５は、入力以前決定の値の
関数として基準信号発生器３８により供給されるＮ個の
信号レベルＶ₁、Ｖ₂、・・・Ｖ_Nの１つを選択する。こ
こで、パラメータＮは２ⁿに等しく、ｎはリード線２９
５と２９６の数全体を表す。Ｖ₁、Ｖ₂、・・・Ｖ_Nの値
はこれから述べる方法で決定される。

【００３１】好都合にも、今記載した回路は、上述のよ
うに、受信信号の線形及び非線形の両方の歪を補償す
る。特に、１つの通信期間から他の通信期間へ干渉によ
り生じた歪は、１個の以前決定を選択器３５に入力する
ことによって補償することができる。多数の通信期間か
らの特定の他の通信期間への歪は、図１に示した一般的
な場合である複数の以前決定を選択器３５に入力するこ
とにより補償することができる。一般的に、特定の実施
例で選択器に入力される以前決定の数は、多分、価格と
他の考慮事項により妥協される、期待した歪の厳格さ及
び特性に基づいて選択される。

【００３２】リード線３５１の帰還信号が取ることがで
きる種々のレベルは、チャネル内の期待された一定分散
に基づいて予め決定してもよい。しかし、大部分の分散
は、時間と共に変化する。従って、常に分散を最適に補
償する方法でチャネル変化の特性としてこれらのレベル
を適応的に変化させることが望ましい。このような試み
により、その分散が時間と共に変化しなくても、先験的
に正確にその分散を知らなければならないという要求は
消滅もする。

【００３３】また、選択器の出力は、入力以前決定の線
形関数又は非線形関数の何れかとすることができる。特
に、それが、入力以前決定の非線形関数の場合、回路
は、好都合にも、多数の通信期間からの干渉によって生
じる非線形歪を補償することができる。実際、本実施例
は、入力以前決定の非線形関数として値Ｖ₁、Ｖ₂，・・
・Ｖ_Nを適用するアルゴリズムを利用する。

【００３４】特に、現在の通信期間中に使用される
Ｖ₁、Ｖ₂，・・・Ｖ_Nの内のあるものの値は、その後、
βｓｇｎ（ｅ_j）に等しい更新増分により更新される。
ここでβは、チャネル内の歪の期待された変化率及び適
用時間に基づいて決定される小さな一定のステップの大
きさであり、ｓｇｎ（）は、符号関数であり、ｅ_jはｊ
番目の通信期間に関連した誤差信号であって、減算器３
６により形成されたリード線２７と３５１の信号の差の
関数である。

【００３５】特に、この実施例では、ｅ_jは、ａ）ｊ番
目の信号期間の決定ビットが「１」の場合、「１」を表
す信号と「０」を表す信号のリード線２７の所望レベル
間の差の半分をその差にプラスし、ｂ）ｊ番目の信号期
間の決定ビットが「０」の場合、「１」を表す信号と
「０」を表す信号のリード線２７の所望レベル間の差の
半分をその差からマイナスすることにより与えられる。
βｓｇｎ（ｅ_j）を表す信号は、更新回路３７により発
生されて基準信号発生器３８に加えられる。

【００３６】ｊ番目の信号期間については、１つのしき
い値レベルのみが調整される。即ち、入力以前決定の調
和ある全体が、その信号期間に実際にそれらが有する値
を持つときに出力されるレベルが調整される。もちろ
ん、ｊ番目の信号期間の後で、入力以前決定が再び同一
の組の値を有するときには、この調整されたレベルが使
用される。このために、図面には示してないが、基準信
号発生器３８は、更新されるべきしきい値レベルを識別
するようにリード線２９５と２９６で信号を受信する。

【００３７】解決すべき他の問題は、ギガビット／秒速
度で要求時間にリード線３５１に帰還信号を提供するこ
とを可能にすることである。この問題は、一般的に最も
有用な場合であるが、ｊ番目の信号期間についてなされ
る決定が次の（ｊ＋１）^st信号期間にしきい値に提供す
るために使用されるべきであるときに特に重大となる。

【００３８】特に、図１においては、リード線３９のビ
ット決定が通信期間の終わりの近くでのみ現れて安定と
なるように保証されるので問題が生じる。そのときに
は、ａ_j+1を決定するために使用されるしきい値は、リ
ード線３５１に存在する必要がある。それは、しきい値
検出器２９が、そのときにリード線２７と３５１の信号
レベルを比較し始めるからである。

【００３９】従って、後者のリード線３５１には適当な
しきい値レベルが、既に存在してなければならない。選
択器３５による（たとえ比較的小さくても）遅延及び回
路の信号通路に沿う信号伝ぱん遅延のために、この帰還
信号は、リード線３９の決定ビットが、選択器３５に対
し直前決定の値を提供するために使用される場合には、
時間に間に合う利用はできない。

【００４０】本発明の一実施例では、この問題は、図３
に示したように、２つのラッチすなわちラッチ２８１、
ラッチ２８２を使用して標準的なしきい値検出器２９を
構成することにより解決される。一定の通信期間の最初
の半分においては、ラッチ２８１は、そのいわゆる獲得
モードにあり、この獲得モード中に、ラッチ２８１は、
その出力リード線２８４に２つの入力信号の差に比例し
た差信号を提供する。

【００４１】ラッチ２８１は、このように比較器として
動作する。ラッチ２８２は、このときはいわゆる保持モ
ードにあって、リード線２８４の信号を無視する。信号
期間の次の半分では、ラッチ２８１は、保持モードに切
り換えられて、この保持モードにおいてリード線２８４
に信号の極性を示す一定の論理レベルを出力する。これ
と同時に、ラッチ２８２は、前の通信期間中に得られた
リード線２８４の信号の極性を示す信号を保持していた
保持モードから、獲得モードに切り替わる。

【００４２】その後、次の通信期間の最初の半分では、
再び保持モードにあるラッチ２８２は、前の信号期間の
次の半分にリード線２８４から得た信号を表す一定の論
理レベルをリード線３９に与える。このように、リード
線３９の出力は、信号期間の次の半分の終わりの近くに
のみ現れて安定することを保証されるということが分か
る。これは余りに遅過ぎる。

【００４３】次にわかったことは、リード線２８４にお
いて、リード線３９でいつか後でのみ現れるａ_jの値を
示す信号が利用でき、そして、前者の信号がこの後者の
信号の代わりに好都合に使用できるということである。
特に、セレクタ３５は、帰還信号を発生させる通信期間
の半分を付加的に有している。単一の以前決定の場合に
は、この帰還信号は、図１１に示し、以下に述べるよう
に乗算ラッチを使用して発生することもできる。

【００４４】この場合、帰還信号３５１がアナログ信号
であるという点で欠点を持っており、高周波での動作で
はアナログプロセスの精度を維持することが困難であ
る。かくして、入力以前決定の数が増加するに従って、
同時に、種々の可能なしきい値レベル間の徐々なる変化
は小さくなり、プロセス全体の精度は悪くなることがあ
る。

【００４５】図４は、図１のシステムで使用される検出
器／非線形相殺器２８の別の実施例を示す。この場合、
データ速度で変化しなければならない帰還信号は、デジ
タル信号であり、それにより実施の問題が緩和される。

【００４６】図４において、検出器／非線形相殺器４２
８は、基準信号発生器４３８を有している。唯一の入力
以前決定が使用されるので、基準信号発生器４３８は、
２つの信号レベルのＶ₁とＶ₂のみを提供する。決定出力
を発生するために入力信号を比較すべきこれら２つの信
号レベルのうちの特定の１つは、図１の実施例の場合の
ように、第１の場合には、選択されない。

【００４７】むしろ、本実施例によれば、入力信号は、
比較器４１１と４１２により信号レベルＶ₁とＶ₂の各々
と比較される。これらの比較の各々の結果は、「０」又
は「１」としてクロックサイクルの前半即ち前位相中に
それぞれのフリップフロップ４３１と４３２にクロック
入力され、そして、Ａ_jとＢ_jとして示したフリップフロ
ップ４３１と４３２の出力は、多重化フリップフロッ
プ、即ち、マックスフロップ４３９のそれぞれの入力に
与えられる。

【００４８】リード線４３４の信号Ａ_jは、Ｖ₁が本来の
しきい値となるべき場合に得られる決定値を表し、リー
ド線４３４の信号Ｂ_iは、Ｖ₂が本来のしきい値となるべ
き場合に得られる決定値を表す。かくして、これら２つ
の信号は、「試験的」決定として考慮されてもよい。こ
のとき、マックスフロップ４３９は、保持状態であり、
そして、即座の以前決定ａ_j-1をリード線３９でその出
力点に供給する。

【００４９】この決定「０」又は「１」の値は、もちろ
ん、２つの値のＶ₁とＶ₂のどちらが、リード線２７の入
力信号により現在表されているビット値についての決定
をするためのしきい値として用いられるべきかについて
の決定要因である。従って、クロックサイクルの第２段
階中に、マックスフロップ４３９は、リード線３９から
マックスフロップ自体の「選択」入力点に帰還信号とし
て供給されるａ_j-1の値によって示されるように、該当
する試験的な決定を取り入れる。

【００５０】同時に、ａ_j-1は、更新回路４３７内で、
減算器４３６と４４０からの出力のどれが更新を行う場
合に使用されるべきかを制御する。図１の更新回路３７
のように動作するこの後者は、基準信号発生器４３８に
対して更新情報を提供する。

【００５１】検出器／非線形相殺器４２８の実行可能性
の中心となるのは、１つのクロックサイクル段階中に選
択された値に実際にラッチすることができ、そして、第
２段階中に、その値をそれ自体の選択入力点にすべてギ
ガビット／秒速度で戻すことができるマックスフロップ
の利用可能性である。好都合にも、これらの装置は、市
販されており、そして、この実施例の場合のように、唯
一の入力以前決定が使用される。

【００５２】ここで、図４で行われた試みの、更に一般
的な場合への拡張、即ち、複数の入力以前決定が、使用
されるべき次のしきい値を決定するために使用される場
合を考える。例えば、２つの入力以前決定が使用された
とすると、検出器／非線形相殺器４２８は、結局、２つ
の最近の以前決定を受信するために、結局、２ビット選
択入力を有する４入力１出力マックスフロップを提供す
る４個の比較器を有することになる。

【００５３】しかし現在の技術では、マックスフロップ
４３９により提供されるマルチプレクサとフリップフロ
ップの機能は、別々の／独自性あるマルチプレクサとフ
リップフロップ回路により構成しなければならない。

【００５４】これは、検出器／非線形相殺器５２８とし
て図５に示したような構成を考慮することにより更によ
く理解されよう。図５及び以下に述べる図７ないし図９
では、基準レベルＶ₁ないしＶ_Nを発生及び更新する回路
は、図面の明確化のために省略してある。それは、しか
し、図４に示したものと同一となろう。尚、４つの基準
レベルＶ₁、・・・Ｖ₄を受信する４個の比較器５１１な
いし５１４が存在する。

【００５５】これらは、フリップフロップ５３１ないし
５３４にデータを送り、これらのフリップフロップが、
今度は、４個の試験的決定Ａ_jないしＤ_jをマルチプレク
サ５４０に供給する。このマルチプレクサの出力ａ
_jは、２つのフリップフロップ５５１と５５を通る。こ
れらのフリップフロップの出力は、それぞれ、ａ_j-1と
ａ_n _-2である。この後者の２つの出力は、マルチプレク
サ５４０に選択器入力として作用する。

【００５６】不都合にも、４対１マルチプレクサ５４０
の実際の構成は、図５に示したように、２対１の３個の
マルチプレクサ５４１と５４２、５４３の組み合わせと
して存在する。このような構造では、２対１の多重化マ
ックスフロップにわたる十分な付加遅延が危うくなり、
全体としてこのシステムにより与え得るビット速度は有
限となる。

【００５７】特に、マルチプレクサ５４０が十分早くａ
_j-1とａ_j-2に応答してフリップフロップ５５１にクロッ
クで送られるａ_jを十分間に合うように発生することは
不可能かもしれない。これはまた、図４の構成でも生じ
得る。しかし、この問題は他の実施例により解決され
る。

【００５８】この実施例では、ａ）ａ_jを、Ａ_jないしＤ_j、ａ_j-1及びａ_j-2のブール関
数として表現し、ｂ）量ｊが、ａ）で得られた式に現れるときは常に、量
ｊの代わりに単に量（ｊ−１）を代入することによって
ａ_j-1を表現し、ｃ）ａ）で得られた式に、ｂ）で得られた式を代入する
ステップによって、ａ_j-2とａ_j-3で、ａ_jに関する式、
即ち、ａ_j-1へのａ_jの依存性が存在しない式を得ること
ができる。

【００５９】別の表現を用いると、ａ_jの式は、ａ）試
験的決定Ａ_jないしＤ_j、及びＡ_j-1、・・・Ｄ_j-1、の陽
関数、ｂ）以前決定ａ_j-2及びａ_j-3の陽関数、及びｃ）
ａ_j-1の陰関数のみである。これにより、図５において
述べた処理時間問題を回避することが可能となる回路設
計の融通性が得られる。ここに記載された実施例では、
特に、上記のステップにより、ａ_jに関する以下のブー
ル表現が得られる

【００６０】

【数１】

【００６１】更に、ａ_j-1に関するブール表現がａ
_j-(p+1)に続くどの決定に対しても明白な依存性を有し
ないように、この方法はｐ回繰り返すことができる。こ
の式に従ってａ_jを発生する回路は図６と図７に示して
ある。特に、図７で、「試験的決定組み合わせ回路６２
０」として示した要素は、上に定義したＷ_jないしＺ_jの
値を与える。

【００６２】試験的決定組み合わせ回路を実施する例示
的な回路は、図６に示してある。尚、この点では、問題
は解決されていない。それは、図７に示したマルチプレ
クサ７４０が、図５に示したものと同一であり、同一の
処理時間問題が生じるからである。しかし、フリップフ
ロップ７５１の出力は、マルチプレクサには帰還されな
いので、この回路におけるその存在は、単に１クロック
サイクルの遅れのみを提供するだけである。

【００６３】そういう理由で、この遅延は、２対１マル
チプレクサ７４１と７４２に組み込むことができる。即
ち、図８に示したように、ａ_j-1を提供する図７のフリ
ップフロップ、即ち、フリップフロップ７５１は、除去
して、マルチプレクサ７４１と７４２を、図４のマック
スフロップ４３９と同一なマックスフロップ８４１と８
４２で置換することができる。

【００６４】前に述べたように、４対１マックス／フリ
ップフロップの組み合わせとは異なるこのマックスフロ
ップは、実際、問題の処理速度で動作して、帰還される
べき時間的に間に合う出力を提供することができる。こ
の試みに関連する唯一の「費用」は、全体として、検出
／相殺プロセス内に導入される遅延全体の１クロックサ
イクルの増加分である。

【００６５】動作速度が更に増加するに従って、マック
スフロップでも十分早く動作できなくなる可能性があ
る。この場合には、図９に示した方法を使用してもよ
い。前述のように、図６の試験的決定組み合わせ回路６
２０は、フリップフロップにデータを供給する。次に、
試験的決定組み合わせ回路６２０の出力は、並列的に２
組の回路に供給される。この回路は、量のＷ_iないしＺ_i
が発生される速度の半分でクロックされる。

【００６６】この２組の回路の１つは、ｊの偶数値の場
合、ａ_jを発生し、そして、ｊの奇数値の場合は別のも
のを発生する。これらのマルチプレクサの動作速度は、
そうでない場合の動作要求速度の半分であるので、マル
チプレクサにおける処理遅延に関連する上記の問題はま
た克服される。

【００６７】上に記載した種々の試みは、理論的に拡張
して、所望数の（１を含む）入力以前決定の便宜をはか
ることができる。尚、図４ないし図９の回路は、比較器
の各々に、異なる位相タイミングでクロックを使用する
こともできる。かくして、しきい値は、前のビットに依
存することができるばかりでなく同様にサンプル時間ｔ
₀に依存することもでき、これにより更によりよい歪補
償が可能となる。

【００６８】しかし、これらの試みを実施するに必要な
回路量は、入力以前決定の数の各増加ごとに対数的に増
大し、かくして、実際の制限に、すぐ届いてしまう。あ
るいはまた、比較的多数の入力以前決定を使用すること
が望まれる用途では、図１０に示した試みを使用するこ
とができる。この試みは、回路の最も適度な増加のみ
が、入力以前決定の数の各増加に必要とされるだけであ
るという利点を有している。

【００６９】しかし、これはデジタル選択プロセスを介
して動作するのではなく、むしろアナログ領域で動作す
るので、高周波で動作するときにはアナログプロセスの
精度を維持することが困難であるという欠点を有してい
る。かくして、入力以前決定の数が増加するに従って、
同時に、種々の可能なしきい値レベル間の段階的変化が
小さくなるに従って、プロセス全体の精度は、悪くなる
ことがある。

【００７０】また、これは、非線形歪ではなく、線形歪
のみを補償する。従って、この技術又は本願に記載した
技術のどれかを使用するための決定は、かくして、この
特定の用途、及び、設計者が操作することを要求される
制限に依存する。次に図１０を見ると、図１の試みに対
する類似性に気付くであろう。特に、検出器／線形相殺
器１０２８は、（図３に示したしきい値検出器に似た）
しきい値検出器１０２９、遅延要素１０３１及び更新回
路１０３７を有している。

【００７１】しかし、Ｎ個のうちの１個を選ぶ選択器
は、トランスバーサルフィルタ１０３５により置換さ
れ、そして、基準信号発生器は、タップ重み発生器１０
３８により置換されている。この試みの場合、検出器１
０２９に供給されたしきい値は、予め定義された複数の
しきい値の１つではない。むしろ、このしきい値は、入
力以前決定の流れでのその決定の通常の位置に関連した
いわゆるタップ重みを入力以前決定の各々にまず乗算す
ることによって発生される。

【００７２】かくして、リード線１０９５でしきい値検
出器１０２９内から提供された最新の入力以前決定は、
タップ重みＷ₁により乗算され、遅延１０３１のうちの
最初の遅延の出力点に提供された第２番目に最新の入力
以前決定は、タップ重みＷ₂を乗算される。以下同様で
ある。

【００７３】得られる結果は、次に、加算されてリード
線１０５１で信号を提供する。この信号の値は、正又は
負となり得るが、しきい値検出器１０２９内で取られる
予め定義した公称しきい値に対するずれ又は補正量を表
す。タップ重み発生器１０３８により供給されるタップ
重みは、図１の実施例で使用した基準レベルが更新され
るのとまさに同一方法で適応的に更新される。

【００７４】トランスバーサルフィルタ１０３５は、例
示的には、複数の乗算ラッチ１０４１からなり、この乗
算ラッチの各々は、異なる入力以前決定にそれに関連す
るタップ重みを乗算し、その積を表すアナログ信号を提
供する。これらの乗算ラッチの出力は、次に、アナログ
バスとして機能するリード線１０５１で加算されて上記
の信号のずれを提供する。

【００７５】この記載が続くに従って明らかになるが、
図１０に示した機能素子間で通信される信号の多くは差
動信号である。この信号は、公知のように、対をなす信
号リード線で伝送される。図面の簡単化のために、しか
し、これらのリード線の対のすべては、図１０において
は単一のリード線として示してある。

【００７６】図１１は、１つの乗算ラッチ１０４１の回
路図であり、この乗算ラッチは、トランジスタＱ７とＱ
１０のコレクタに差動出力を提供する。特に、この回路
は、２相クロックに応答して動作する。第１相の間、ク
ロック信号Ｃは、基準レベルＣ_refよりも高い。これに
より乗算ラッチは、その「獲得」モードに置かれる。こ
のモードでは、トランジスタＱ５はオンとなり、それに
より差動対Ｑ１、Ｑ４を介して電流を完全に引き出す。

【００７７】特に、トランジスタＱ１は、差動入力Ｄ、
〈Ｄ〉（これはＤの否定を示す数１ではＤの上付きバー
を表し、以下同じ）として提供された入力以前決定が
「１」の場合にオンとなる。（遅延１０３１の各々が、
例示的には、図３に示した二重ラッチ装置に類似した二
重ラッチ装置であり、「Ｄ、〈Ｄ〉」入力は、リード線
２９５の信号に対応する、最初のラッチの出力から供給
されるということが、ここで知られよう。

【００７８】トランジスタＱ１がオンの場合、電流は、
差動対Ｑ７、Ｑ８を通って引き出される。電流は、トラ
ンジスタＱ１０を流れないので、そのコレクタは、接地
電位にあり、それにより差動出力の１方の側が提供され
る。同時に、トランジスタＱ８と対抗するトランジスタ
Ｑ７を流れる電流の一部は、トランジスタＱ８に加えら
れる一定レベルＷ_refを基準とした信号Ｗのレベルに依
存する。

【００７９】信号Ｗは、適当なタップ重み値を表すアナ
ログ信号であり、このアナログ信号は、タップ重み発生
器１０３８により供給されるそのアナログ信号のデジタ
ル変換形から発生される。入力以前決定とそれに関連す
るタップ重みの積を表す信号は、かくして、トランジス
タＱ７とＱ１０のコレクタの間の差動信号として提供さ
れる。入力以前決定が「０」の場合、差動対Ｑ７、Ｑ８
とＱ９、Ｑ１０の役割は、逆転され、そして、差動信号
は、上記の場合と同一の大きさを有するが、符号は逆と
なる。

【００８０】第２のクロック位相中、トランジスタＱ６
はオンで、電流を、差動対Ｑ２、Ｑ３を通して引き出
す。この後者は、対応する遅延素子１０３１（即ち、あ
る場合には、しきい値検出器１０２９）の出力から入力
として、差動信号Ｑ、Ｑを受信する。これにより、第１
のクロック位相中に発生された差動出力信号は、このク
ロック位相中の差動入力Ｄ、〈Ｄ〉のどのような変化に
も関わらず、一定に保持される。リード線１０５１の加
算結果が、しきい値検出器１０２９により読み込まれる
のは、このクロック位相中である。

【００８１】上記の説明は、単に本発明の原理を示すも
のであって、多くの変形が可能である。例えば、上述の
実施例では、情報を単一チャネルで通信するシステムの
段階で開示されている。しかし、本発明は、波長多重化
又は周波数分割多重化のいずれかであるチャネルのよう
な多重チャネルで情報を通信するシステムにも等しく適
用可能である。これらのシステムでは、歪補償技術は、
別々に各チャネルでの信号に適用することができる。し
かし、ファイバの非線形性のような損害の場合、異なる
チャネルの信号は、互いに干渉することがある。

【００８２】その場合、一定のチャネルに関連する回路
で使用されるしきい値を決定するために使用される決定
のベクトルは、他のチャネルに関連する回路により形成
された決定を含んでもよい。実際、混信が主な損害であ
る場合のような特定の状態では、決定ベクトルは、専
ら、他のチャネルからの決定よりなるものとなろう。即
ち、問題のチャネルからの決定を除外してしまうことに
なろう。

【００８３】更に変形例が可能である。例えば、上述の
実施例は、２進（２レベル）と１次元である通信方法を
取るけれども、多段レベル及び（又は）多次元通信方法
も使用することができる。更に、本明細書での説明は、
ブロック、トレリス、又は、他の種類の符号化方法の使
用には言及しないが、本発明は、実際、これらの技術を
使用するシステムで使用することができる。

【００８４】更に、特定のアルゴリズムが、該選択器に
より選択された基準電圧を更新するために使用された
が、（符号関数ｓｇｎにより提供される）誤差信号ｅ_j
の符号よりも、むしろ、この誤差信号のアナログ値を使
用するアルゴリズムのような他のアルゴリズムも代わり
に使用してもよい。更に、その帰還信号値を決定するた
めに使用される決定は、前の信号区間に関連した決定で
あるばかりでなく、更なる通信区間に関連した決定の評
価ともなり得る。

【００８５】更に、非線形性の場合、歪は、過去及び未
来のビットのみばかりでなく、検出されるビットに依存
することがあるので、ここに開示した種類の多数のしき
い値検出器／非線形相殺器を組み合わせて、一連のビッ
ト又は多くのチャネルでの送信ビットのどれがより転送
され易かったかを決定することができる。

【００８６】また、上述の実施例では、別々の電子形成
ブロックを使用して実施されるものと示したが、これら
のいずれの電子形成ブロックの機能も、使用される情報
速度及びこのときにおける技術状態に依存して適切にプ
ログラムした専用又は汎用のプロセッサを介して実施し
てもよい。関連する高データ速度のために、単一の集積
回路チップ上に少なくともしきい値検出器／非線形相殺
器を構成することが望ましい。

【００８７】かくして、本明細書で明確に示さず、か
つ、記載しなかったが、本発明の原理を具体化する数多
くの構成を当業者は想到することができるであろう。以
上の説明は、本発明の一実施例に関するもので、この技
術分野の当業者であれば、本発明の種々の変形例が考え
得るが、それらはいずれも本発明の技術的範囲に包含さ
れる。尚、特許請求の範囲に記載した参照番号は、発明
の容易なる理解のためで、その技術的範囲を制限するよ
う解釈されるべきではない。

【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、信
号電力を増加し、ビット速度を高くし、伝送距離を長く
し、多重チャネルを使用することにより、チャネルの能
力をその限界まで使用したときに現れるファイバの非線
形性による信号歪、色彩分散及び偏光分散と関連したフ
ァイバの非線形性が、個々の効果の和よりも大きく歪効
果全体を増大させる問題などを解決し、正確な信号回復
を行うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の光ファイバ伝送システムの
構成を示すブロック図である。

【図２】本発明の原理を説明するための波形図である。

【図３】図１のシステムで使用されるしきい値検出器の
構成を示すブロック図である。

【図４】図１のシステムで使用される検出器／非線形相
殺器の第２の実施例を示すブロック図である。

【図５】図１のシステムで使用される検出器／非線形相
殺器の第３の実施例を示すブロック図である。

【図６】図１のシステムで使用される検出器／非線形相
殺器の第４の実施例を示すブロック図である。

【図７】図１のシステムで使用される検出器／非線形相
殺器の第５の実施例を示すブロック図である。

【図８】図１のシステムで使用される検出器／非線形相
殺器の第６の実施例を示すブロック図である。

【図９】図１のシステムで使用される検出器／非線形相
殺器の第７の実施例を示すブロック図である。

【図１０】図１のシステムで使用される検出器／非線形
相殺器の第８の実施例を示すブロック図である。

【図１１】図１の検出器／非線形相殺器に使用される乗
算ラッチの回路図である。

【符号の説明】

１１データ源１２レーザ１５光ファイバ２１光検出器２３増幅器／フィルタ２６フィードフォワードイコライザ２８、５２８、７２８、８２８、９２８、１０２８検
出器／非線形相殺器２９、１０２９しきい値検出器３１選択器３７、４３７更新回路３８、４３８基準信号発生器４２データシンク２８１、２８２ラッチ４１１、４１２、５１１−５１４比較器４３１、４３２、５３１−５３４、５５１、５５２、８
５２、８５３フリップフロップ４３９、８４１、８４２マックスフロップ５４０、５４３、８４３マルチプレクサ６２０試験的決定組み合わせ回路７５１−７５３クロック１０３５トランスバーサルフィルタ１０３７更新回路１０３８タップ重み発生器１０４１乗算ラッチ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者サンジェイカストゥリアアメリカ合衆国 07701 ニュージャージィ、レッドバンク、ウェランドロード 249 (72)発明者ロバートジェラルドスウォーツアメリカ合衆国 07724 ニュージャージィ、ティントンフォールズ、ウェリントンドライブ 65 (72)発明者ジャックハリーマンウィンターズアメリカ合衆国 07748 ニュージャージィ、ミドルタウン、オールドワゴンロード 103

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】情報を帯びた光信号を光ファイバから受
信する手段（１９）と、受信した信号と少なくとも１つの前のこの決定の関数で
ある帰還信号との結合関数として情報についての決定を
形成する手段（２１、２３、２６、２８）とを有するこ
とを特徴とする光ファイバ伝送装置。
【請求項２】決定を形成する手段が、受信した光信号
を情報を表す電気信号に変換する手段（２１）を有する
ことを特徴とする請求項１記載の光ファイバ伝送装置。
【請求項３】決定を形成する手段が、それぞれの試験的な決定を発生するために複数のしきい
値の各々と電気信号とを比較する手段（４１１、４１
２、４３２、４３２）と、前記試験的な決定の特定の１つが前記少なくとも１つの
決定の関数として形成された個々の決定となるように選
択する手段（４３９）とを有することを特徴とする請求
項２記載の光ファイバ伝送装置。
【請求項４】しきい値を適応的に変更する手段（３７
又は４３７）を有することを特徴とする請求項３記載の
光ファイバ伝送装置。
【請求項５】決定を形成する手段が、少なくとも１つの決定の関数であるしきい値信号を帰還
信号として発生する手段（３５、３８）と、しきい値信号と電気信号とを比較する手段（２９）とを
有することを特徴とする請求項２記載の光ファイバ伝送
装置。
【請求項６】比較する手段が、第１及び第２のラッチ
（２８１、２８２）を有し、第１のラッチが第１のクロ
ック位相中にその比較の結果を表す中間信号を発生し、
第２のラッチが第２のクロック位相中に前記中間信号に
応答して出力信号を発生し、この出力信号が形成された
個々の決定であり、帰還信号が中間信号の関数として発
生されることを特徴とする請求項５記載の光ファイバ伝
送装置。
【請求項７】しきい値信号が、形成された以前の決定
とのうちの前の決定それぞれの重みとの積の和の関数と
して発生されることを特徴とする請求項５記載の光ファ
イバ伝送装置。
【請求項８】しきい値信号が、決定の非線形関数であ
ることを特徴とする請求項５記載の光ファイバ伝送装
置。
【請求項９】電気信号としきい値信号との差を表す誤
差信号の関数としてしきい値信号を適応的に変更する手
段（４３７）を有することを特徴とする請求項５記載の
光ファイバ伝送装置。