JPH07170301A - 搬送波をベースバンド信号で変調する方法と装置 - Google Patents
搬送波をベースバンド信号で変調する方法と装置Info
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- JPH07170301A JPH07170301A JP6176166A JP17616694A JPH07170301A JP H07170301 A JPH07170301 A JP H07170301A JP 6176166 A JP6176166 A JP 6176166A JP 17616694 A JP17616694 A JP 17616694A JP H07170301 A JPH07170301 A JP H07170301A
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- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/38—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
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- H03C1/00—Amplitude modulation
- H03C1/52—Modulators in which carrier or one sideband is wholly or partially suppressed
- H03C1/60—Modulators in which carrier or one sideband is wholly or partially suppressed with one sideband wholly or partially suppressed
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C2200/00—Indexing scheme relating to details of modulators or modulation methods covered by H03C
- H03C2200/0037—Functional aspects of modulators
- H03C2200/007—Functional aspects of modulators with one sideband wholly or partially suppressed
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ローカル発振器が１個のみでよい変調装置
で、しかも、全ての要素を単一のチップ上に実現するこ
とのできる変調装置を提供することである。 【構成】 本発明の一実施例によれば、ローカル発振器
は、所望の搬送波の周波数の０．８倍で信号を生成す
る。この生成された周波数は、所望の搬送波の周波数の
０．２倍のＩＦを生成するために、低限され、このＩＦ
を、被変調ＩＦを生成するために、ベースバンド信号と
混合する。その後、この被変調ＩＦを第１の生成信号と
混合して、被変調搬送波信号を生成する。不要な差分周
波数は、搬送波の周波数から十分に離れているので、こ
の差分周波数は、通常の生産工程の精度で製造された素
子でもって形成されたチップ内にオンチップされた（内
蔵された）フィルタでもって除去できる。
で、しかも、全ての要素を単一のチップ上に実現するこ
とのできる変調装置を提供することである。 【構成】 本発明の一実施例によれば、ローカル発振器
は、所望の搬送波の周波数の０．８倍で信号を生成す
る。この生成された周波数は、所望の搬送波の周波数の
０．２倍のＩＦを生成するために、低限され、このＩＦ
を、被変調ＩＦを生成するために、ベースバンド信号と
混合する。その後、この被変調ＩＦを第１の生成信号と
混合して、被変調搬送波信号を生成する。不要な差分周
波数は、搬送波の周波数から十分に離れているので、こ
の差分周波数は、通常の生産工程の精度で製造された素
子でもって形成されたチップ内にオンチップされた（内
蔵された）フィルタでもって除去できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、変調装置と、その方法
に関し、特に、小型の高周波のセルが、無線送信器に用
いられる単側波帯抑圧キャリア（搬送波変調）に関す
る。
に関し、特に、小型の高周波のセルが、無線送信器に用
いられる単側波帯抑圧キャリア（搬送波変調）に関す
る。
【０００２】
【従来技術の説明】無線周波数の搬送波を発生するに
は、搬送波周波数で動作するローカル発振器を用いる
か、あるいは、２個のローカル発振器と混合器を用い
て、２個のローカル周波数の和として、所望の搬送波周
波数を生成している。前者の方法は、直接変換と称し、
後者の方法は、二重変換と称する。後者の二重変換方法
においては、ローカル発振器の一つは、中間周波数（Ｉ
Ｆ）を生成し、他のローカル発振器は、無線周波数（Ｒ
Ｆ）搬送波マイナスＩＦ周波数の周波数を生成する。混
合器は、これらの周波数の和と差を生成する。好ましく
ない周波数、通常、差の周波数は、フィルタで除去され
る。
は、搬送波周波数で動作するローカル発振器を用いる
か、あるいは、２個のローカル発振器と混合器を用い
て、２個のローカル周波数の和として、所望の搬送波周
波数を生成している。前者の方法は、直接変換と称し、
後者の方法は、二重変換と称する。後者の二重変換方法
においては、ローカル発振器の一つは、中間周波数（Ｉ
Ｆ）を生成し、他のローカル発振器は、無線周波数（Ｒ
Ｆ）搬送波マイナスＩＦ周波数の周波数を生成する。混
合器は、これらの周波数の和と差を生成する。好ましく
ない周波数、通常、差の周波数は、フィルタで除去され
る。
【０００３】上記の変換装置の何れにおいても、単側波
帯抑圧搬送波変調は、ベースバンド信号を平衡増幅器か
ら取り出し、これを直交位相で２個の混合器に入力し、
その結果、搬送波が抑圧される。変調後、所望のＲＦ側
波帯信号は、増幅され、アンテナから送信される。不要
な側波帯は、適当なフィルタによって減衰される。ＲＦ
パワーは、ローカル発振器のパワーに比較して大きいの
で、アンテナからローカル発振器に戻る信号の小部分
は、十分に大きく、ローカル発振器を誤動作させる。例
えば、９００ＭＨｚにおける携帯用無線機は、十分なシ
ールドをすることが不可能である。さらにまた、単側波
帯抑圧搬送波システムは、搬送波周波数のパワーレベル
は、所望の側波帯のパワーレベルよりも、少なくとも３
０ｄＢ低い。ローカル発振器から変調装置の出力への漏
れ（リーク）を制御しなければならない。このような漏
れ（リーク）は、出力パワーを減衰させるが、リークパ
ワーは、一定の場合には、特に問題となる。
帯抑圧搬送波変調は、ベースバンド信号を平衡増幅器か
ら取り出し、これを直交位相で２個の混合器に入力し、
その結果、搬送波が抑圧される。変調後、所望のＲＦ側
波帯信号は、増幅され、アンテナから送信される。不要
な側波帯は、適当なフィルタによって減衰される。ＲＦ
パワーは、ローカル発振器のパワーに比較して大きいの
で、アンテナからローカル発振器に戻る信号の小部分
は、十分に大きく、ローカル発振器を誤動作させる。例
えば、９００ＭＨｚにおける携帯用無線機は、十分なシ
ールドをすることが不可能である。さらにまた、単側波
帯抑圧搬送波システムは、搬送波周波数のパワーレベル
は、所望の側波帯のパワーレベルよりも、少なくとも３
０ｄＢ低い。ローカル発振器から変調装置の出力への漏
れ（リーク）を制御しなければならない。このような漏
れ（リーク）は、出力パワーを減衰させるが、リークパ
ワーは、一定の場合には、特に問題となる。
【０００４】さらに、直交符号化システムにおいては、
９０゜位相シフトした信号を、正確に発生させる必要が
ある。正確に９０゜位相シフトさせるＲ−Ｃ回路網は、
集積回路で可能な生産工程における通常の精度差では達
成することが難しい。従って、このようなＲ−Ｃ回路網
は、オフチップ素子（別個の素子）として作らなければ
ならず、その結果、これらの装置の許容差をより正確に
制御する必要がある。
９０゜位相シフトした信号を、正確に発生させる必要が
ある。正確に９０゜位相シフトさせるＲ−Ｃ回路網は、
集積回路で可能な生産工程における通常の精度差では達
成することが難しい。従って、このようなＲ−Ｃ回路網
は、オフチップ素子（別個の素子）として作らなければ
ならず、その結果、これらの装置の許容差をより正確に
制御する必要がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の目的
は、ローカル発振器が１個で十分な変調装置で、しか
も、全ての要素を単一のチップ上に実現することのでき
る変調装置を提供することである。
は、ローカル発振器が１個で十分な変調装置で、しか
も、全ての要素を単一のチップ上に実現することのでき
る変調装置を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の一実施例によれ
ば、ローカル発振器は、所望の搬送波の周波数の８０％
ので信号を生成する。この生成された周波数は、所望の
搬送波の周波数の２０％のＩＦを生成するために、低減
され、このＩＦを、被変調ＩＦを生成するために、ベー
スバンド信号と混合する。その後、この被変調ＩＦを第
１の生成信号と混合して、被変調搬送波信号を生成す
る。不要な差分周波数は、搬送波の周波数から十分に離
れているので、この差分周波数は、通常の生産工程の精
度で製造された素子でもって形成されたチップ内にオン
チップされた（内蔵された）フィルタでもって除去でき
る。
ば、ローカル発振器は、所望の搬送波の周波数の８０％
ので信号を生成する。この生成された周波数は、所望の
搬送波の周波数の２０％のＩＦを生成するために、低減
され、このＩＦを、被変調ＩＦを生成するために、ベー
スバンド信号と混合する。その後、この被変調ＩＦを第
１の生成信号と混合して、被変調搬送波信号を生成す
る。不要な差分周波数は、搬送波の周波数から十分に離
れているので、この差分周波数は、通常の生産工程の精
度で製造された素子でもって形成されたチップ内にオン
チップされた（内蔵された）フィルタでもって除去でき
る。
【０００７】
【実施例】図１には、本発明者の共著による“1993 IEE
E International Solid State Circuits Conference Pr
oceedings Paper TP 9.2”の“A 900 MHz Transcevier
Chip Set for Dual-Mode Cellular Radio Mobile Termi
nals”と題する論文に開示された、従来の直接変換変調
装置の簡略図である。図１の変調器は、直接変換変調器
と称され、その理由は、ＲＦ搬送波は、混合器ＭＸ１と
混合器ＭＸ２内で、ベースバンド信号と直接混合される
からである。この搬送波ＲＦ信号は、周波数合成器、す
なわち、ローカル発振器（図示せず）から得られる。こ
のベースバンド信号は、一般的に、３個から８個のデジ
タル符号化３ｋＨｚの時分割多重化音声チャネルからな
る。例えば、北米のＩＳ５４システムにおいては、３個
のこのような音声チャネルが、ベースバンドチャネルに
多重化され、隣接するベースバンドチャネルは、３０ｋ
Ｈｚだけ離れている。ＧＳＭと称するヨーロッパデジタ
ルセルラシステムにおいては、８個の音声チャネルが、
ベースバンドチャネルに多重化され、隣接するベースバ
ンドチャネルは、２００ｋＨｚだけ離れている。単側波
帯抑圧搬送波変調においては、このベースバンド信号
は、一対の平衡作動増幅器（図示せず）の出力から得ら
れ、そして、混合器ＭＸ１と混合器ＭＸ２のそれぞれの
入力端末であるＩとＩ、ＱとＱに入力される。混合器Ｍ
Ｘ１、混合器ＭＸ２は、抑圧した搬送波側波帯を生成す
るために、直交位相のＲＦ搬送波でもって駆動される。
周波数合成器、ローカル発振器（図示せず）により生成
されるこのＲＦ搬送波は、位相分割器ＰＳに入力され、
位相分割器ＰＳの直交出力は、混合器ＭＸ１と混合器Ｍ
Ｘ２をそれぞれ駆動する。この作動信号ＩとＩ、ＱとＱ
は、それぞれ直交位相の関係にある。
E International Solid State Circuits Conference Pr
oceedings Paper TP 9.2”の“A 900 MHz Transcevier
Chip Set for Dual-Mode Cellular Radio Mobile Termi
nals”と題する論文に開示された、従来の直接変換変調
装置の簡略図である。図１の変調器は、直接変換変調器
と称され、その理由は、ＲＦ搬送波は、混合器ＭＸ１と
混合器ＭＸ２内で、ベースバンド信号と直接混合される
からである。この搬送波ＲＦ信号は、周波数合成器、す
なわち、ローカル発振器（図示せず）から得られる。こ
のベースバンド信号は、一般的に、３個から８個のデジ
タル符号化３ｋＨｚの時分割多重化音声チャネルからな
る。例えば、北米のＩＳ５４システムにおいては、３個
のこのような音声チャネルが、ベースバンドチャネルに
多重化され、隣接するベースバンドチャネルは、３０ｋ
Ｈｚだけ離れている。ＧＳＭと称するヨーロッパデジタ
ルセルラシステムにおいては、８個の音声チャネルが、
ベースバンドチャネルに多重化され、隣接するベースバ
ンドチャネルは、２００ｋＨｚだけ離れている。単側波
帯抑圧搬送波変調においては、このベースバンド信号
は、一対の平衡作動増幅器（図示せず）の出力から得ら
れ、そして、混合器ＭＸ１と混合器ＭＸ２のそれぞれの
入力端末であるＩとＩ、ＱとＱに入力される。混合器Ｍ
Ｘ１、混合器ＭＸ２は、抑圧した搬送波側波帯を生成す
るために、直交位相のＲＦ搬送波でもって駆動される。
周波数合成器、ローカル発振器（図示せず）により生成
されるこのＲＦ搬送波は、位相分割器ＰＳに入力され、
位相分割器ＰＳの直交出力は、混合器ＭＸ１と混合器Ｍ
Ｘ２をそれぞれ駆動する。この作動信号ＩとＩ、ＱとＱ
は、それぞれ直交位相の関係にある。
【０００８】一般的に、位相分割器ＰＳは、ＲＣ回路網
（図示せず）からなる。混合器ＭＸ１と混合器ＭＸ２の
出力は、加算器Ｓ１に入力され、加算器Ｓ１の出力は、
電力増幅器ＰＡに加えられ、その後、アンテナ（図示せ
ず）に送られる。混合器ＭＸ１、混合器ＭＸ２、加算器
Ｓ１、電力増幅器ＰＡは、単一の集積回路チップ上に形
成される。しかし、直交位相シフトは、１度以内の精度
でなければならないので、位相分割器ＰＳは、一般に、
オフチップで形成される。その理由は、通常の生産ライ
ンで製造された集積回路のＲ−Ｃ成分の精度誤差は、位
相分割器の必要な精度（一般的には９００ＭＨｚでプラ
スマイナス１）を提供することができないからである。
図では、このようなオフチップの素子は、回路のリード
線の中の白抜きの小丸で分離して表している。
（図示せず）からなる。混合器ＭＸ１と混合器ＭＸ２の
出力は、加算器Ｓ１に入力され、加算器Ｓ１の出力は、
電力増幅器ＰＡに加えられ、その後、アンテナ（図示せ
ず）に送られる。混合器ＭＸ１、混合器ＭＸ２、加算器
Ｓ１、電力増幅器ＰＡは、単一の集積回路チップ上に形
成される。しかし、直交位相シフトは、１度以内の精度
でなければならないので、位相分割器ＰＳは、一般に、
オフチップで形成される。その理由は、通常の生産ライ
ンで製造された集積回路のＲ−Ｃ成分の精度誤差は、位
相分割器の必要な精度（一般的には９００ＭＨｚでプラ
スマイナス１）を提供することができないからである。
図では、このようなオフチップの素子は、回路のリード
線の中の白抜きの小丸で分離して表している。
【０００９】電力増幅器ＰＡの出力点における信号は、
ローカル発振器の周波数に極めて近いので、この出力信
号の相当部分は、周波数合成器と、ローカル発振器に戻
されて、その動作を狂わせ、その基準へのロックを解除
させることがある。さらに、被変調ＲＦ信号の混合器Ｍ
Ｘ１と混合器ＭＸ２へのどのようなフィードバックも、
再変調となり、歪んだ信号を生成し、さらに、別の不要
な側波帯を生成する。このようなフィードバックを阻止
するシールドは、関連する９００ＭＨｚにおいては９０
ｄＢ以上の抑圧を必要とし、それを得ることは非常に困
難である。
ローカル発振器の周波数に極めて近いので、この出力信
号の相当部分は、周波数合成器と、ローカル発振器に戻
されて、その動作を狂わせ、その基準へのロックを解除
させることがある。さらに、被変調ＲＦ信号の混合器Ｍ
Ｘ１と混合器ＭＸ２へのどのようなフィードバックも、
再変調となり、歪んだ信号を生成し、さらに、別の不要
な側波帯を生成する。このようなフィードバックを阻止
するシールドは、関連する９００ＭＨｚにおいては９０
ｄＢ以上の抑圧を必要とし、それを得ることは非常に困
難である。
【００１０】図２においては、このＲＦフィードバック
の問題を回避する別のアプローチが図示されている。２
個のオフチップの周波数合成器と、ローカル発振器（そ
の出力は、ＬＯ−１とＬＯ−２から得られると示されて
いる）が必要である。一つの発振器は、１００ＭＨｚ、
あるいは、２００ＭＨｚのような中間周波数（ＩＦ）を
生成し、他の発振器は、所望の周波数（９００ＭＨｚ）
マイナスＩＦ周波数に等しい周波数（８００ＭＨｚ、あ
るいは、７００ＭＨｚ）を生成する。このＲＦマイナス
ＩＦ周波数は、混合器ＭＸ３の上部端末に加えられ、こ
のＩＦ周波数は、混合器ＭＸ３の左側端末に加えられ
る。混合器ＭＸ３の出力は、ＩＦ周波数と、ＲＦマイナ
スＩＦ周波数の和（すなわち、９００ＭＨｚの所望のＲ
Ｆ搬送波周波数）と、フィルタＦ１によりろ波されなけ
ればならない差分周波数とを含む。１００ＭＨｚのＩＦ
については、この差分周波数は、７００ＭＨｚであり、
２００ＭＨｚのＩＦに対しては、この差分周波数は、５
００ＭＨｚである。図１と図２の両方において、混合器
ＭＸ１と混合器ＭＸ２は、位相分離したＲＦ搬送波の入
力を受信する。
の問題を回避する別のアプローチが図示されている。２
個のオフチップの周波数合成器と、ローカル発振器（そ
の出力は、ＬＯ−１とＬＯ−２から得られると示されて
いる）が必要である。一つの発振器は、１００ＭＨｚ、
あるいは、２００ＭＨｚのような中間周波数（ＩＦ）を
生成し、他の発振器は、所望の周波数（９００ＭＨｚ）
マイナスＩＦ周波数に等しい周波数（８００ＭＨｚ、あ
るいは、７００ＭＨｚ）を生成する。このＲＦマイナス
ＩＦ周波数は、混合器ＭＸ３の上部端末に加えられ、こ
のＩＦ周波数は、混合器ＭＸ３の左側端末に加えられ
る。混合器ＭＸ３の出力は、ＩＦ周波数と、ＲＦマイナ
スＩＦ周波数の和（すなわち、９００ＭＨｚの所望のＲ
Ｆ搬送波周波数）と、フィルタＦ１によりろ波されなけ
ればならない差分周波数とを含む。１００ＭＨｚのＩＦ
については、この差分周波数は、７００ＭＨｚであり、
２００ＭＨｚのＩＦに対しては、この差分周波数は、５
００ＭＨｚである。図１と図２の両方において、混合器
ＭＸ１と混合器ＭＸ２は、位相分離したＲＦ搬送波の入
力を受信する。
【００１１】このフィルタＦ１を、混合器ＭＸ１、混合
器ＭＸ２、混合器ＭＸ３、電力増幅器ＰＡと同一の集積
回路チップ上に形成することは、経済的に見て可能性は
ない。搬送波と、不要な差分周波数との間を明確に区別
するような十分なＱと、これらの周波数で、十分にロー
ルオフするようなシャープな集積回路フィルタを製造す
ることは、極めて困難である。この理由の一部として
は、同一チップ上のキャパシタと抵抗の、通常の製造ラ
インでの値の２０〜３０％の変動は、不要な周波数対搬
送波周波数との比率とほぼ同一だからである。したがっ
て、フィルタのカットオフ周波数は、取り除きたい範囲
内でばらつく。それゆえに、フィルタＦ１は、オフチッ
プ素子として形成して、ハンダ端子ｔによりチップと接
続しなければならない。図２の構成は、合成器と、ロー
カル発振器の誤動作の問題を解決するが、その理由は、
搬送波の周波数は、合成器と、ローカル発振器の周波数
とは異なるからである。しかし、フィルタＦ１は、オフ
チップ素子であるので、そのハンダ端子と、リードワイ
ヤとは、９００ＭＨｚでは減衰する程度十分長いため
に、出力が再変調される可能性が依然として存在する。
この再変調は、不要な側波帯を形成し、これは、ベース
バンド信号の２倍と、搬送波の周波数の組み合わせであ
り、それゆえに、この不要な側波帯は、隣接するチャネ
ルに存在することになる。言い替えると、図２の構成の
問題点は、不要な側波帯が、ベースバンド周波数の整数
倍で生成されることである。
器ＭＸ２、混合器ＭＸ３、電力増幅器ＰＡと同一の集積
回路チップ上に形成することは、経済的に見て可能性は
ない。搬送波と、不要な差分周波数との間を明確に区別
するような十分なＱと、これらの周波数で、十分にロー
ルオフするようなシャープな集積回路フィルタを製造す
ることは、極めて困難である。この理由の一部として
は、同一チップ上のキャパシタと抵抗の、通常の製造ラ
インでの値の２０〜３０％の変動は、不要な周波数対搬
送波周波数との比率とほぼ同一だからである。したがっ
て、フィルタのカットオフ周波数は、取り除きたい範囲
内でばらつく。それゆえに、フィルタＦ１は、オフチッ
プ素子として形成して、ハンダ端子ｔによりチップと接
続しなければならない。図２の構成は、合成器と、ロー
カル発振器の誤動作の問題を解決するが、その理由は、
搬送波の周波数は、合成器と、ローカル発振器の周波数
とは異なるからである。しかし、フィルタＦ１は、オフ
チップ素子であるので、そのハンダ端子と、リードワイ
ヤとは、９００ＭＨｚでは減衰する程度十分長いため
に、出力が再変調される可能性が依然として存在する。
この再変調は、不要な側波帯を形成し、これは、ベース
バンド信号の２倍と、搬送波の周波数の組み合わせであ
り、それゆえに、この不要な側波帯は、隣接するチャネ
ルに存在することになる。言い替えると、図２の構成の
問題点は、不要な側波帯が、ベースバンド周波数の整数
倍で生成されることである。
【００１２】図３には、従来の二重変換変調システムが
図示されている。ベースバンド信号が、混合器ＭＸ３と
混合器ＭＸ４に導入され、この混合器ＭＸ３と混合器Ｍ
Ｘ４には、約１００ＭＨｚのＩＦ信号が供給される。こ
れは、図１、図２に示した混合器ＭＸ１と混合器ＭＸ２
の９００ＭＨｚのＲＦ搬送波信号のかわりである。混合
器ＭＸ３と混合器ＭＸ４の、この１００ＭＨｚの被変調
出力が、加算器Ｓ２に供給され、この加算器Ｓ２の出力
は、混合器ＭＸ４の左側入力に供給される。混合器ＭＸ
６の他の入力は、９００ＭＨｚ搬送波マイナスＩＦ（す
なわち、約８００ＭＨｚ）の周波数で合成器とローカル
発振器により駆動される。したがって、混合器ＭＸ６の
出力は、９００ＭＨｚ（ベースバンド信号により変調さ
れた）プラスＩＦ信号と、８００ＭＨｚ、あるいは、他
の周波数である７００ＭＨｚの差を加えたものである。
この７００ＭＨｚの信号は、図２に示すようにオフチッ
プのフィルタＦ１によりろ波される。オフチップフィル
タのハンダ端末とリード線は、減衰器として機能する。
しかし、混合器ＭＸ６内での再変調により生成された側
波帯は、８００ＭＨｚプラス９００ＭＨｚ、すなわち、
１７００ＭＨｚと、１００ＭＨｚの隣接するチャネルと
干渉しない側波帯である。しかし、フィルタＦ１は、通
常、５０オームのインピーダンスが必要なので、パワー
増幅器を駆動するのに十分な電圧レベルを保持するため
に、相当量のＤＣパワーを必要とする。さらに、増幅器
Ａ１、増幅器Ａ２が、フィルタ内におけるパワー損失を
補償するために必要である。
図示されている。ベースバンド信号が、混合器ＭＸ３と
混合器ＭＸ４に導入され、この混合器ＭＸ３と混合器Ｍ
Ｘ４には、約１００ＭＨｚのＩＦ信号が供給される。こ
れは、図１、図２に示した混合器ＭＸ１と混合器ＭＸ２
の９００ＭＨｚのＲＦ搬送波信号のかわりである。混合
器ＭＸ３と混合器ＭＸ４の、この１００ＭＨｚの被変調
出力が、加算器Ｓ２に供給され、この加算器Ｓ２の出力
は、混合器ＭＸ４の左側入力に供給される。混合器ＭＸ
６の他の入力は、９００ＭＨｚ搬送波マイナスＩＦ（す
なわち、約８００ＭＨｚ）の周波数で合成器とローカル
発振器により駆動される。したがって、混合器ＭＸ６の
出力は、９００ＭＨｚ（ベースバンド信号により変調さ
れた）プラスＩＦ信号と、８００ＭＨｚ、あるいは、他
の周波数である７００ＭＨｚの差を加えたものである。
この７００ＭＨｚの信号は、図２に示すようにオフチッ
プのフィルタＦ１によりろ波される。オフチップフィル
タのハンダ端末とリード線は、減衰器として機能する。
しかし、混合器ＭＸ６内での再変調により生成された側
波帯は、８００ＭＨｚプラス９００ＭＨｚ、すなわち、
１７００ＭＨｚと、１００ＭＨｚの隣接するチャネルと
干渉しない側波帯である。しかし、フィルタＦ１は、通
常、５０オームのインピーダンスが必要なので、パワー
増幅器を駆動するのに十分な電圧レベルを保持するため
に、相当量のＤＣパワーを必要とする。さらに、増幅器
Ａ１、増幅器Ａ２が、フィルタ内におけるパワー損失を
補償するために必要である。
【００１３】図４には、本発明の一実施例が図示されて
おり、この構成は、オフチップフィルタを必要とするこ
と無く、フィードバックの問題を解決する。混合器を駆
動する直交信号を生成するために、位相分割器ＰＳのよ
うなＲＣ回路を用いるかわりに、図４の実施例は、直交
信号をＩＦ信号の４倍の周波数を、先ず生成し、その
後、この信号を分割回路ＤＢ４内で４個に分割して、Ｒ
Ｆ周波数の波形の直交点を識別するものである。図５に
おいて、このＩＦ信号と、ＩＦ周波数の４倍の信号の位
相関係が図示されている。より高い周波数信号の連続す
る先端が、ＩＦ周波数の９０゜離れた点を規定している
ことがわかる。
おり、この構成は、オフチップフィルタを必要とするこ
と無く、フィードバックの問題を解決する。混合器を駆
動する直交信号を生成するために、位相分割器ＰＳのよ
うなＲＣ回路を用いるかわりに、図４の実施例は、直交
信号をＩＦ信号の４倍の周波数を、先ず生成し、その
後、この信号を分割回路ＤＢ４内で４個に分割して、Ｒ
Ｆ周波数の波形の直交点を識別するものである。図５に
おいて、このＩＦ信号と、ＩＦ周波数の４倍の信号の位
相関係が図示されている。より高い周波数信号の連続す
る先端が、ＩＦ周波数の９０゜離れた点を規定している
ことがわかる。
【００１４】４分割回路ＤＢ４は、図４の他の要素と同
一チップ上に形成することができる。例えば、ＩＦ周波
数の４倍の周波数を有する信号を生成する周波数合成器
を、このチップ上に配置してもよい。４分割回路ＤＢ４
により４分割されると、この信号の連続する先端は、Ｉ
Ｆ周波数において、９０゜位相がずれた点を規定する。
ＩＦ周波数の４倍の周波数を生成する方法は、９００Ｍ
ＨｚのＲＦ搬送波の周波数の８０％の周波数、すなわ
ち、７２０ＭＨｚで動作する周波数合成器を用いる。そ
の後、４分割回路ＤＢ４が、この周波数を１８０ＭＨｚ
のＩＦ周波数に分割(down-count）する。
一チップ上に形成することができる。例えば、ＩＦ周波
数の４倍の周波数を有する信号を生成する周波数合成器
を、このチップ上に配置してもよい。４分割回路ＤＢ４
により４分割されると、この信号の連続する先端は、Ｉ
Ｆ周波数において、９０゜位相がずれた点を規定する。
ＩＦ周波数の４倍の周波数を生成する方法は、９００Ｍ
ＨｚのＲＦ搬送波の周波数の８０％の周波数、すなわ
ち、７２０ＭＨｚで動作する周波数合成器を用いる。そ
の後、４分割回路ＤＢ４が、この周波数を１８０ＭＨｚ
のＩＦ周波数に分割(down-count）する。
【００１５】ＩＦ周波数の直交点は、７２０ＭＨｚの信
号を２で割って、その後、この３６０ＭＨｚの信号の連
続する半サイクルｘとｙが、完全にその長さが等しくな
るようにすることによって配置できる。すなわち、完全
なデューティサイクルが必要となる。４分割回路ＤＢ４
による分割が用いられると７２０ＭＨｚの信号の立上り
点は、１サイクルの境界を規定し、連続する半サイクル
の対称性は必要ではない。
号を２で割って、その後、この３６０ＭＨｚの信号の連
続する半サイクルｘとｙが、完全にその長さが等しくな
るようにすることによって配置できる。すなわち、完全
なデューティサイクルが必要となる。４分割回路ＤＢ４
による分割が用いられると７２０ＭＨｚの信号の立上り
点は、１サイクルの境界を規定し、連続する半サイクル
の対称性は必要ではない。
【００１６】４分割回路ＤＢ４により分割された出力点
は、ＲＦ搬送は周波数の２０％の周波数である２個の直
交するＩＦ信号点である。この直交ＩＦ信号は、混合器
ＭＸ６と混合器ＭＸ７に供給され、そこでベースバンド
信号を変調する。この混合器ＭＸ６と混合器ＭＸ７の出
力は加算器Ｓ２に加えられる。加算器Ｓ２の出力は、混
合器ＭＸ８の一つの入力点に加えられ、ＲＦ信号の８０
％の周波数が他の入力に加えられる。したがって、混合
器ＭＸ８は、その出力点に信号の和と差を生成し、この
和信号は、所望のＲＦ搬送波周波数（９００ＭＨｚ）
で、差分信号はＲＦ搬送波周波数の０．６倍の周波数
（５４０ＭＨｚ）である。この５４０ＭＨｚの信号は、
搬送波信号から十分に離れており、オンチップのフィル
タＦ２によりろ波することができる。その理由は、通常
の生産ラインにおけるその抵抗の値の変動は、カットオ
フ周波数の変動は、不要な側波帯を減衰させるからであ
る。
は、ＲＦ搬送は周波数の２０％の周波数である２個の直
交するＩＦ信号点である。この直交ＩＦ信号は、混合器
ＭＸ６と混合器ＭＸ７に供給され、そこでベースバンド
信号を変調する。この混合器ＭＸ６と混合器ＭＸ７の出
力は加算器Ｓ２に加えられる。加算器Ｓ２の出力は、混
合器ＭＸ８の一つの入力点に加えられ、ＲＦ信号の８０
％の周波数が他の入力に加えられる。したがって、混合
器ＭＸ８は、その出力点に信号の和と差を生成し、この
和信号は、所望のＲＦ搬送波周波数（９００ＭＨｚ）
で、差分信号はＲＦ搬送波周波数の０．６倍の周波数
（５４０ＭＨｚ）である。この５４０ＭＨｚの信号は、
搬送波信号から十分に離れており、オンチップのフィル
タＦ２によりろ波することができる。その理由は、通常
の生産ラインにおけるその抵抗の値の変動は、カットオ
フ周波数の変動は、不要な側波帯を減衰させるからであ
る。
【００１７】７２０ＭＨｚの信号を４分割するかわり
に、４００ＭＨｚの信号を生成し、それを４分割して１
００ＭＨｚのＩＦ周波数を形成することも可能である。
図３の実施例において、混合器ＭＸ４と混合器ＭＸ５を
駆動する直交ＩＦ信号を生成するために、Ｒ−Ｃ回路を
用いずに、周波数合成器と、ローカル発振器を用いて、
ＩＦ周波数よりも高い周波数（例えば、４００ＭＨｚ）
を生成し、４分割回路で１００ＭＨｚの直交ＩＦ信号を
生成しても良い。しかし、図３の回路は、依然として２
個の周波数合成器と、ローカル発振器（一つは４００Ｍ
Ｈｚを生成し、、他はＲＦマイナスＩＦ周波数を生成す
る）を必要とする。さらに、ＲＦ搬送波周波数におい
て、ＰＰＭの精度を必要とすることは、ＲＦマイナスＩ
Ｆの搬送波を生成する合成器と、ローカル発振器が、同
じくＰＰＭの精度でもって形成する必要がある。これに
対して、図４の実施例においては、１個の高精度の合成
器とローカル発振器を必要とするだけである。
に、４００ＭＨｚの信号を生成し、それを４分割して１
００ＭＨｚのＩＦ周波数を形成することも可能である。
図３の実施例において、混合器ＭＸ４と混合器ＭＸ５を
駆動する直交ＩＦ信号を生成するために、Ｒ−Ｃ回路を
用いずに、周波数合成器と、ローカル発振器を用いて、
ＩＦ周波数よりも高い周波数（例えば、４００ＭＨｚ）
を生成し、４分割回路で１００ＭＨｚの直交ＩＦ信号を
生成しても良い。しかし、図３の回路は、依然として２
個の周波数合成器と、ローカル発振器（一つは４００Ｍ
Ｈｚを生成し、、他はＲＦマイナスＩＦ周波数を生成す
る）を必要とする。さらに、ＲＦ搬送波周波数におい
て、ＰＰＭの精度を必要とすることは、ＲＦマイナスＩ
Ｆの搬送波を生成する合成器と、ローカル発振器が、同
じくＰＰＭの精度でもって形成する必要がある。これに
対して、図４の実施例においては、１個の高精度の合成
器とローカル発振器を必要とするだけである。
【００１８】
【発明の効果】以上述べたように、本発明の構成におい
ては、１個の高精度の合成器と、ローカル発振器を必要
とするだけで、単側波帯抑圧搬送波変調が可能となる。
ては、１個の高精度の合成器と、ローカル発振器を必要
とするだけで、単側波帯抑圧搬送波変調が可能となる。
【図１】従来の直接変換変調装置をあらわすブロック
図。
図。
【図２】従来の直接変換変調装置の別の実施例をあらわ
す図。
す図。
【図３】従来技術による２個の局部発振器を用いた二重
変換変調装置をあらわす図。
変換変調装置をあらわす図。
【図４】１個の局部発振器を用いた本発明の一実施例を
あらわす図。
あらわす図。
【図５】４回路により分割された入力と出力の位相の関
係をあらわすグラフ。
係をあらわすグラフ。
ＭＸ１，ＭＸ２，ＭＸ３，ＭＸ４，ＭＸ５，ＭＸ６，Ｍ
Ｘ７，ＭＸ８ 混合器 ＰＳ 位相分割器 ＰＡ 電力増幅器 Ｓ，Ｓ１，Ｓ２ 加算器 Ｆ１，Ｆ２ フィルタ ＤＢ４ ４分割回路 Ａ，Ａ１，Ａ２ 増幅器 ＡＣ 減衰器制御
Ｘ７，ＭＸ８ 混合器 ＰＳ 位相分割器 ＰＡ 電力増幅器 Ｓ，Ｓ１，Ｓ２ 加算器 Ｆ１，Ｆ２ フィルタ ＤＢ４ ４分割回路 Ａ，Ａ１，Ａ２ 増幅器 ＡＣ 減衰器制御
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 アービング ジィー． ポスト アメリカ合衆国、19606 ペンシルベニア、 リーディング、マウント ペン、ハービー アベニュー 112
Claims (9)
- 【請求項１】 ａ）搬送波の周波数の８０％の第１周波
数を合成するステップと、 ｂ）前記搬送波周波数の２０％の中間周波数を生成する
ために、前記第１周波数を分割するステップと、 ｃ）被変調中間周波数信号を生成するために、前記中間
周波数を、前記ベースバンド信号で変調するステップ
と、 ｄ）被変調信号を生成するために、前記被中間周波数信
号を、前記合成第１周波数と混合するステップと、 からなることを特徴とする搬送波をベースバンド信号で
変調する方法。 - 【請求項２】 前記中間周波数を変調する前記信号は、
前記中間周波数と直交位相にあることを特徴とする請求
項１の方法。 - 【請求項３】 前記搬送周波数が抑圧されることを特徴
とする請求項１の方法。 - 【請求項４】 前記被変調中間周波数信号は、一対の側
波帯信号を有することを特徴とする請求項１の方法。 - 【請求項５】 前記側波帯信号の一つが抑圧されること
を特徴とする請求項１の方法。 - 【請求項６】 前記搬送波周波数は、約９００ＭＨｚで
あることを特徴とする請求項１の方法。 - 【請求項７】 ａ）要求される搬送波の周波数の８０％
の第１周波数を生成する手段と、 ｂ）前記搬送波周波数の１／５で、前記生成手段によっ
て生成された前記周波数から中間周波数を生成する手段
と、 ｃ）被変調中間周波数信号を生成するために、前記中間
周波数を、前記ベースバンド信号で変調する手段と、 ｄ）被変調信号を生成するために、前記被中間周波数信
号を、前記第１周波数と混合する手段と、 からなることを特徴とする搬送波をベースバンド信号で
変調する回路構成。 - 【請求項８】ａ）搬送波の周波数のＭ倍の第１周波数を
合成するステップと ｂ）前記搬送波周波数の（１００−Ｍ）％の中間周波数
を生成するために、前記第１周波数を分割するステップ
と ｃ）被変調中間周波数信号を生成するために、前記中間
周波数を、前記ベースバンド信号で変調するステップと ｄ）被変調信号を生成するために、前記被中間周波数信
号を、前記合成第１周波数と混合するステップとからな
ることを特徴とする、搬送波をベースバンド信号で変調
する方法。 - 【請求項９】 前記Ｍは、８０であることを特徴とする
請求項８の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/087,233 US5373265A (en) | 1993-07-06 | 1993-07-06 | Modulator having oscillator for generating IF and RF signals by division and up-conversion |
| US087233 | 1993-07-06 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07170301A true JPH07170301A (ja) | 1995-07-04 |
Family
ID=22203925
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6176166A Pending JPH07170301A (ja) | 1993-07-06 | 1994-07-06 | 搬送波をベースバンド信号で変調する方法と装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5373265A (ja) |
| EP (1) | EP0633655A1 (ja) |
| JP (1) | JPH07170301A (ja) |
| KR (1) | KR960016167A (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2278253B (en) * | 1993-05-05 | 1996-08-28 | Marconi Gec Ltd | An integrated transceiver circuit packaged component |
| US5459758A (en) * | 1993-11-02 | 1995-10-17 | Interdigital Technology Corporation | Noise shaping technique for spread spectrum communications |
| FI98330C (fi) * | 1994-12-15 | 1997-05-26 | Nokia Mobile Phones Ltd | UHF-syntesoija |
| US5638401A (en) * | 1995-01-31 | 1997-06-10 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for generating plural quadrature modulated carriers |
| AU712092B2 (en) * | 1995-05-12 | 1999-10-28 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Spurious signal reduction in RF transmitter integrated circuits |
| US5625324A (en) * | 1995-06-07 | 1997-04-29 | Hughes Electronics | Ultra low noise frequency generator producing the sum of plural signal sources |
| JPH09153741A (ja) * | 1995-09-13 | 1997-06-10 | Fujitsu Ltd | 変調器、間接変調型変調器、及び周波数逓倍器 |
| JP3382473B2 (ja) * | 1996-05-15 | 2003-03-04 | 新光電気工業株式会社 | 周波数変換方法と周波数変換回路 |
| US6091939A (en) * | 1997-02-18 | 2000-07-18 | Ericsson Inc. | Mobile radio transmitter with normal and talk-around frequency bands |
| US7343015B2 (en) * | 1999-11-16 | 2008-03-11 | Radio Shack Corporation | Method and apparatus for high fidelity wireless stereophonic transmission utilizing dual frequency carriers |
| US6658115B1 (en) | 1999-11-16 | 2003-12-02 | Radioshack, Corp. | Method and apparatus for high fidelity wireless stereophonic transmission |
| US6766148B1 (en) * | 2000-03-21 | 2004-07-20 | Koninklijke Phillips Electronics N.V. | Switched sideband frequency low-IF transmitter |
| ATE289128T1 (de) * | 2001-07-10 | 2005-02-15 | Asulab Sa | Symmetrischer quadraturmodulator unter verwendung von zweistufiger frequenzumsetzung |
| US6728527B2 (en) | 2001-07-10 | 2004-04-27 | Asulab S.A. | Double up-conversion modulator |
| US20090268796A1 (en) * | 2008-04-29 | 2009-10-29 | Hany Shenouda | Transceiver architecture |
| US9154217B1 (en) * | 2013-10-29 | 2015-10-06 | Anokiwave, Inc. | Direct conversion remote satellite communications terminal |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2523131A1 (de) * | 1975-05-24 | 1976-12-02 | Licentia Gmbh | Schaltung zur multiplikation der frequenz einer spannung, insbesondere fuer einen pal-coder in einem farbfernsehgeraet |
| JPS5248956A (en) * | 1975-10-17 | 1977-04-19 | Nissan Denshi Kk | Single side-wave signal generator equipment |
| US4025855A (en) * | 1976-04-30 | 1977-05-24 | General Aviation Electronics, Inc. | Multi-channel R.F. transducer with channel selector coupled to selected channel filter |
| US4540958A (en) * | 1983-09-30 | 1985-09-10 | International Telephone And Telegraph Corporation | Zero if frequency-modulator |
| FI81704C (fi) * | 1989-04-11 | 1990-11-12 | Telenokia Oy | Kvadraturmodulator. |
| GB2254744B (en) * | 1991-04-11 | 1994-12-21 | Marconi Gec Ltd | Vestigial sideband modulator |
-
1993
- 1993-07-06 US US08/087,233 patent/US5373265A/en not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-06-29 EP EP94304760A patent/EP0633655A1/en not_active Withdrawn
- 1994-07-06 KR KR1019940016401A patent/KR960016167A/ko not_active Application Discontinuation
- 1994-07-06 JP JP6176166A patent/JPH07170301A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5373265A (en) | 1994-12-13 |
| KR960016167A (ko) | 1996-05-22 |
| EP0633655A1 (en) | 1995-01-11 |
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