JPH07140180A - 電流検出装置 - Google Patents
電流検出装置Info
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- JPH07140180A JPH07140180A JP5288990A JP28899093A JPH07140180A JP H07140180 A JPH07140180 A JP H07140180A JP 5288990 A JP5288990 A JP 5288990A JP 28899093 A JP28899093 A JP 28899093A JP H07140180 A JPH07140180 A JP H07140180A
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- Japan
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- current
- power supply
- output
- magnetic core
- secondary winding
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 単電源で使用できるとともに、電源回路の過
剰スペックを抑制した上で、トロイダルコアに巻かれる
二次巻線コイルの大型化を防ぎ、かつ電流検出精度を向
上させる。 【構成】 車載されたサブバッテリの電源Ｖinが供給さ
れる電源回路１５は、トランスの二次側コイルから、電
流増幅器３５の電源Ｖ+ ，Ｖ- 及びホール素子４３の電
源ＶHIを作る。トロイダルコア５１の二次巻線コイル５
９を流れる電流は、検出抵抗６１により電流−電圧変換
された後、Ｖ−Ｆコンバータ６３によって周波数変調さ
れてデジタル信号となり、これをセンサ出力ＳO とす
る。
剰スペックを抑制した上で、トロイダルコアに巻かれる
二次巻線コイルの大型化を防ぎ、かつ電流検出精度を向
上させる。 【構成】 車載されたサブバッテリの電源Ｖinが供給さ
れる電源回路１５は、トランスの二次側コイルから、電
流増幅器３５の電源Ｖ+ ，Ｖ- 及びホール素子４３の電
源ＶHIを作る。トロイダルコア５１の二次巻線コイル５
９を流れる電流は、検出抵抗６１により電流−電圧変換
された後、Ｖ−Ｆコンバータ６３によって周波数変調さ
れてデジタル信号となり、これをセンサ出力ＳO とす
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、ギャップ内に磁電変
換素子が設けられた磁気コアを有し、この磁気コアに包
囲された電流線に流れる電流を測定する電流検出装置に
関する。
換素子が設けられた磁気コアを有し、この磁気コアに包
囲された電流線に流れる電流を測定する電流検出装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種の電流検出装置を図９に示
す（センサ技術 １９８９年７月号参照）。これは、ゼ
ロ磁束法（ゼロフラックス法）と呼ばれるもので、被測
定電流が流れる電流線１を包囲する磁気コア（トロイダ
ルコア）３を備え、この磁気コア３に形成されたギャッ
プ５に磁電変換素子であるホール素子７が設けられてい
る。この場合、電流線１を流れる被測定電流Ｉ1 によっ
て磁気コア３内に磁束φ1 が発生し、その磁界を検出す
るホール素子７は、その磁界の極性（磁束の方向）と大
きさに従って電圧を発生させて次段の電流増幅器９に供
給する。
す（センサ技術 １９８９年７月号参照）。これは、ゼ
ロ磁束法（ゼロフラックス法）と呼ばれるもので、被測
定電流が流れる電流線１を包囲する磁気コア（トロイダ
ルコア）３を備え、この磁気コア３に形成されたギャッ
プ５に磁電変換素子であるホール素子７が設けられてい
る。この場合、電流線１を流れる被測定電流Ｉ1 によっ
て磁気コア３内に磁束φ1 が発生し、その磁界を検出す
るホール素子７は、その磁界の極性（磁束の方向）と大
きさに従って電圧を発生させて次段の電流増幅器９に供
給する。
【０００３】このとき電流増幅器９は、充分に大きなゲ
インを持っているため、ホール素子７の微妙な出力電圧
にも反応し、出力電流Ｉ2 を充分流す能力を備えてい
る。この出力電流Ｉ2 は、磁気コア３に巻かれた二次巻
線コイル（巻数Ｎ2 回）１１を流れ、磁束φ2 を発生さ
せる。二次巻線コイル１１は、磁束φ1 に対して逆方向
の磁束φ2 を発生させるように磁気コア３に周回させて
あるため、磁束φ2 は磁束φ1 を打ち消す方向に働くこ
とになる。
インを持っているため、ホール素子７の微妙な出力電圧
にも反応し、出力電流Ｉ2 を充分流す能力を備えてい
る。この出力電流Ｉ2 は、磁気コア３に巻かれた二次巻
線コイル（巻数Ｎ2 回）１１を流れ、磁束φ2 を発生さ
せる。二次巻線コイル１１は、磁束φ1 に対して逆方向
の磁束φ2 を発生させるように磁気コア３に周回させて
あるため、磁束φ2 は磁束φ1 を打ち消す方向に働くこ
とになる。
【０００４】そして、磁束φ2 が二次巻線コイル１１を
流れ、｜φ1 ｜＝｜φ2 ｜となったとき、磁気コア３内
の磁束φ1 はゼロとなる。これに伴い、ホール素子７は
出力をゼロにし、磁束φ2 もゼロとなる。この状態にな
ると、磁気コア３内に再び磁束φ1 が発生するととも
に、ホール素子７にも出力が発生し、磁気コア３内では
｜φ1 ｜＞｜φ2 ｜となる。
流れ、｜φ1 ｜＝｜φ2 ｜となったとき、磁気コア３内
の磁束φ1 はゼロとなる。これに伴い、ホール素子７は
出力をゼロにし、磁束φ2 もゼロとなる。この状態にな
ると、磁気コア３内に再び磁束φ1 が発生するととも
に、ホール素子７にも出力が発生し、磁気コア３内では
｜φ1 ｜＞｜φ2 ｜となる。
【０００５】このような動作が高周波で繰り返され、出
力電流Ｉ2 は実効値化される。このとき、電流線１は巻
数Ｎ1 ＝１のコイルを構成しており、巻数Ｎ2 の前記二
次巻線コイル１１との間に、アンペアターン則 Ｎ1 Ｉ1 ＝Ｎ2 Ｉ2 が成り立ち、 Ｉ1 ＝（Ｎ2 ／Ｎ1 ）Ｉ2 となるため、電流増幅器９からの出力電流Ｉ2 を測定す
れば、被測定電流Ｉ1 が上式から求められることにな
る。また、出力電流Ｉ2 は磁束φ1 の方向によって双方
向に流れるため、被測定電流Ｉ1 の極性も出力電流Ｉ2
によって判別することが可能となる。
力電流Ｉ2 は実効値化される。このとき、電流線１は巻
数Ｎ1 ＝１のコイルを構成しており、巻数Ｎ2 の前記二
次巻線コイル１１との間に、アンペアターン則 Ｎ1 Ｉ1 ＝Ｎ2 Ｉ2 が成り立ち、 Ｉ1 ＝（Ｎ2 ／Ｎ1 ）Ｉ2 となるため、電流増幅器９からの出力電流Ｉ2 を測定す
れば、被測定電流Ｉ1 が上式から求められることにな
る。また、出力電流Ｉ2 は磁束φ1 の方向によって双方
向に流れるため、被測定電流Ｉ1 の極性も出力電流Ｉ2
によって判別することが可能となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の電流検出装置は、次のような種々の問題があ
る。 （１）±両電源が必要であるため、使用にあたって不便
である。 （２）車両用として考えた場合、ハーネスによる電圧降
下など様々な要因を考慮して電源回路に余裕を持った設
計とする必要があるため、電源回路が必然的に過剰スペ
ックとなる。 （３）出力が電流出力であり、検出するための抵抗を通
して電圧値に変換しているので、ノイズやハーネスによ
る電圧降下など、検出精度を低下させる要因が非常に多
い。
うな従来の電流検出装置は、次のような種々の問題があ
る。 （１）±両電源が必要であるため、使用にあたって不便
である。 （２）車両用として考えた場合、ハーネスによる電圧降
下など様々な要因を考慮して電源回路に余裕を持った設
計とする必要があるため、電源回路が必然的に過剰スペ
ックとなる。 （３）出力が電流出力であり、検出するための抵抗を通
して電圧値に変換しているので、ノイズやハーネスによ
る電圧降下など、検出精度を低下させる要因が非常に多
い。
【０００７】これに対し、特開平４−１９８７６２号公
報，特開平４−３５３７７２号公報，実開平４−２４０
７０号公報には、単電源を使用し、電源回路が簡素化さ
れた技術が開示されているが、これらのものは、一つの
トロイダルコアに周回させる巻線が多くなり、コイル自
体が大きくなり過ぎる上、出力電圧が依然としてアナロ
グ値であるので、検出精度が悪いものとなっている。
報，特開平４−３５３７７２号公報，実開平４−２４０
７０号公報には、単電源を使用し、電源回路が簡素化さ
れた技術が開示されているが、これらのものは、一つの
トロイダルコアに周回させる巻線が多くなり、コイル自
体が大きくなり過ぎる上、出力電圧が依然としてアナロ
グ値であるので、検出精度が悪いものとなっている。
【０００８】そこで、この発明は、単電源で使用できる
とともに、電源回路の過剰スペックを抑制した上で、二
次巻線コイルの大型化を防ぎ、かつ電流検出精度を向上
させることを目的としている。
とともに、電源回路の過剰スペックを抑制した上で、二
次巻線コイルの大型化を防ぎ、かつ電流検出精度を向上
させることを目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、この発明は、被測定電流が流れる電流線を包囲しギ
ャップを備えた磁気コアと、この磁気コアのギャップ内
に配置され磁気コア中に生じる磁束に応じた電気出力を
得る磁電変換素子と、この磁電変換素子からの出力電圧
の入力を受け、前記磁気コアに巻かれた二次巻線コイル
に電流を流して磁気コアに前記磁束と反対方向の磁束を
発生させる増幅器と、二次側コイルに前記増幅器及び磁
電変換素子の供給電圧源を設けたトランスを有する電源
回路と、前記磁気コアに巻かれた二次巻線コイルの出力
側に接続したデジタルの周波数変調回路とを有する構成
としたものである。
に、この発明は、被測定電流が流れる電流線を包囲しギ
ャップを備えた磁気コアと、この磁気コアのギャップ内
に配置され磁気コア中に生じる磁束に応じた電気出力を
得る磁電変換素子と、この磁電変換素子からの出力電圧
の入力を受け、前記磁気コアに巻かれた二次巻線コイル
に電流を流して磁気コアに前記磁束と反対方向の磁束を
発生させる増幅器と、二次側コイルに前記増幅器及び磁
電変換素子の供給電圧源を設けたトランスを有する電源
回路と、前記磁気コアに巻かれた二次巻線コイルの出力
側に接続したデジタルの周波数変調回路とを有する構成
としたものである。
【００１０】
【作用】このような構成の電流検出装置によれば、単電
源で使用でき、電源回路は、必要な電力が充分に分かっ
ている上で設計されるため必要最小限のスペックで済
み、また出力は周波数変調したデジタル値であるため、
ノイズの影響を受けにくく、ハーネスの内部抵抗による
電圧降下などの精度低下要因が排除される。
源で使用でき、電源回路は、必要な電力が充分に分かっ
ている上で設計されるため必要最小限のスペックで済
み、また出力は周波数変調したデジタル値であるため、
ノイズの影響を受けにくく、ハーネスの内部抵抗による
電圧降下などの精度低下要因が排除される。
【００１１】
【実施例】以下、この発明の実施例を図面に基づき説明
する。
する。
【００１２】図１は、この発明の一実施例に係わる電流
検出装置となる電流センサ１３の全体構成図、図２は図
１の電流センサ１３における電源回路１５の回路図、図
３は図１の電流センサ１３におけるセンサ部１７の構成
図、図４は図１の電流センサ１３を電気自動車のメイン
バッテリ１８の残存容量検出に使用した例を示す全体構
成図である。
検出装置となる電流センサ１３の全体構成図、図２は図
１の電流センサ１３における電源回路１５の回路図、図
３は図１の電流センサ１３におけるセンサ部１７の構成
図、図４は図１の電流センサ１３を電気自動車のメイン
バッテリ１８の残存容量検出に使用した例を示す全体構
成図である。
【００１３】電源回路１５は、図２に示すように、入力
電圧Ｖinがダイオード１９及びコンデンサ２１を介して
トランス２３の一次側コイル２５に供給される。この入
力電圧Ｖinは、図４に示すように１２Ｖのサブバッテリ
２７により発生している。上記一次側コイル２５は、発
振源２９によって動作するトランジスタ３１によりスイ
ッチングされる。
電圧Ｖinがダイオード１９及びコンデンサ２１を介して
トランス２３の一次側コイル２５に供給される。この入
力電圧Ｖinは、図４に示すように１２Ｖのサブバッテリ
２７により発生している。上記一次側コイル２５は、発
振源２９によって動作するトランジスタ３１によりスイ
ッチングされる。
【００１４】トランス２３の二次側コイル３３の一方の
端部には、電流増幅器３５への電源Ｖ+ がダイオード３
６及びコンデンサ３７を介して形成され、同他方の端部
には、電流増幅器３５への電源Ｖ- がダイオード３９及
びコンデンサ４１を介して形成され、さらに二次側コイ
ル３３の途中には、後述するホール素子４３への電源Ｖ
HIがダイオード４５及びコンデンサ４７を介して形成さ
れている。上記電源Ｖ+ は、ツェナーダイオード４９を
介して前記トランジスタ３１の発振源２９に、ツェナー
電圧Ｖ+ ［Ｖ］としてフィードバックされ、出力の安定
化がなされている。
端部には、電流増幅器３５への電源Ｖ+ がダイオード３
６及びコンデンサ３７を介して形成され、同他方の端部
には、電流増幅器３５への電源Ｖ- がダイオード３９及
びコンデンサ４１を介して形成され、さらに二次側コイ
ル３３の途中には、後述するホール素子４３への電源Ｖ
HIがダイオード４５及びコンデンサ４７を介して形成さ
れている。上記電源Ｖ+ は、ツェナーダイオード４９を
介して前記トランジスタ３１の発振源２９に、ツェナー
電圧Ｖ+ ［Ｖ］としてフィードバックされ、出力の安定
化がなされている。
【００１５】前記ホール素子４３は、磁電変換素子を構
成しており、図３に示すように、ドーナツ状の磁気コア
であるトロイダルコア５１に形成されたギャップ５３内
に配置され、ホール素子４３の出力電圧ＶHOは前記電流
増幅器３５に入力される。トロイダルコア５１には、電
流線としての被測定電線５５が挿通されている。つま
り、本電流検出装置は、この被測定電線５５に流れる電
流Ｉ1 を測定するものであり、図４においては被測定電
線５５の一端が電気自動車のメインバッテリ１８側に、
他端が車両負荷５７側にそれぞれ接続されることにな
る。
成しており、図３に示すように、ドーナツ状の磁気コア
であるトロイダルコア５１に形成されたギャップ５３内
に配置され、ホール素子４３の出力電圧ＶHOは前記電流
増幅器３５に入力される。トロイダルコア５１には、電
流線としての被測定電線５５が挿通されている。つま
り、本電流検出装置は、この被測定電線５５に流れる電
流Ｉ1 を測定するものであり、図４においては被測定電
線５５の一端が電気自動車のメインバッテリ１８側に、
他端が車両負荷５７側にそれぞれ接続されることにな
る。
【００１６】図２の電源回路１５にて発生した三つの電
源Ｖ+ ，Ｖ- ，ＶHIのうち、電源Ｖ+ ，Ｖ- は電流増幅
器３５に接続され、電源ＶHIはホール素子４３に接続さ
れている。電流増幅器３５の出力端子は、トロイダルコ
ア５１に巻かれた二次巻線コイル５９の一端に接続さ
れ、二次巻線コイル５９の他端は、一端が接地された電
流を電圧に変換する検出抵抗６１を介して周波数変調回
路としてのＶ−Ｆコンバータ（電圧−周波数変換器）６
３に接続されている。Ｖ−Ｆコンバータ６３の駆動電源
は、電源Ｖ+ ，Ｖ- を使用している。二次巻線コイル５
９は、被測定電線５５に流れる電流Ｉ1 によって発生す
るトロイダルコア５１内の磁束を打ち消す方向に働くよ
うに周回されている。
源Ｖ+ ，Ｖ- ，ＶHIのうち、電源Ｖ+ ，Ｖ- は電流増幅
器３５に接続され、電源ＶHIはホール素子４３に接続さ
れている。電流増幅器３５の出力端子は、トロイダルコ
ア５１に巻かれた二次巻線コイル５９の一端に接続さ
れ、二次巻線コイル５９の他端は、一端が接地された電
流を電圧に変換する検出抵抗６１を介して周波数変調回
路としてのＶ−Ｆコンバータ（電圧−周波数変換器）６
３に接続されている。Ｖ−Ｆコンバータ６３の駆動電源
は、電源Ｖ+ ，Ｖ- を使用している。二次巻線コイル５
９は、被測定電線５５に流れる電流Ｉ1 によって発生す
るトロイダルコア５１内の磁束を打ち消す方向に働くよ
うに周回されている。
【００１７】Ｖ−Ｆコンバータ６３の出力は、ダイオー
ド６５を介してセンサ出力ＳO となり、このセンサ出力
ＳO は、図４に示すように、ハーネス６７を介してバッ
テリ残存容量計コントローラ６９に出力される。バッテ
リ残存容量計コントローラ６９は、電流センサ１３と同
様にサブバッテリ２７により動作し、入力されたセンサ
出力ＳO に応じてメインバッテリ１８の残存容量を算出
し、図示しない表示器に残存容量を表示させる。
ド６５を介してセンサ出力ＳO となり、このセンサ出力
ＳO は、図４に示すように、ハーネス６７を介してバッ
テリ残存容量計コントローラ６９に出力される。バッテ
リ残存容量計コントローラ６９は、電流センサ１３と同
様にサブバッテリ２７により動作し、入力されたセンサ
出力ＳO に応じてメインバッテリ１８の残存容量を算出
し、図示しない表示器に残存容量を表示させる。
【００１８】次に、上記のように構成された電流検出装
置の動作を説明する。サブバッテリ２７により入力電圧
Ｖinが供給されたトランス２３は、トランジスタ３１に
より一次側コイル２５がスイッチングされ、二次側コイ
ル３３に三つの電源Ｖ+ ，Ｖ- ，ＶHIを発生させる。こ
れら三つの電源Ｖ+ ，Ｖ- ，ＶHIは、電流増幅器３５及
びホール素子４３に与えられ、これらを含むセンサ回路
は、被測定電線５５に電流Ｉ1 が流れることによって前
記図９に示した従来例と同様の動作を行う。つまり、被
測定電線５５は巻数Ｎ1 ＝１のコイルであり、前記二次
巻線コイル５９の巻数をＮ2 、被測定電線５５及び二次
巻線コイル５９に流れる電流をそれぞれＩ1 及びＩ2 と
した場合に、アンペアターン則 Ｎ1 Ｉ1 ＝Ｎ2 Ｉ2 に従って出力電流Ｉ2 が求められる。
置の動作を説明する。サブバッテリ２７により入力電圧
Ｖinが供給されたトランス２３は、トランジスタ３１に
より一次側コイル２５がスイッチングされ、二次側コイ
ル３３に三つの電源Ｖ+ ，Ｖ- ，ＶHIを発生させる。こ
れら三つの電源Ｖ+ ，Ｖ- ，ＶHIは、電流増幅器３５及
びホール素子４３に与えられ、これらを含むセンサ回路
は、被測定電線５５に電流Ｉ1 が流れることによって前
記図９に示した従来例と同様の動作を行う。つまり、被
測定電線５５は巻数Ｎ1 ＝１のコイルであり、前記二次
巻線コイル５９の巻数をＮ2 、被測定電線５５及び二次
巻線コイル５９に流れる電流をそれぞれＩ1 及びＩ2 と
した場合に、アンペアターン則 Ｎ1 Ｉ1 ＝Ｎ2 Ｉ2 に従って出力電流Ｉ2 が求められる。
【００１９】出力電流Ｉ2 は、検出抵抗６１によって電
圧に変換されて、Ｖ−Ｆコンバータ６３に入力される。
この時点では、Ｖ−Ｆコンバータ６３は、電源Ｖ+ ，Ｖ
- 間で変化するアナログ値を入力しているため、出力信
号ａは図５（ａ）に示すように、ハイレベルＶ+ ，ロー
レベルＶ- として出力される。この出力信号ａは、ダイ
オード６５を通過することで、図５（ｂ）に示すように
ハイレベルＶ+ のみの出力信号ｂとなり、これがセンサ
出力ＳO となる。
圧に変換されて、Ｖ−Ｆコンバータ６３に入力される。
この時点では、Ｖ−Ｆコンバータ６３は、電源Ｖ+ ，Ｖ
- 間で変化するアナログ値を入力しているため、出力信
号ａは図５（ａ）に示すように、ハイレベルＶ+ ，ロー
レベルＶ- として出力される。この出力信号ａは、ダイ
オード６５を通過することで、図５（ｂ）に示すように
ハイレベルＶ+ のみの出力信号ｂとなり、これがセンサ
出力ＳO となる。
【００２０】センサ出力ＳO は、ハーネス６７を介して
バッテリ残存容量計コントローラ６９に入力される。バ
ッテリ残存容量計コントローラ６９は、電流センサ１３
と同様１２Ｖのサブバッテリ２７により駆動する構成で
あるので、図５（ｂ）の信号ｂの波形で信号入力を受
け、入力されたセンサ出力ＳO に応じてメインバッテリ
１８の残存容量を算出し、図示しない表示器に残存容量
を表示させる。
バッテリ残存容量計コントローラ６９に入力される。バ
ッテリ残存容量計コントローラ６９は、電流センサ１３
と同様１２Ｖのサブバッテリ２７により駆動する構成で
あるので、図５（ｂ）の信号ｂの波形で信号入力を受
け、入力されたセンサ出力ＳO に応じてメインバッテリ
１８の残存容量を算出し、図示しない表示器に残存容量
を表示させる。
【００２１】図６は、Ｖ−Ｆコンバータ６３による被測
定電流Ｉ1 に対する周波数ｆの信号波形図である。これ
は、単に一つの例であるが、Ｉ1 ＝−１００［Ａ］のと
きｆ＝１００［Ｈｚ］、Ｉ1 ＝０［Ａ］のときｆ＝１
［ｋＨｚ］、Ｉ1 ＝＋１００［Ａ］のときｆ＝１０［ｋ
Ｈｚ］と設定し、それ以外の電流値では周波数ｆがリニ
アに変化することを意味している。
定電流Ｉ1 に対する周波数ｆの信号波形図である。これ
は、単に一つの例であるが、Ｉ1 ＝−１００［Ａ］のと
きｆ＝１００［Ｈｚ］、Ｉ1 ＝０［Ａ］のときｆ＝１
［ｋＨｚ］、Ｉ1 ＝＋１００［Ａ］のときｆ＝１０［ｋ
Ｈｚ］と設定し、それ以外の電流値では周波数ｆがリニ
アに変化することを意味している。
【００２２】上記のような電流検出装置においては、電
流センサ１３への供給電源は、サブバッテリ２７による
単電源であるので、使用者にとって便利である。トラン
ス２３を備えた電源回路１５は、電流センサ１３に必要
な電力を考慮した上で設計可能なため、必要最小限の出
力電圧で済む。その結果、電源回路１５のトランジスタ
３１やトランス２３も最小の容量で設計でき、過剰スペ
ックとならず小型化が可能となる。
流センサ１３への供給電源は、サブバッテリ２７による
単電源であるので、使用者にとって便利である。トラン
ス２３を備えた電源回路１５は、電流センサ１３に必要
な電力を考慮した上で設計可能なため、必要最小限の出
力電圧で済む。その結果、電源回路１５のトランジスタ
３１やトランス２３も最小の容量で設計でき、過剰スペ
ックとならず小型化が可能となる。
【００２３】電流センサ１３の出力は、Ｖ−Ｆコンバー
タ６３を利用してデジタルの周波数変調出力としたた
め、ノイズの影響を受けにくい上、バッテリ残存容量計
コントローラ６９に接続されるハーネス６７の内部抵抗
による電圧降下などの精度低下要因が排除され、電流検
出精度を向上させることができる。また、磁気コア５１
に巻かれる二次巻線コイル５９が多くなることはなく、
二次巻線コイル５９の大型化が防止される。
タ６３を利用してデジタルの周波数変調出力としたた
め、ノイズの影響を受けにくい上、バッテリ残存容量計
コントローラ６９に接続されるハーネス６７の内部抵抗
による電圧降下などの精度低下要因が排除され、電流検
出精度を向上させることができる。また、磁気コア５１
に巻かれる二次巻線コイル５９が多くなることはなく、
二次巻線コイル５９の大型化が防止される。
【００２４】また、一つのトランス２３で電流増幅器３
５に加えてホール素子４３の電源も賄えるため、ホール
素子４３用の電源を新たに設ける必要がない。
５に加えてホール素子４３の電源も賄えるため、ホール
素子４３用の電源を新たに設ける必要がない。
【００２５】さらに、ユーザが電流センサ１３の出力を
ＣＰＵで受ける場合、従来のアナログ出力値では、図７
（ａ）に示すようにＣＰＵ７１と電流センサ１３との間
に、Ａ／Ｄコンバータ７３が必要であったが、上記実施
例では、図７（ｂ）に示すようにバッファ７５を保護の
ために設ける程度で成立し、簡単かつ低コストで使用で
きる。
ＣＰＵで受ける場合、従来のアナログ出力値では、図７
（ａ）に示すようにＣＰＵ７１と電流センサ１３との間
に、Ａ／Ｄコンバータ７３が必要であったが、上記実施
例では、図７（ｂ）に示すようにバッファ７５を保護の
ために設ける程度で成立し、簡単かつ低コストで使用で
きる。
【００２６】電流センサ１３の出力回路には、Ｖ−Ｆコ
ンバータ６３によるものだけでなく、Ａ−Ｄコンバータ
を用いることも考えられる。（この場合のＡ−Ｄコンバ
ータとは、周波数変調出力という意味ではなく、例えば
８ビットデータによる２５６分解能出力などのことを指
す。）しかし、この方式では、図８（ａ）に示すよう
に、データのサンプリングに時間を要したり、上記の分
解能という考え方が発生するため、アナログの従来出力
と比べるとリニアさに欠けると言える。
ンバータ６３によるものだけでなく、Ａ−Ｄコンバータ
を用いることも考えられる。（この場合のＡ−Ｄコンバ
ータとは、周波数変調出力という意味ではなく、例えば
８ビットデータによる２５６分解能出力などのことを指
す。）しかし、この方式では、図８（ａ）に示すよう
に、データのサンプリングに時間を要したり、上記の分
解能という考え方が発生するため、アナログの従来出力
と比べるとリニアさに欠けると言える。
【００２７】これに対して上記実施例では、Ｖ−Ｆコン
バータ６３による出力とすることで、図８（ｂ）に示す
ように、パルスの周期Ｔ1 ，Ｔ2 ，Ｔ3 ，…，Ｔn を検
出するだけでよく、この検出する周期Ｔ1 ，Ｔ2 ，
Ｔ3 ，…，Ｔn はリニアに変化しているため、アナログ
出力方式のリニアさを全く損なわずに良好な検出精度が
得られる。また、一周期をサンプリングするだけでよい
ので、高速処理が可能となる。
バータ６３による出力とすることで、図８（ｂ）に示す
ように、パルスの周期Ｔ1 ，Ｔ2 ，Ｔ3 ，…，Ｔn を検
出するだけでよく、この検出する周期Ｔ1 ，Ｔ2 ，
Ｔ3 ，…，Ｔn はリニアに変化しているため、アナログ
出力方式のリニアさを全く損なわずに良好な検出精度が
得られる。また、一周期をサンプリングするだけでよい
ので、高速処理が可能となる。
【００２８】
【発明の効果】以上説明してきたように、この発明によ
れば、次のような効果を奏する。 （１）完全に単電源で使用することができるので便利で
ある。 （２）電源回路は、必要な電力を考慮した上で設計可能
なため、必要最小限の出力電圧で済み、過剰スペックと
ならず小型化が可能となる。 （３）検出出力は、デジタルの周波数変調出力としたた
め、ノイズの影響を受けにくい上、ハーネスの内部抵抗
による電圧降下などの精度低下要因を排除でき、電流検
出精度を向上させることができる。 （４）磁気コアに巻かれる二次巻線コイルが多くなるこ
とはなく、二次巻線コイル自体の大型化が防止される。
れば、次のような効果を奏する。 （１）完全に単電源で使用することができるので便利で
ある。 （２）電源回路は、必要な電力を考慮した上で設計可能
なため、必要最小限の出力電圧で済み、過剰スペックと
ならず小型化が可能となる。 （３）検出出力は、デジタルの周波数変調出力としたた
め、ノイズの影響を受けにくい上、ハーネスの内部抵抗
による電圧降下などの精度低下要因を排除でき、電流検
出精度を向上させることができる。 （４）磁気コアに巻かれる二次巻線コイルが多くなるこ
とはなく、二次巻線コイル自体の大型化が防止される。
【図１】この発明の一実施例を示す電流センサの全体構
成図である。
成図である。
【図２】図１の電流センサにおける電源回路の回路図で
ある。
ある。
【図３】図１の電流センサにおけるセンサ部の構成図で
ある。
ある。
【図４】図１の電流センサを電気自動車のメインバッテ
リの残存容量検出に使用した例を示す全体構成図であ
る。
リの残存容量検出に使用した例を示す全体構成図であ
る。
【図５】図１の電流センサによる出力波形図である。
【図６】図１のＶ−Ｆコンバータによる被測定電流に対
する周波数の信号波形図である。
する周波数の信号波形図である。
【図７】ユーザ側のセンサ出力受信回路を従来方式と本
方式とで比較して示した説明図である。
方式とで比較して示した説明図である。
【図８】電流センサの出力回路に、Ａ−Ｄコンバータを
使用した場合及び、Ｖ−Ｆコンバータを使用した場合で
の出力波形図である。
使用した場合及び、Ｖ−Ｆコンバータを使用した場合で
の出力波形図である。
【図９】従来例を示す電流センサの全体構成図である。
１５ 電源回路 ２３ トランス ２５ 一次側コイル ３３ 二次側コイル ３５ 電流増幅器 ４３ ホール素子（磁電変換素子） ５１ トロイダルコア（磁気コア） ５３ ギャップ ５５ 被測定電線（電流線） ５９ 二次巻線コイル ６３ Ｖ−Ｆコンバータ（周波数変調回路）
Claims (1)
- 【請求項１】 被測定電流が流れる電流線を包囲しギャ
ップを備えた磁気コアと、この磁気コアのギャップ内に
配置され磁気コア中に生じる磁束に応じた電気出力を得
る磁電変換素子と、この磁電変換素子からの出力電圧の
入力を受け、前記磁気コアに巻かれた二次巻線コイルに
電流を流して磁気コアに前記磁束と反対方向の磁束を発
生させる増幅器と、二次側コイルに前記増幅器及び磁電
変換素子の供給電圧源を設けたトランスを有する電源回
路と、前記磁気コアに巻かれた二次巻線コイルの出力側
に接続したデジタルの周波数変調回路とを有することを
特徴とする電流検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5288990A JPH07140180A (ja) | 1993-11-18 | 1993-11-18 | 電流検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5288990A JPH07140180A (ja) | 1993-11-18 | 1993-11-18 | 電流検出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07140180A true JPH07140180A (ja) | 1995-06-02 |
Family
ID=17737419
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5288990A Pending JPH07140180A (ja) | 1993-11-18 | 1993-11-18 | 電流検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07140180A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5654630A (en) * | 1995-05-11 | 1997-08-05 | Yazaki Corporation | Contactless sensor driven by single power supply |
-
1993
- 1993-11-18 JP JP5288990A patent/JPH07140180A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5654630A (en) * | 1995-05-11 | 1997-08-05 | Yazaki Corporation | Contactless sensor driven by single power supply |
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