JPH07181094A - 非対称差圧トランスジューサの帰還制御方法及び装置 - Google Patents
非対称差圧トランスジューサの帰還制御方法及び装置Info
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- JPH07181094A JPH07181094A JP6243870A JP24387094A JPH07181094A JP H07181094 A JPH07181094 A JP H07181094A JP 6243870 A JP6243870 A JP 6243870A JP 24387094 A JP24387094 A JP 24387094A JP H07181094 A JPH07181094 A JP H07181094A
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01L—MEASURING FORCE, STRESS, TORQUE, WORK, MECHANICAL POWER, MECHANICAL EFFICIENCY, OR FLUID PRESSURE
- G01L11/00—Measuring steady or quasi-steady pressure of a fluid or a fluent solid material by means not provided for in group G01L7/00 or G01L9/00
- G01L11/004—Measuring steady or quasi-steady pressure of a fluid or a fluent solid material by means not provided for in group G01L7/00 or G01L9/00 by the use of counterbalancing forces
- G01L11/008—Measuring steady or quasi-steady pressure of a fluid or a fluent solid material by means not provided for in group G01L7/00 or G01L9/00 by the use of counterbalancing forces electrostatic or electromagnetic counterbalancing forces
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 交換用ダイヤフラムを望ましい外形形状に維
持する。 【構成】 トランスジューサ静電容量の第１の可動電極
を形成する圧力変換用伝導ダイヤフラム１は固定電極
２，３に印加されるパルス列信号により力平衡状態に維
持される。ダイヤフラム１は構造上一定状態の不変に維
持され、望ましい電位が印加される。パルス列信号は、
少なくとも２つの固定電極２，３かまたは固定補助電極
群に印加される。電極２，３または補助電極群に印加さ
れる信号は、測定期間のうちの少なくとも一部の期間の
間圧力変換用ダイヤフラム１の電位に関して互いに逆極
性になると共に、少なくとも電極２，３の各対について
等しい振幅になり、同一のパルス列信号が、同時に、力
平衡を確立すると共に静電容量測定を実行する。
持する。 【構成】 トランスジューサ静電容量の第１の可動電極
を形成する圧力変換用伝導ダイヤフラム１は固定電極
２，３に印加されるパルス列信号により力平衡状態に維
持される。ダイヤフラム１は構造上一定状態の不変に維
持され、望ましい電位が印加される。パルス列信号は、
少なくとも２つの固定電極２，３かまたは固定補助電極
群に印加される。電極２，３または補助電極群に印加さ
れる信号は、測定期間のうちの少なくとも一部の期間の
間圧力変換用ダイヤフラム１の電位に関して互いに逆極
性になると共に、少なくとも電極２，３の各対について
等しい振幅になり、同一のパルス列信号が、同時に、力
平衡を確立すると共に静電容量測定を実行する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、請求項１の序文に従う
非対称差圧トランスジューサの帰還制御方法に関する。
また、本発明は、非対称差圧トランスジューサの帰還制
御装置に関する。
非対称差圧トランスジューサの帰還制御方法に関する。
また、本発明は、非対称差圧トランスジューサの帰還制
御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】以下の
刊行物は先行技術の引用例として特記される。 米国特許： ［ｐ１］米国特許第5,095,750 号(Suzuki et al.) ［ｐ１］米国特許第4,831,492 号(Kuisma ) 科学文献： ［ａ１］S.Suzuki, S.Tuchitani, K.Sato, S.Ueno, Y.Y
okota, M.Sato, M.Esashi, Semiconductor Capacitance
-Type Accelerometer with PWM ElectrostaticServo Te
chnique, Sensors and Actuators A21-A23, pp.316-31
9, 1990. ［ａ２］Y.de Coulon, T.Smith, J.Hermann, M.Chevrou
let, F.Rudolf, Design and Test of a Precision Serv
oaccelerometer with Digital Output, The Proceeding
s of the 7th International Conference on Solid-Sta
te Sensors andActuators, Yokohama, Japan, 1993, p
p.832-835.
刊行物は先行技術の引用例として特記される。 米国特許： ［ｐ１］米国特許第5,095,750 号(Suzuki et al.) ［ｐ１］米国特許第4,831,492 号(Kuisma ) 科学文献： ［ａ１］S.Suzuki, S.Tuchitani, K.Sato, S.Ueno, Y.Y
okota, M.Sato, M.Esashi, Semiconductor Capacitance
-Type Accelerometer with PWM ElectrostaticServo Te
chnique, Sensors and Actuators A21-A23, pp.316-31
9, 1990. ［ａ２］Y.de Coulon, T.Smith, J.Hermann, M.Chevrou
let, F.Rudolf, Design and Test of a Precision Serv
oaccelerometer with Digital Output, The Proceeding
s of the 7th International Conference on Solid-Sta
te Sensors andActuators, Yokohama, Japan, 1993, p
p.832-835.
【０００３】所定の電位に保たれた精密機械素子は、該
素子を取り囲む電極と素子自体に印加される電位差によ
り発生する静電力で制御することができる。周知のよう
に、２つの電極間に発生する静電力は次のように表わさ
れる。
素子を取り囲む電極と素子自体に印加される電位差によ
り発生する静電力で制御することができる。周知のよう
に、２つの電極間に発生する静電力は次のように表わさ
れる。
【数１】
【０００４】ここで、Ｕは平坦な電極間の電位差、εr
は媒体の誘電率、ｄＡは基本面積要素、ｄは平坦な電極
間の距離である。この積分は電極表面全体について行な
われる。式（１）を基礎として、電極間の静電力は電極
表面に作用する静電圧と解釈することができる。すなわ
ち、
は媒体の誘電率、ｄＡは基本面積要素、ｄは平坦な電極
間の距離である。この積分は電極表面全体について行な
われる。式（１）を基礎として、電極間の静電力は電極
表面に作用する静電圧と解釈することができる。すなわ
ち、
【数２】
【０００５】次に、固定電極を支持する本体構造と、前
記本体構造にその縁で取りつけられ、賦課される差圧を
受けてたわむように適合されたダイヤフラムとからなる
差圧トランスジューサ構造を検討してみる。ダイヤフラ
ムのたわみが非常に小さいままの場合は、ダイヤフラム
の各表面要素は、式（２）で表わされる静電圧と外部的
に印加される物理的圧力の両方による等しく大きな押圧
効果にさらされ、したがって、外部的に印加される物理
的圧力は、前記静電圧によってダイヤフラムのどの場所
でも相殺される。すなわち、Ｐext ＝Ｐelectricとな
る。これは、差圧トランスジューサは電気的帰還接続モ
ードのサーボトランスジューサとして働くことができる
ことを意味する。ダイヤフラムがたわまない状態に制御
されている時、前記外部圧力は次のように表わすことが
できる。すなわち、
記本体構造にその縁で取りつけられ、賦課される差圧を
受けてたわむように適合されたダイヤフラムとからなる
差圧トランスジューサ構造を検討してみる。ダイヤフラ
ムのたわみが非常に小さいままの場合は、ダイヤフラム
の各表面要素は、式（２）で表わされる静電圧と外部的
に印加される物理的圧力の両方による等しく大きな押圧
効果にさらされ、したがって、外部的に印加される物理
的圧力は、前記静電圧によってダイヤフラムのどの場所
でも相殺される。すなわち、Ｐext ＝Ｐelectricとな
る。これは、差圧トランスジューサは電気的帰還接続モ
ードのサーボトランスジューサとして働くことができる
ことを意味する。ダイヤフラムがたわまない状態に制御
されている時、前記外部圧力は次のように表わすことが
できる。すなわち、
【数３】 ここで、Ｑは電極の電荷である。
【０００６】しかし、このような帰還装置は下記の３つ
の基本的な問題で不利な立場にある。すなわち、 １）静電圧とトランスジューサ出力電圧として用いられ
る帰還制御電圧との関係は式（２）を基礎として非直線
になっている。 ２）式Ｐext ＝ε0 εr Ｕ2 ／２ｄ2 は、ダイヤフラム
のたわみがゼロの時のみの力平衡状態において有効であ
る。この状態を確認するためには、ダイヤフラム位置を
知らなければならない。 ３）発生した静電圧に帰還電圧を関連させる係数は、電
極間の媒体の誘電率に依存する。
の基本的な問題で不利な立場にある。すなわち、 １）静電圧とトランスジューサ出力電圧として用いられ
る帰還制御電圧との関係は式（２）を基礎として非直線
になっている。 ２）式Ｐext ＝ε0 εr Ｕ2 ／２ｄ2 は、ダイヤフラム
のたわみがゼロの時のみの力平衡状態において有効であ
る。この状態を確認するためには、ダイヤフラム位置を
知らなければならない。 ３）発生した静電圧に帰還電圧を関連させる係数は、電
極間の媒体の誘電率に依存する。
【０００７】これらの問題の解決法は引用特許［ｐ１］
及び科学文献［ａ１，ａ２］に開示されている。帰還装
置がパルス幅またはパルスレート変調信号を用いて、す
なわち一定振幅パルス（電圧レベル）を用いて、実行さ
れる場合、静電圧とパルス列のデューティサイクルとの
間にリニアな関係を確立することができる。
及び科学文献［ａ１，ａ２］に開示されている。帰還装
置がパルス幅またはパルスレート変調信号を用いて、す
なわち一定振幅パルス（電圧レベル）を用いて、実行さ
れる場合、静電圧とパルス列のデューティサイクルとの
間にリニアな関係を確立することができる。
【数４】 ここで、Ｄ＝ＴON／Ｔtotal 、すなわち、パルスオン期
間と総パルス期間の比である。
間と総パルス期間の比である。
【０００８】式（４）はさらに次のように表わすことが
できる。すなわち、
できる。すなわち、
【数５】 ここで、Ｕpulse はパルス列の振幅、Ｔpulse はパルス
幅、ｆpulse ＝ｎ／Ｔtotal はパルスレート（パルス／
単位時間）である。パルス幅変調に関して、リニアな出
力電圧はパルス列出力信号を積分器に通すことによって
得られる。パルスレート変調信号は、ビットストリーム
で形成されるデジタル信号として直接処理される。パル
ス化帰還制御方式の問題は、制御信号として帰還される
パルス列信号が、静電容量測定に影響を及ぼし、しかも
静電容量測定に用いられる測定回路を飽和させることさ
えあるＡＣ信号として作用することである。
幅、ｆpulse ＝ｎ／Ｔtotal はパルスレート（パルス／
単位時間）である。パルス幅変調に関して、リニアな出
力電圧はパルス列出力信号を積分器に通すことによって
得られる。パルスレート変調信号は、ビットストリーム
で形成されるデジタル信号として直接処理される。パル
ス化帰還制御方式の問題は、制御信号として帰還される
パルス列信号が、静電容量測定に影響を及ぼし、しかも
静電容量測定に用いられる測定回路を飽和させることさ
えあるＡＣ信号として作用することである。
【０００９】加速度トランスジューサのパルス化帰還制
御のデザインの出発点はトランスジューサ固有周波数よ
り多少上で動作させることであり［ｐ１，ａ１，ａ
２］、それによって、その慣性モーメントによるトラン
スジューサ振動質量は個々のパルスに対して高速応答を
示すことができず、したがってパルス化帰還力効果は平
均化される。対照的に、差圧トランスジューサでは、ダ
イヤフラム固有周波数は非常に高く（典型的には、ダイ
ヤフラムの厚さ及び直径に依存して３０〜２００ｋＨｚ
のオーダーに）なる。しかし、大気圧で動作する場合、
ダイヤフラムは非常に大きな硬度のダンピングにさらさ
れ、そこでまた、ダイヤフラムは高いパルスレートで賦
課される個々のパルスに応じなくなり、ここでもパルス
化帰還力効果は平均化される。
御のデザインの出発点はトランスジューサ固有周波数よ
り多少上で動作させることであり［ｐ１，ａ１，ａ
２］、それによって、その慣性モーメントによるトラン
スジューサ振動質量は個々のパルスに対して高速応答を
示すことができず、したがってパルス化帰還力効果は平
均化される。対照的に、差圧トランスジューサでは、ダ
イヤフラム固有周波数は非常に高く（典型的には、ダイ
ヤフラムの厚さ及び直径に依存して３０〜２００ｋＨｚ
のオーダーに）なる。しかし、大気圧で動作する場合、
ダイヤフラムは非常に大きな硬度のダンピングにさらさ
れ、そこでまた、ダイヤフラムは高いパルスレートで賦
課される個々のパルスに応じなくなり、ここでもパルス
化帰還力効果は平均化される。
【００１０】静電容量測定手法において、特に力平衡原
理を用いる場合、問題は、トランスジューサの誘電性充
填媒体に影響を及ぼす温度、湿度及び他の要因に対する
誘電率の依存関係から起こる。したがって、誘電率を測
定してその変化を補正しなければならない。このような
方法は引用特許［ｐ２］に開示されている。この引用特
許によれば、圧力トランスジューサの実際の変換用電極
は、圧力変化に対して低感度を有する他の電極で囲まれ
ており、したがって、誘電率の変化を検出するのに適し
ている。本発明の目的は、上記に説明した手法の欠点を
解消し、力平衡原理に基づく非対称容量性差圧トランス
ジューサと共に用いるのに適した新規な測定方法及び装
置を得ることにある。
理を用いる場合、問題は、トランスジューサの誘電性充
填媒体に影響を及ぼす温度、湿度及び他の要因に対する
誘電率の依存関係から起こる。したがって、誘電率を測
定してその変化を補正しなければならない。このような
方法は引用特許［ｐ２］に開示されている。この引用特
許によれば、圧力トランスジューサの実際の変換用電極
は、圧力変化に対して低感度を有する他の電極で囲まれ
ており、したがって、誘電率の変化を検出するのに適し
ている。本発明の目的は、上記に説明した手法の欠点を
解消し、力平衡原理に基づく非対称容量性差圧トランス
ジューサと共に用いるのに適した新規な測定方法及び装
置を得ることにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、非対称圧力ト
ランスジューサの変換用ダイヤフラムを、パルス化帰還
信号により制御される仕方で一定位置に保つことに基づ
いている。その端部まで２つの部分に分割された分割固
定電極に互いに逆位相の帰還信号を印加することによ
り、変換用静電容量の差及び和の値を共に得ることがで
き、これらの値から、誘電率の変化に関する補正項をさ
らに計算することができる。特に、本発明による方法
は、請求項１の特徴部分の記載内容によって特徴づけら
れる。さらに、本発明による装置は、請求項９の特徴部
分の記載内容によって特徴づけられる。
ランスジューサの変換用ダイヤフラムを、パルス化帰還
信号により制御される仕方で一定位置に保つことに基づ
いている。その端部まで２つの部分に分割された分割固
定電極に互いに逆位相の帰還信号を印加することによ
り、変換用静電容量の差及び和の値を共に得ることがで
き、これらの値から、誘電率の変化に関する補正項をさ
らに計算することができる。特に、本発明による方法
は、請求項１の特徴部分の記載内容によって特徴づけら
れる。さらに、本発明による装置は、請求項９の特徴部
分の記載内容によって特徴づけられる。
【００１２】本発明はいくつかの重大な利点を提供す
る。静電帰還制御型精密機械式トランスジューサにおけ
る最大の問題は、コンデンサギャップ充填媒体の温度及
び湿度に対する依存関係である。特にオイル充填された
トランスジューサでは、温度変化は、充填媒体の誘電率
の変化したがって圧力測定の誤差を引き起こす。本発明
による装置はこのような誤差発生源を解消する。他の重
大な利点は、静電容量検出信号によって加えられる静電
力効果は帰還装置に用いられ、したがって、パルス化帰
還信号は静電容量測定回路を飽和させるはずがないこと
である。本発明による装置は、差圧測定のほかにも、例
として誘電率と特別な関係を有する湿度や温度のような
量を測定することもできる測定装置を提供することが可
能である。本発明による装置の他の利点は、パルスレー
ト信号またはアナログ信号のどちらかとして圧力差に関
連したリニアな出力信号と、小さな温度依存関係であ
る。
る。静電帰還制御型精密機械式トランスジューサにおけ
る最大の問題は、コンデンサギャップ充填媒体の温度及
び湿度に対する依存関係である。特にオイル充填された
トランスジューサでは、温度変化は、充填媒体の誘電率
の変化したがって圧力測定の誤差を引き起こす。本発明
による装置はこのような誤差発生源を解消する。他の重
大な利点は、静電容量検出信号によって加えられる静電
力効果は帰還装置に用いられ、したがって、パルス化帰
還信号は静電容量測定回路を飽和させるはずがないこと
である。本発明による装置は、差圧測定のほかにも、例
として誘電率と特別な関係を有する湿度や温度のような
量を測定することもできる測定装置を提供することが可
能である。本発明による装置の他の利点は、パルスレー
ト信号またはアナログ信号のどちらかとして圧力差に関
連したリニアな出力信号と、小さな温度依存関係であ
る。
【００１３】
【実施例】以下、本発明は付随の図面を参照して模範的
な実施例によりもっと詳細に検討される。圧力変換用ダ
イヤフラムの最適制御は電極外形形状の適切なデザイン
により提供することができる。このような測定方法は圧
力変換用ダイヤフラムをたわまない状態に保つことに基
づいている。この望ましい装置は、測定回路から制御回
路に入力される誤差信号が、ダイヤフラム電極と等面積
の内側及び外側固定電極とで形成される静電容量の容量
差に比例し、特に前記誤差信号は前記静電容量が等しい
時にゼロになるように、静電容量測定及び静電帰還によ
って実行される。この方法の利点は、トランスジューサ
の温度依存関係が最小にされ、非直線誤差が制御される
ことを含む。しかし、克服すべき問題が、静電容量を検
出するのに用いられるＡＣ測定信号がダイヤフラムと固
定電極間に静電力を生じさせることから起こる。
な実施例によりもっと詳細に検討される。圧力変換用ダ
イヤフラムの最適制御は電極外形形状の適切なデザイン
により提供することができる。このような測定方法は圧
力変換用ダイヤフラムをたわまない状態に保つことに基
づいている。この望ましい装置は、測定回路から制御回
路に入力される誤差信号が、ダイヤフラム電極と等面積
の内側及び外側固定電極とで形成される静電容量の容量
差に比例し、特に前記誤差信号は前記静電容量が等しい
時にゼロになるように、静電容量測定及び静電帰還によ
って実行される。この方法の利点は、トランスジューサ
の温度依存関係が最小にされ、非直線誤差が制御される
ことを含む。しかし、克服すべき問題が、静電容量を検
出するのに用いられるＡＣ測定信号がダイヤフラムと固
定電極間に静電力を生じさせることから起こる。
【００１４】図１ａを参照すると、単方向測定用非対称
差圧トランスジューサの帰還制御にパルス幅またはパル
スレート変調信号が用いられる場合、ダイヤフラム位置
の帰還制御に用いられるパルス列は、ダイヤフラム位置
の検出にも用いることができる。組合せ帰還／検出装置
は、差圧変換用導電性ダイヤフラム１と、２つの固定同
心電極２，３を支持する支持構造に基づく。帰還信号
は、中心の固定電極３及び外側の固定電極２に印加され
る電圧がダイヤフラムの電位に関して互いに反対の位相
になるように、パルス化形式で固定電極２，３に入力さ
れる。そこで、帰還信号でダイヤフラム１に生じる電位
の振れは、ダイヤフラム１の電極と内側の固定電極３及
び外側の固定電極２とで形成される２つの静電容量が等
しい場合ゼロになる。対照的に、ダイヤフラム１と固定
電極２及び３の間に作用する静電力は、二次関係Ｆ Ｕ
2 による引力となる。図のたわみが明瞭にするため誇張
されている圧力変換用ダイヤフラム１は、対向する電極
２及び３で制御される。固定電極２及び３は同心になっ
ていると共に本質的に有効面積が等しくなっている。そ
れぞれ、圧力変換用ダイヤフラム１と電極３はコンデン
サＣ1 を構成し、ダイヤフラム１と電極２はコンデンサ
Ｃ2 を構成する。信号経路に沿った電荷増幅器５の次段
はクロック周波数４でクロックされるΣ／Δコンバータ
９である。クロック周波数は好適には５０〜３００ｋＨ
ｚの範囲にある。Σ／Δコンバータ９の出力はパルスレ
ート出力信号２５を直接提供し、この信号は同時に望ま
しい圧力差信号になる。パルスレート出力信号をローパ
スフィルタ１０を用いてろ波することにより、アナログ
測定信号がアナログ出力２６から得られる。帰還制御信
号として用いられるパルスレート信号の振幅はパルス振
幅調整器８により調整され、この調整器８の出力から帰
還信号が電極３及び２に入力されるが、まず、電極２に
入力される信号をインバータ７で位相反転する。さら
に、Σ／Δコンバータ９は、ＤＣ信号をパルス化信号に
変換するのに適する回路と置換することができる。さら
に、インバータ７は、ダイヤフラム１の電位に関して互
いに逆極性を有する２つのパルス列信号を供給すること
ができる手段と置換することができる。
差圧トランスジューサの帰還制御にパルス幅またはパル
スレート変調信号が用いられる場合、ダイヤフラム位置
の帰還制御に用いられるパルス列は、ダイヤフラム位置
の検出にも用いることができる。組合せ帰還／検出装置
は、差圧変換用導電性ダイヤフラム１と、２つの固定同
心電極２，３を支持する支持構造に基づく。帰還信号
は、中心の固定電極３及び外側の固定電極２に印加され
る電圧がダイヤフラムの電位に関して互いに反対の位相
になるように、パルス化形式で固定電極２，３に入力さ
れる。そこで、帰還信号でダイヤフラム１に生じる電位
の振れは、ダイヤフラム１の電極と内側の固定電極３及
び外側の固定電極２とで形成される２つの静電容量が等
しい場合ゼロになる。対照的に、ダイヤフラム１と固定
電極２及び３の間に作用する静電力は、二次関係Ｆ Ｕ
2 による引力となる。図のたわみが明瞭にするため誇張
されている圧力変換用ダイヤフラム１は、対向する電極
２及び３で制御される。固定電極２及び３は同心になっ
ていると共に本質的に有効面積が等しくなっている。そ
れぞれ、圧力変換用ダイヤフラム１と電極３はコンデン
サＣ1 を構成し、ダイヤフラム１と電極２はコンデンサ
Ｃ2 を構成する。信号経路に沿った電荷増幅器５の次段
はクロック周波数４でクロックされるΣ／Δコンバータ
９である。クロック周波数は好適には５０〜３００ｋＨ
ｚの範囲にある。Σ／Δコンバータ９の出力はパルスレ
ート出力信号２５を直接提供し、この信号は同時に望ま
しい圧力差信号になる。パルスレート出力信号をローパ
スフィルタ１０を用いてろ波することにより、アナログ
測定信号がアナログ出力２６から得られる。帰還制御信
号として用いられるパルスレート信号の振幅はパルス振
幅調整器８により調整され、この調整器８の出力から帰
還信号が電極３及び２に入力されるが、まず、電極２に
入力される信号をインバータ７で位相反転する。さら
に、Σ／Δコンバータ９は、ＤＣ信号をパルス化信号に
変換するのに適する回路と置換することができる。さら
に、インバータ７は、ダイヤフラム１の電位に関して互
いに逆極性を有する２つのパルス列信号を供給すること
ができる手段と置換することができる。
【００１５】ここに開示された実施例は、測定信号で及
ぼされる静電力が帰還装置に用いられると共に、パルス
形式帰還信号が静電容量測定回路の飽和を引き起こさな
いように働くという利点がある。
ぼされる静電力が帰還装置に用いられると共に、パルス
形式帰還信号が静電容量測定回路の飽和を引き起こさな
いように働くという利点がある。
【００１６】図１ｂを参照すると、本発明の模範的な実
施例が、図１ａに示された一般原理の特別なケースとし
て静電容量ブリッジに用いられる静電容量差検出方法に
ついて開示されている。この実施例は、ここに開示され
た測定装置に必要な転送作用を実行するのに適する電荷
増幅器５の周辺に構成される。コンデンサＣ1 は接地電
位に関して正極性のパルス列＋Ｖ0 が供給され、これに
相応して、コンデンサＣ2 は負極性のパルス列−Ｖ0 が
供給される。したがって、２つの固定電極２及び３に印
加される信号は接地電位に関して互いに逆極性になって
いる。変換用導電性ダイヤフラム１は演算増幅器２８の
反転入力２９に接続される。演算増幅器の出力５５はコ
ンデンサＣref,2 を介して演算増幅器２８の反転入力２
９に帰還接続される。そこで、変換用ダイヤフラム１の
電位は演算増幅器２８の非反転入力５６の電位で決定さ
れ、この電位は図の場合接地電位になっている。この装
置は、ダイヤフラム１を一定電位に維持しなければなら
ないという条件を満足する。トランスジューサの２つの
静電容量Ｃ1 及びＣ2 が等しい場合は、固定電極２及び
３の電位の変化は、外部的に検出可能な電位変化なしに
可動変換用ダイヤフラム１の電荷変化のみを引き起こ
す。対照的に、静電容量Ｃ1 及びＣ2 が等しくない場合
は、帰還コンデンサＣref,2 からの電荷転送が変換用ダ
イヤフラム１に行なわれるか、またはその逆が行なわれ
る。そこで、演算増幅器の出力は次のようになる。
施例が、図１ａに示された一般原理の特別なケースとし
て静電容量ブリッジに用いられる静電容量差検出方法に
ついて開示されている。この実施例は、ここに開示され
た測定装置に必要な転送作用を実行するのに適する電荷
増幅器５の周辺に構成される。コンデンサＣ1 は接地電
位に関して正極性のパルス列＋Ｖ0 が供給され、これに
相応して、コンデンサＣ2 は負極性のパルス列−Ｖ0 が
供給される。したがって、２つの固定電極２及び３に印
加される信号は接地電位に関して互いに逆極性になって
いる。変換用導電性ダイヤフラム１は演算増幅器２８の
反転入力２９に接続される。演算増幅器の出力５５はコ
ンデンサＣref,2 を介して演算増幅器２８の反転入力２
９に帰還接続される。そこで、変換用ダイヤフラム１の
電位は演算増幅器２８の非反転入力５６の電位で決定さ
れ、この電位は図の場合接地電位になっている。この装
置は、ダイヤフラム１を一定電位に維持しなければなら
ないという条件を満足する。トランスジューサの２つの
静電容量Ｃ1 及びＣ2 が等しい場合は、固定電極２及び
３の電位の変化は、外部的に検出可能な電位変化なしに
可動変換用ダイヤフラム１の電荷変化のみを引き起こ
す。対照的に、静電容量Ｃ1 及びＣ2 が等しくない場合
は、帰還コンデンサＣref,2 からの電荷転送が変換用ダ
イヤフラム１に行なわれるか、またはその逆が行なわれ
る。そこで、演算増幅器の出力は次のようになる。
【００１７】
【数６】 ここで、Ｖ0 はパルス振幅である。この伝達関数は理想
的な演算増幅器でのみ理想的に実現されるだろう。実際
には、演算増幅器２８の入力電流Ｉinがトランスジュー
サの負荷となる。しかし、入力電流Ｉinは前段にＭＯＳ
ＦＥＴを用いることによって比較的小さいレベルまで減
らすことができる。帰還コンデンサＣre f,2 と並列接続
されたスイッチ５７はコンデンサＣref,2 の電荷の放電
（リセット）を可能にする。電極１，２及び３が接地電
位にある各パルス期間の間に、コンデンサＣref,2 を放
電させると、望ましい伝達関数を比較的理想的な仕方で
１０ｋＨｚ以上の周波数で実現することができる。この
状態は、電荷増幅器５５の後段に出力信号レベルを保持
するホールド回路または積分器を適応することによって
さらに改善することができる。
的な演算増幅器でのみ理想的に実現されるだろう。実際
には、演算増幅器２８の入力電流Ｉinがトランスジュー
サの負荷となる。しかし、入力電流Ｉinは前段にＭＯＳ
ＦＥＴを用いることによって比較的小さいレベルまで減
らすことができる。帰還コンデンサＣre f,2 と並列接続
されたスイッチ５７はコンデンサＣref,2 の電荷の放電
（リセット）を可能にする。電極１，２及び３が接地電
位にある各パルス期間の間に、コンデンサＣref,2 を放
電させると、望ましい伝達関数を比較的理想的な仕方で
１０ｋＨｚ以上の周波数で実現することができる。この
状態は、電荷増幅器５５の後段に出力信号レベルを保持
するホールド回路または積分器を適応することによって
さらに改善することができる。
【００１８】図２ａに示される実施例では、スイッチ１
３が、端子１５を介して両電極２及び３に同相帰還信号
を切り換え入力するのを実現するために用いられる。ス
イッチ１３は電極２及び３を並列接続することができる
ので、電荷増幅器５は、静電容量の和（Ｃ1 ＋Ｃ2 ）と
基準静電容量Ｃref,の差を測定するために用いることが
でき、それにより、電荷増幅器５の出力１４からの信号
は前記の差に比例する。しかし、図示のケースでは、電
極２及び３はダイヤフラム１の電位に関して互いに逆極
性に入力され、それによりスイッチ１２は開位置にな
る。したがって、Ｉamp ＝Ｉsensorとなる。さらに、図
２ａの説明に与えられた定義を用いると、電極電流は次
の条件を満足する。すなわち、Ｉ1 −Ｉ2 ＋Ｉsensor＝
０となる。Ｃ1 ＝Ｃ2 の場合、電極電流は等しく、すな
わちＩ1 ＝Ｉ2 となり、Ｉsensor＝０となる。
３が、端子１５を介して両電極２及び３に同相帰還信号
を切り換え入力するのを実現するために用いられる。ス
イッチ１３は電極２及び３を並列接続することができる
ので、電荷増幅器５は、静電容量の和（Ｃ1 ＋Ｃ2 ）と
基準静電容量Ｃref,の差を測定するために用いることが
でき、それにより、電荷増幅器５の出力１４からの信号
は前記の差に比例する。しかし、図示のケースでは、電
極２及び３はダイヤフラム１の電位に関して互いに逆極
性に入力され、それによりスイッチ１２は開位置にな
る。したがって、Ｉamp ＝Ｉsensorとなる。さらに、図
２ａの説明に与えられた定義を用いると、電極電流は次
の条件を満足する。すなわち、Ｉ1 −Ｉ2 ＋Ｉsensor＝
０となる。Ｃ1 ＝Ｃ2 の場合、電極電流は等しく、すな
わちＩ1 ＝Ｉ2 となり、Ｉsensor＝０となる。
【００１９】図２ｂに示される動作モードでは、スイッ
チ１３は、電極２及び３に同一信号が印加される位置に
セットされる。それに応じて、スイッチ１２は閉位置に
なる。したがって、Ｉamp −Ｉref ＋Ｉsensor＝０とな
る。さらに、Ｃ1 ＋Ｃ2 ＝Ｃref,の場合、電流は、Ｉ
ref ＝Ｉsensorとなり、Ｉamp ＝０となる。このよう
に、ここに示されたケースでは、それぞれ、ダイヤフラ
ム１の電位に関して、同相のパルス信号がトランスジュ
ーサの電極２及び３に印加され、位相がはずれた同一信
号が基準コンデンサ１１に印加される。
チ１３は、電極２及び３に同一信号が印加される位置に
セットされる。それに応じて、スイッチ１２は閉位置に
なる。したがって、Ｉamp −Ｉref ＋Ｉsensor＝０とな
る。さらに、Ｃ1 ＋Ｃ2 ＝Ｃref,の場合、電流は、Ｉ
ref ＝Ｉsensorとなり、Ｉamp ＝０となる。このよう
に、ここに示されたケースでは、それぞれ、ダイヤフラ
ム１の電位に関して、同相のパルス信号がトランスジュ
ーサの電極２及び３に印加され、位相がはずれた同一信
号が基準コンデンサ１１に印加される。
【００２０】図３を参照すると、ＤＣ信号をパルス化信
号に変換するのに適するΣ／Δコンバータが示される。
変換されるべき信号は積分器３０を介してコンバータの
量子化器３３に入力され、量子化された出力は加算器３
４に帰還接続され、そこで、加算器への入力信号から減
算される。このような帰還装置３２は、量子化信号の平
均値をコンバータへの入力信号の平均値に強制的に追従
させる。これらの信号の差分は積分器に供給され、した
がって自己補正を行なう。上記に説明したコンバータ回
路の基本特性はその簡単さである。すなわち、Σ／Δコ
ンバータは、積分器３０と、１ビットＡ／Ｄコンバータ
３１と、１ビットＤ／Ａコンバータを経由する帰還路か
らなる。Ａ／Ｄコンバータ３１は、例えば、リミッタ
（図示しない）と、外部クロック周波数３３で駆動され
るＤ−フリップフロップ回路（図示しない）の助けを借
りて実現することができる。Ｄ／Ａコンバータ３２は、
例えばＤ−フリップフロップ回路で駆動されるアナログ
スイッチの助けを借りて実行することができる。外部ク
ロック周波数３３はパルス幅を決定する。クロック周波
数３３は、信号周波数がクロック周波数よりかなり小さ
くなり、それによりオーバーサンプリングが実現される
ように選択される。オーバーサンプリング率と信号周波
数の比は、二次Σ／Δコンバータが用いられる場合は１
００以上の高いオーダーにしなければならない。そうす
れば、量子化ノイズはわずかなものとなる。
号に変換するのに適するΣ／Δコンバータが示される。
変換されるべき信号は積分器３０を介してコンバータの
量子化器３３に入力され、量子化された出力は加算器３
４に帰還接続され、そこで、加算器への入力信号から減
算される。このような帰還装置３２は、量子化信号の平
均値をコンバータへの入力信号の平均値に強制的に追従
させる。これらの信号の差分は積分器に供給され、した
がって自己補正を行なう。上記に説明したコンバータ回
路の基本特性はその簡単さである。すなわち、Σ／Δコ
ンバータは、積分器３０と、１ビットＡ／Ｄコンバータ
３１と、１ビットＤ／Ａコンバータを経由する帰還路か
らなる。Ａ／Ｄコンバータ３１は、例えば、リミッタ
（図示しない）と、外部クロック周波数３３で駆動され
るＤ−フリップフロップ回路（図示しない）の助けを借
りて実現することができる。Ｄ／Ａコンバータ３２は、
例えばＤ−フリップフロップ回路で駆動されるアナログ
スイッチの助けを借りて実行することができる。外部ク
ロック周波数３３はパルス幅を決定する。クロック周波
数３３は、信号周波数がクロック周波数よりかなり小さ
くなり、それによりオーバーサンプリングが実現される
ように選択される。オーバーサンプリング率と信号周波
数の比は、二次Σ／Δコンバータが用いられる場合は１
００以上の高いオーダーにしなければならない。そうす
れば、量子化ノイズはわずかなものとなる。
【００２１】図４を参照すると、積分器３０は、加算点
４２と、その出力が該加算点４２に帰還接続される遅延
回路４１からなる。遅延回路の後段には量子化ブロック
４３があり、これは上記に説明したＡ／Ｄコンバータに
相当する。入力信号は積分器３０を介して量子化ブロッ
ク４３に入力される。量子化出力信号は入力側に帰還接
続され、そこで回路への入力信号から減算される。帰還
装置は、量子化信号を回路への入力信号の平均値に強制
的に追従させる。入力信号の平均値と量子化出力信号の
差分は積分器３０に供給され、したがって結果的に自己
補正を行なう。信号量子化回路がバイナリレベル出力信
号用に設計されている場合は、量子化出力信号は２つの
状態間を行き来し、その結果、その移動平均が入力信号
の平均レベルに一致する。
４２と、その出力が該加算点４２に帰還接続される遅延
回路４１からなる。遅延回路の後段には量子化ブロック
４３があり、これは上記に説明したＡ／Ｄコンバータに
相当する。入力信号は積分器３０を介して量子化ブロッ
ク４３に入力される。量子化出力信号は入力側に帰還接
続され、そこで回路への入力信号から減算される。帰還
装置は、量子化信号を回路への入力信号の平均値に強制
的に追従させる。入力信号の平均値と量子化出力信号の
差分は積分器３０に供給され、したがって結果的に自己
補正を行なう。信号量子化回路がバイナリレベル出力信
号用に設計されている場合は、量子化出力信号は２つの
状態間を行き来し、その結果、その移動平均が入力信号
の平均レベルに一致する。
【００２２】図５を参照すると、二次Σ／Δコンバータ
は、図４に示される回路網のほかに、加算点５１と遅延
回路５０からなるループを含み、それにより、前記ルー
プは加算器３４と共に、それ自体圧力トランスジューサ
５２に相当する。すなわち、差圧トランスジューサ５２
の慣性は積分器としての作用を行なわせる。帰還装置５
４は静電圧を表わし、入力５３は外部差圧信号を表わ
す。
は、図４に示される回路網のほかに、加算点５１と遅延
回路５０からなるループを含み、それにより、前記ルー
プは加算器３４と共に、それ自体圧力トランスジューサ
５２に相当する。すなわち、差圧トランスジューサ５２
の慣性は積分器としての作用を行なわせる。帰還装置５
４は静電圧を表わし、入力５３は外部差圧信号を表わ
す。
【００２３】ダイヤフラムの構造位置が知られており
（例えばたわまない状態）、このような状態が不変に保
たれるところに上述の方法が用いられる場合は、静電容
量の変化は誘電率の変化によって生じる。そこで、誘電
率の値は静電容量測定により確認することができる。２
つの別個の電極に分割された金属製の固定電極を有する
トランスジューサ構造では、ダイヤフラムの構造上の一
定状態は、誘電率の変化に関係なく維持することができ
る。つまり、静電容量の差がゼロの場合、静電容量の和
は誘電率の変化によってのみ発生させることができる。
したがって、誘電率は静電容量の和の測定により確認す
ることができ、測定結果は、誘電率の変化で生じる差圧
誤差の補正に用いることができる。
（例えばたわまない状態）、このような状態が不変に保
たれるところに上述の方法が用いられる場合は、静電容
量の変化は誘電率の変化によって生じる。そこで、誘電
率の値は静電容量測定により確認することができる。２
つの別個の電極に分割された金属製の固定電極を有する
トランスジューサ構造では、ダイヤフラムの構造上の一
定状態は、誘電率の変化に関係なく維持することができ
る。つまり、静電容量の差がゼロの場合、静電容量の和
は誘電率の変化によってのみ発生させることができる。
したがって、誘電率は静電容量の和の測定により確認す
ることができ、測定結果は、誘電率の変化で生じる差圧
誤差の補正に用いることができる。
【００２４】パルス幅及びパルスレート変調帰還装置で
は、誘電率の変化は帰還信号のパルス振幅を調整するこ
とによって補正することができる。式（１），（２）及
び（４）にしたがって、帰還信号パルスの振幅は次のよ
うにしなければならない。すなわち、
は、誘電率の変化は帰還信号のパルス振幅を調整するこ
とによって補正することができる。式（１），（２）及
び（４）にしたがって、帰還信号パルスの振幅は次のよ
うにしなければならない。すなわち、
【数７】 ここで、Ｕ(0) pulseは、εr ＝εr (0)の場合の帰還電圧
振幅である。
振幅である。
【００２５】また、パルスレート変調方式では、誘電率
の変化の補正は、帰還信号のパルス幅調整により実行す
ることができる。これは式（５）にしたがって次の通り
実行することができる。すなわち、
の変化の補正は、帰還信号のパルス幅調整により実行す
ることができる。これは式（５）にしたがって次の通り
実行することができる。すなわち、
【数８】 ここで、Ｔ(0) pulseはεr ＝εr (0)の場合の帰還信号パ
ルス列のパルス幅である。
ルス列のパルス幅である。
【００２６】パルス振幅調整による補正に基づく実行に
関する利点は、ここでは、後者の方法によって達成可能
な直線性である。同様に、パルス幅変調では、パルスレ
ートは次の通りの補正で変えることができる。すなわ
ち、
関する利点は、ここでは、後者の方法によって達成可能
な直線性である。同様に、パルス幅変調では、パルスレ
ートは次の通りの補正で変えることができる。すなわ
ち、
【数９】 ここで、ｆ(0) pulseはεr ＝εr (0)の場合の帰還信号パ
ルス列のパルスレートである。
ルス列のパルスレートである。
【００２７】図６を参照すると、総合システムのブロッ
ク図が示されており、ここでは、帰還装置は、誘電率の
変化が非常に精密な静電容量測定により検出され、かつ
差圧測定の誘電率変化で生じる誤差がパルス振幅の調整
によって補正される、パルス信号帰還構成によって提供
される。以下の補足説明は、図１及び図２のブロック図
から省略されていたような構成要素のみを説明する。
ク図が示されており、ここでは、帰還装置は、誘電率の
変化が非常に精密な静電容量測定により検出され、かつ
差圧測定の誘電率変化で生じる誤差がパルス振幅の調整
によって補正される、パルス信号帰還構成によって提供
される。以下の補足説明は、図１及び図２のブロック図
から省略されていたような構成要素のみを説明する。
【００２８】誘電率変化は次のような直線近似を用いる
測定回路で補正される。
測定回路で補正される。
【数１０】
【００２９】帰還信号パルス列の振幅は、、基準コンデ
ンサ１１の静電容量Ｃref がトランスジューサの静電容
量の和（Ｃ1 ＋Ｃ2 ）と実際上等しくなるように増幅器
１６で制御される。これは、増幅器利得は（Ｃ1 ＋Ｃ
2 ）／Ｃref の値に設定しなければならないことを意味
する。そこで、基準コンデンサＣref を介して通るパル
ス列電流信号は、並列接続されたトランスジューサ静電
容量Ｃ1 ＋Ｃ2 を介して通るパルス列電流信号に等しく
なる。前記利得値は本発明の精神に必須ではないが、明
確に最も実際に役立つものである。スイッチ１２によ
り、基準コンデンサ１１は測定回路の静電容量と並列に
オンオフ接続することができる。望ましい測定モードは
スイッチ１８で選択される。帰還ループの利得Ａは、誘
電率変化の望ましい補正が実現されるように増幅器２０
で制御される。
ンサ１１の静電容量Ｃref がトランスジューサの静電容
量の和（Ｃ1 ＋Ｃ2 ）と実際上等しくなるように増幅器
１６で制御される。これは、増幅器利得は（Ｃ1 ＋Ｃ
2 ）／Ｃref の値に設定しなければならないことを意味
する。そこで、基準コンデンサＣref を介して通るパル
ス列電流信号は、並列接続されたトランスジューサ静電
容量Ｃ1 ＋Ｃ2 を介して通るパルス列電流信号に等しく
なる。前記利得値は本発明の精神に必須ではないが、明
確に最も実際に役立つものである。スイッチ１２によ
り、基準コンデンサ１１は測定回路の静電容量と並列に
オンオフ接続することができる。望ましい測定モードは
スイッチ１８で選択される。帰還ループの利得Ａは、誘
電率変化の望ましい補正が実現されるように増幅器２０
で制御される。
【００３０】加算増幅器２４は帰還パルス列信号の振幅
制御のために制御ループを閉じる。この制御ループ設計
ルールは次の通りである。すなわち、静電容量測定ブロ
ック５の出力電圧が与えられる。
制御のために制御ループを閉じる。この制御ループ設計
ルールは次の通りである。すなわち、静電容量測定ブロ
ック５の出力電圧が与えられる。
【数１１】 ここで、Ｃ＝Ｃ(0) ＋Δεr Ｃ(0) であり、Ｃ(0) は校
正時（例えばεr＝εr (0)時）に測定された静電容量で
ある。加算増幅器２４は次式を実行する。すなわち、
正時（例えばεr＝εr (0)時）に測定された静電容量で
ある。加算増幅器２４は次式を実行する。すなわち、
【数１２】
【００３１】パルス振幅の変化は、以下の条件が満足さ
れる場合、誘電率の変化を補正する。すなわち、
れる場合、誘電率の変化を補正する。すなわち、
【数１３】
【００３２】Ｃref ＝Ｃ(0) を選ぶか、または、この条
件が有効に達成されるように、すなわちパルス振幅の比
がＣref ／Ｃ(0) に等しくなるように、増幅器１６の利
得を調整し、Ａ＝−Ｃref,2 ／２Ｃ(0) となるように増
幅器２０の利得を制御することによって、誘電率変化Δ
εr の補正に必要なパルス振幅条件が満足される。パル
ス振幅制御用電圧は、静電容量差測定の期間の間回路２
１に供給される。ホールド回路２１の出力２５は誘電率
の値に比例する電圧を提供する。ダイヤフラム１の変位
位置はオフセット制御回路１９に入力されるオフセット
制御電圧で制御することができる。換言すれば、ダイヤ
フラム１を、Ｃ1 ＝Ｃ2となる中立位置から必要に応じ
て変位させることができる。したがって、オフセット制
御電圧は、出力パルス列信号がゼロのパルスレートにな
る、印加される外部差圧の選択を可能にする。その結
果、回路１９はシステムゼロ点の調整を提供する。
件が有効に達成されるように、すなわちパルス振幅の比
がＣref ／Ｃ(0) に等しくなるように、増幅器１６の利
得を調整し、Ａ＝−Ｃref,2 ／２Ｃ(0) となるように増
幅器２０の利得を制御することによって、誘電率変化Δ
εr の補正に必要なパルス振幅条件が満足される。パル
ス振幅制御用電圧は、静電容量差測定の期間の間回路２
１に供給される。ホールド回路２１の出力２５は誘電率
の値に比例する電圧を提供する。ダイヤフラム１の変位
位置はオフセット制御回路１９に入力されるオフセット
制御電圧で制御することができる。換言すれば、ダイヤ
フラム１を、Ｃ1 ＝Ｃ2となる中立位置から必要に応じ
て変位させることができる。したがって、オフセット制
御電圧は、出力パルス列信号がゼロのパルスレートにな
る、印加される外部差圧の選択を可能にする。その結
果、回路１９はシステムゼロ点の調整を提供する。
【００３３】パルス振幅の基本的な設定は回路２３によ
り実行される。この回路は、トランスジューサに印加さ
れる差圧と出力信号パルスの関係を決定する。かけがえ
として、この調整はトランスジューサ感度校正と呼ぶこ
とができる。回路２３の出力電圧は加算点２４で補正電
圧に加算される。図７を参照すると、補正を用いること
なく、測定装置が２．５に校正される３からの誘電率の
変化は、トランスジューサ出力信号の２０ Ｐａ誤差を
引き起こすことがわかる。相応じて、３．５への誘電率
の逆の変化は、トランスジューサ出力信号の約１５ Ｐ
ａ誤差を引き起こす。例示のケースにおいて印加された
外部差圧は１００ Ｐａ、コンデンサギャップ寸法はｄ
＝１μｍであった。図８を参照すると、図７に示された
ケースでは、誘電率の値２．５に対応する補正電圧は約
９００ｍＶであり、相応じて、誘電率の値３．５に対応
する補正電圧は約−７００ｍＶである。図に表された電
圧は、図６に示される回路校正の出力２５に利用でき
る。
り実行される。この回路は、トランスジューサに印加さ
れる差圧と出力信号パルスの関係を決定する。かけがえ
として、この調整はトランスジューサ感度校正と呼ぶこ
とができる。回路２３の出力電圧は加算点２４で補正電
圧に加算される。図７を参照すると、補正を用いること
なく、測定装置が２．５に校正される３からの誘電率の
変化は、トランスジューサ出力信号の２０ Ｐａ誤差を
引き起こすことがわかる。相応じて、３．５への誘電率
の逆の変化は、トランスジューサ出力信号の約１５ Ｐ
ａ誤差を引き起こす。例示のケースにおいて印加された
外部差圧は１００ Ｐａ、コンデンサギャップ寸法はｄ
＝１μｍであった。図８を参照すると、図７に示された
ケースでは、誘電率の値２．５に対応する補正電圧は約
９００ｍＶであり、相応じて、誘電率の値３．５に対応
する補正電圧は約−７００ｍＶである。図に表された電
圧は、図６に示される回路校正の出力２５に利用でき
る。
【００３４】本発明による実施例の特性は次のように要
約される。すなわち、簡単な構成を有するほかに、本装
置は校正も簡単である。校正は、パルス振幅を変更し、
次にΣ／Δコンバータの積分器入力に望ましいオフセッ
ト電圧を加算することによって行なわれ、それにより、
最初の調整は応答関数勾配を変更し、後者の調整はゼロ
点を変更する。両調整は互いに独立している。単方向測
定用差圧トランスジューサのダイヤフラム位置の帰還制
御はパルスレート変調信号で実行され、その結果、同一
のパルス列信号が静電帰還力を設定すると共に静電容量
Ｃ1 及びＣ2 の差及び和を測定する。パルス振幅は、例
えば増幅器２１の利得制御により精密に制御することが
できる。パルス振幅の基本高さ（増幅器２０）と積分器
オフセット（オフセット制御回路１９）の調整は、本装
置を、トランスジューサ圧力測定範囲にしたがって望ま
しい動作点に調整させる。
約される。すなわち、簡単な構成を有するほかに、本装
置は校正も簡単である。校正は、パルス振幅を変更し、
次にΣ／Δコンバータの積分器入力に望ましいオフセッ
ト電圧を加算することによって行なわれ、それにより、
最初の調整は応答関数勾配を変更し、後者の調整はゼロ
点を変更する。両調整は互いに独立している。単方向測
定用差圧トランスジューサのダイヤフラム位置の帰還制
御はパルスレート変調信号で実行され、その結果、同一
のパルス列信号が静電帰還力を設定すると共に静電容量
Ｃ1 及びＣ2 の差及び和を測定する。パルス振幅は、例
えば増幅器２１の利得制御により精密に制御することが
できる。パルス振幅の基本高さ（増幅器２０）と積分器
オフセット（オフセット制御回路１９）の調整は、本装
置を、トランスジューサ圧力測定範囲にしたがって望ま
しい動作点に調整させる。
【００３５】回路動作は２つの測定周期（スイッチ１３
で決定される）に基づいており、電荷増幅器５を用い
て、第１の周期はＣ1 とＣ2 の差を測定し、第２の周期
はＣ１とＣ２ の和を測定する。両測定周期の間の帰還
パルス列信号のレートは、トランスジューサを望ましい
一定状態（例えば、たわまない状態）に保つ静電力を得
るように制御される。Ｃ1 とＣ2 の差測定の間、パルス
列は内側及び外側電極に互いに逆極性（インバータ７）
で印加される。Ｃ1 とＣ2 の和測定の間、パルス列は外
側及び内側電極に同一極性で印加される。静電容量測定
出力信号は、出力信号のパルス振幅が次の表現形式にな
るように調整される。すなわち、 Ｕ0 ／（１＋１／２Δεr ／εr (0) ） それにより、差圧範囲と分解能はパルス振幅の制御（回
路２３）により調整することができる。差圧範囲の中点
は、Σ／Δコンバータ９の積分器の入力のオフセットを
調整することによって調整することができる。
で決定される）に基づいており、電荷増幅器５を用い
て、第１の周期はＣ1 とＣ2 の差を測定し、第２の周期
はＣ１とＣ２ の和を測定する。両測定周期の間の帰還
パルス列信号のレートは、トランスジューサを望ましい
一定状態（例えば、たわまない状態）に保つ静電力を得
るように制御される。Ｃ1 とＣ2 の差測定の間、パルス
列は内側及び外側電極に互いに逆極性（インバータ７）
で印加される。Ｃ1 とＣ2 の和測定の間、パルス列は外
側及び内側電極に同一極性で印加される。静電容量測定
出力信号は、出力信号のパルス振幅が次の表現形式にな
るように調整される。すなわち、 Ｕ0 ／（１＋１／２Δεr ／εr (0) ） それにより、差圧範囲と分解能はパルス振幅の制御（回
路２３）により調整することができる。差圧範囲の中点
は、Σ／Δコンバータ９の積分器の入力のオフセットを
調整することによって調整することができる。
【００３６】パルス列信号は回路１９で制御されるスイ
ッチ１７により生成される。本発明による方法は誘電率
の測定に適用することもできる。さらに、例えば湿度に
敏感な誘電性膜を挿入することによって、誘電率の変化
で生じる静電容量変化を、このような外部変量の変化の
測定に用いることができる。本発明の目的は、賦課され
た差圧レベルすなわち誘電率の変化に関係なく、変換用
ダイヤフラムを望ましい外形形状に維持することにあ
る。しかし、導電性ダイヤフラム１に対して互いに逆極
性で２つの固定電極２及び３に帰還制御信号を印加する
ことにより望ましい目的を達成する上記に説明した模範
的な実施例は、必ずしも本発明の精神による唯一の解決
法ではない。かけがえとして、測定静電容量の静電力の
望ましい電荷バランスすなわちバランスからの制御され
た変位や対応するバランスは、望ましい偶数の固定電極
を用いて実行することができる。すなわち、偶数の固定
電極は、上記に説明した電荷及び静電力バランス状態が
満足されることを条件として、制御電圧パルス列振幅の
加減した選択を可能にする。
ッチ１７により生成される。本発明による方法は誘電率
の測定に適用することもできる。さらに、例えば湿度に
敏感な誘電性膜を挿入することによって、誘電率の変化
で生じる静電容量変化を、このような外部変量の変化の
測定に用いることができる。本発明の目的は、賦課され
た差圧レベルすなわち誘電率の変化に関係なく、変換用
ダイヤフラムを望ましい外形形状に維持することにあ
る。しかし、導電性ダイヤフラム１に対して互いに逆極
性で２つの固定電極２及び３に帰還制御信号を印加する
ことにより望ましい目的を達成する上記に説明した模範
的な実施例は、必ずしも本発明の精神による唯一の解決
法ではない。かけがえとして、測定静電容量の静電力の
望ましい電荷バランスすなわちバランスからの制御され
た変位や対応するバランスは、望ましい偶数の固定電極
を用いて実行することができる。すなわち、偶数の固定
電極は、上記に説明した電荷及び静電力バランス状態が
満足されることを条件として、制御電圧パルス列振幅の
加減した選択を可能にする。
【００３７】上記に説明した制御装置によれば、用語
「有効面積」は、トランスジューサ構造の固定電極２及
び３に関して定義することができる。２つの静電容量Ｃ
1 及びＣ2 の容量差を測定する電子回路は、表現形式α
Ｃ1 −βＣ2 の伝達関数を持つようにふるまうことがで
きる。ここで、係数α及びβは測定回路構成とコンデン
サギャップ間隔で決定される。静電容量Ｃ1 及びＣ2 が
コンデンサの面積Ａ1 及びＡ2 に正比例する場合、コン
デンサの有効面積はαＡ1 及びβＡ2 として定義するこ
とができる。そこで、二重領域コンデンサ構造は、下記
の条件が満足される場合に等しい有効面積の状態にな
る。 αＣ1 −βＣ2 ＝０
「有効面積」は、トランスジューサ構造の固定電極２及
び３に関して定義することができる。２つの静電容量Ｃ
1 及びＣ2 の容量差を測定する電子回路は、表現形式α
Ｃ1 −βＣ2 の伝達関数を持つようにふるまうことがで
きる。ここで、係数α及びβは測定回路構成とコンデン
サギャップ間隔で決定される。静電容量Ｃ1 及びＣ2 が
コンデンサの面積Ａ1 及びＡ2 に正比例する場合、コン
デンサの有効面積はαＡ1 及びβＡ2 として定義するこ
とができる。そこで、二重領域コンデンサ構造は、下記
の条件が満足される場合に等しい有効面積の状態にな
る。 αＣ1 −βＣ2 ＝０
【図１ａ】本発明による測定装置の簡単なブロック図。
【図１ｂ】図１ａに示される測定回路ブロック図の他の
実施例の詳細図である。
実施例の詳細図である。
【図２ａ】本発明による測定装置の他の実施例の簡単な
ブロック図であり、検出静電容量の和及び差の両方の同
時測定設備を備えた差圧トランスジューサのダイヤフラ
ムの帰還制御に適するものである。
ブロック図であり、検出静電容量の和及び差の両方の同
時測定設備を備えた差圧トランスジューサのダイヤフラ
ムの帰還制御に適するものである。
【図２ｂ】図２ａに示される測定装置の他の動作モード
の簡単なブロック図である。
の簡単なブロック図である。
【図３】本発明と共に用いられる一次Σ／Δコンバータ
のブロック図である。
のブロック図である。
【図４】図３に示される一次Σ／Δコンバータの等価回
路である。
路である。
【図５】本発明と共に用いるのに適する二次Σ／Δコン
バータの等価回路である。
バータの等価回路である。
【図６】図２に示される測定装置の詳細な総合ブロック
図である。
図である。
【図７】本発明による補正構成を備えた場合と備えない
場合の誘電率の関数としての測定誤差を示すグラフであ
る。
場合の誘電率の関数としての測定誤差を示すグラフであ
る。
【図８】本発明による方法における誘電率の関数として
の必要な補正電圧を示すグラフである。
の必要な補正電圧を示すグラフである。
１ 差圧変換用導電性ダイヤフラム ２，３ 固定同心電極 ５ 電荷増幅器 ７ インバータ ８ 調整器 ９ Σ／△コンバータ １０ ローパスフィルタ
Claims (13)
- 【請求項１】 トランスジューサ静電容量の第１の可動
電極を形成する圧力変換用導電性ダイヤフラム（１）が
固定電極（２，３）に印加されるパルス列信号により力
平衡状態に保たれる非対称容量性差圧トランスジューサ
の帰還制御方法であって、 ダイヤフラム（１）を構造上一定状態に固定保持し、前
記ダイヤフラム（１）に望ましい電位を印加し、 前記パルス列信号は少なくとも２つの前記固定電極また
はかけがえとして固定補助電極群に印加され、そのた
め、前記の独立した電極（２，３）または補助電極群に
印加される信号は、測定期間のうちの少なくとも一部の
期間の間、圧力変換用ダイヤフラム（１）の電位に関し
て互いに逆極性とされると共に少なくとも各々の電極対
（２，３）について等振幅とされ、 同一のパルス列信号が、同時に、力平衡を確立すると共
に静電容量測定を行なうために用いられることを特徴と
する非対称容量性差圧トランスジューサの帰還制御方
法。 - 【請求項２】 請求項１記載の方法において、圧力変換
用電極（１）と固定電極（２，３）間の静電容量は、 第１段階において、２つの変換用静電容量の差（Ｃ1 −
Ｃ2 ）を測定し、 第２段階において、２つの変換用静電容量の和（Ｃ1 ＋
Ｃ2 ）を測定することからなる２つの周期的に交互する
段階で測定されることを特徴とする非対称容量性差圧ト
ランスジューサの帰還制御方法。 - 【請求項３】 請求項２記載の方法において、前記２つ
の変換用静電容量の差（Ｃ1 −Ｃ2 ）は帰還装置により
一定に保たれ、それによりトランスジューサの変換用ダ
イヤフラム（１）の外形形状状態は不変に保持されると
共に、２つの変換用静電容量の和（Ｃ1 ＋Ｃ2 ）はトラ
ンスジューサ充填媒体の誘電率の変化を計算するために
用いられることを特徴とする非対称容量性差圧トランス
ジューサの帰還制御方法。 - 【請求項４】 請求項１記載の方法において、固定電極
（２，３）には、接地電位に関して互いに逆極性の信号
（＋Ｖ0 ，−Ｖ0 ）が供給されることを特徴とする非対
称容量性差圧トランスジューサの帰還制御方法。 - 【請求項５】 請求項１記載の方法において、帰還装置
はパルスレート変調信号を用い、トランスジューサ充填
媒体の誘電率の測定変化はパルス振幅またはパルスレー
トを変更することにより補正されることを特徴とする非
対称容量性差圧トランスジューサの帰還制御方法。 - 【請求項６】 請求項１記載の方法において、帰還装置
はパルス幅変調信号を用い、トランスジューサ充填媒体
の誘電率の測定変化はパルス振幅またはパルスレートを
変更することにより補正されることを特徴とする非対称
容量性差圧トランスジューサの帰還制御方法。 - 【請求項７】 請求項１記載の方法において、帰還装置
はパルス振幅変調信号を用い、トランスジューサ充填媒
体の誘電率の測定変化はパルス幅またはパルスレートを
変更することにより補正されることを特徴とする非対称
容量性差圧トランスジューサの帰還制御方法。 - 【請求項８】 請求項１記載の方法において、パルス列
信号は、スイッチ（１２）の助けを借りて基準コンデン
サ（１１）を介して変換用導電性トランスジューサに印
加され、そのため、パルス列信号は、トランスジューサ
の変換用ダイヤフラム（１）の電位に関して、同一極性
でトランスジューサの２つの固定電極（２，３）に入力
されると共に逆極性で基準コンデンサ（１１）に入力さ
れることを特徴とする非対称容量性差圧トランスジュー
サの帰還制御方法。 - 【請求項９】 電気的に制御される力平衡原理による非
対称容量性差圧トランスジューサ（１，２，３）の帰還
制御装置であって、 測定されるべき変換用コンデンサの第１の電極を形成す
る圧力変換用導電性ダイヤフラム（１）と、 前記圧力変換用ダイヤフラム（１）の近傍に適応され、
測定されるべき変換用コンデンサの第２の電極として作
用する少なくとも１つの固定電極（２，３）と、 測定されるべき変換用コンデンサの静電容量を確認する
ための静電容量測定手段（５）と、 力平衡原理の実行に用いられる電気パルス列信号の助け
を借りて変換用コンデンサを帰還制御するのに適する帰
還装置（９，４，２２，１９）とからなる帰還制御装置
において、 前記固定電極（２，３）は同心的に配置された少なくと
も２つの補助電極（２，３）からなり、 前記帰還装置（９，４，２２，１９）は、圧力変換用ダ
イヤフラム（１）の電位に関して互いに逆極性の少なく
とも２つのパルス列信号（＋Ｖ0 ，−Ｖ0 ）を発生する
のに適する手段（７）を含み、前記パルス列信号は少な
くとも２つの固定電極（２，３）に供給するのに適して
いることを特徴とする非対称容量性差圧トランスジュー
サの帰還制御装置。 - 【請求項１０】 請求項９記載の装置において、前記帰
還装置（９，４，２２，１９）は、少なくとも１つの固
定電極（２）をそれぞれ反転及び非反転パルス列信号に
交互に切り換えるのに適するスイッチ手段（１３）を含
むことを特徴とする非対称容量性差圧トランスジューサ
の帰還制御装置。 - 【請求項１１】 請求項１０記載の装置において、変換
用静電容量（Ｃ1 ＋Ｃ2 ）のほかに、トランスジューサ
の変換用変換用ダイヤフラム（１）に接続された基準コ
ンデンサ（１１）と、測定回路において前記基準コンデ
ンサ（１１）をオンオフ切り換えするのに適するスイッ
チ（１２）を含むことを特徴とする非対称容量性差圧ト
ランスジューサの帰還制御装置。 - 【請求項１２】 請求項９記載の装置において、前記固
定電極（２，３）は本質的に等しい有効面積を有するこ
とを特徴とする非対称容量性差圧トランスジューサの帰
還制御装置。 - 【請求項１３】 請求項９記載の装置において、基準コ
ンデンサ（１１）の静電容量Ｃref と、トランスジュー
サの固定電極（２，３）及び変換用ダイヤフラム（１）
間で形成される合計静電容量（Ｃ1 ＋Ｃ2 ）は、それぞ
れ、本質的に等しいことを特徴とする非対称容量性差圧
トランスジューサの帰還制御装置。
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|---|---|---|---|
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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| KR101388304B1 (ko) | 2006-09-29 | 2014-04-22 | 싸이버옵틱스 쎄미콘덕터 인코퍼레이티드 | 기판형 입자 센서 |
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