JPH07123350B2 - インバ−タ装置 - Google Patents
インバ−タ装置Info
- Publication number
- JPH07123350B2 JPH07123350B2 JP61237629A JP23762986A JPH07123350B2 JP H07123350 B2 JPH07123350 B2 JP H07123350B2 JP 61237629 A JP61237629 A JP 61237629A JP 23762986 A JP23762986 A JP 23762986A JP H07123350 B2 JPH07123350 B2 JP H07123350B2
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- winding
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- reactor
- inverter
- inverter main
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明はパルス幅変調方式のインバータ装置に関する。
（従来の技術） 第４図にこの種のインバータ装置の基本構成を示す。同
図中、１は３相交流電源で、配電路や変圧器等の浮遊容
量を含めて図示している。２はダイオード３及び平滑用
コンデンサ４を備えてなる整流回路、５は計６個のトラ
ンジスタ６及び還流ダイオード７を備えてなるインバー
タ主回路、８は３相誘導電動機である。斯かる構成にお
いて、一般には騒音の低減のため、インバータ装置のキ
ャリア周波数は可聴周波数以上に設定されている。
図中、１は３相交流電源で、配電路や変圧器等の浮遊容
量を含めて図示している。２はダイオード３及び平滑用
コンデンサ４を備えてなる整流回路、５は計６個のトラ
ンジスタ６及び還流ダイオード７を備えてなるインバー
タ主回路、８は３相誘導電動機である。斯かる構成にお
いて、一般には騒音の低減のため、インバータ装置のキ
ャリア周波数は可聴周波数以上に設定されている。
ところが、上記構成では、トランジスタ６のスイッチン
グに伴い漏洩電流が破線のように流れるという問題があ
る。この原因をより子細に分析すると、次のようにな
る。即ち、電動機８の巻線と鉄心との間には分布容量が
存在するから、容量C0を考え、電動機８を一次巻線の漏
れインダクタンスＬ′と巻線抵抗Ｒからなる星形回路と
みなすと、電源１から電動機８までを含めた全体の系は
第５図に示すようになる。尚、図中C0は電動機８の巻線
と鉄心との間の分布容量及び電源１側の浮遊容量を含め
て考え、R0は鉄損抵抗を表わし、また、直流電源９は３
相交流電源１と整流回路２とを合せて等価的に表わし、
インバータ主回路の負側母線が接地されているものとし
ている。ここで、U,V,Wのいずれかの相のトランジスタ
６がオンすると、そのスイッチングに伴い電動機８の対
地電位が高周波で変動する。このため、図中破線で示す
ように、インバータ主回路の正側母線→トランジスタ６
→巻線抵抗Ｒ→漏れインダクタンスＬ′→浮遊容量C0→
鉄損抵抗R0→大地→インバータ主回路の負側母線の経路
を通って電流Iu,Iv,Iwが流れ、合計して漏洩電流Ilとな
る。また、この漏洩電流Ilは、浮遊容量C0を通るから、
低騒音化を図ってインバータ装置のキャリア周波数を高
めれば高めるほど大きくなる。
グに伴い漏洩電流が破線のように流れるという問題があ
る。この原因をより子細に分析すると、次のようにな
る。即ち、電動機８の巻線と鉄心との間には分布容量が
存在するから、容量C0を考え、電動機８を一次巻線の漏
れインダクタンスＬ′と巻線抵抗Ｒからなる星形回路と
みなすと、電源１から電動機８までを含めた全体の系は
第５図に示すようになる。尚、図中C0は電動機８の巻線
と鉄心との間の分布容量及び電源１側の浮遊容量を含め
て考え、R0は鉄損抵抗を表わし、また、直流電源９は３
相交流電源１と整流回路２とを合せて等価的に表わし、
インバータ主回路の負側母線が接地されているものとし
ている。ここで、U,V,Wのいずれかの相のトランジスタ
６がオンすると、そのスイッチングに伴い電動機８の対
地電位が高周波で変動する。このため、図中破線で示す
ように、インバータ主回路の正側母線→トランジスタ６
→巻線抵抗Ｒ→漏れインダクタンスＬ′→浮遊容量C0→
鉄損抵抗R0→大地→インバータ主回路の負側母線の経路
を通って電流Iu,Iv,Iwが流れ、合計して漏洩電流Ilとな
る。また、この漏洩電流Ilは、浮遊容量C0を通るから、
低騒音化を図ってインバータ装置のキャリア周波数を高
めれば高めるほど大きくなる。
（発明が解決しようとする問題点） このように従来のパルス幅変調形のインバータ装置で
は、キャリア周波数を高めれば高めるほど漏洩電流が大
きくなり、時には電源側の漏電遮断機が動作したり、電
動機が確実に接地されていないときには感電事故を招い
たりするという問題があった。
は、キャリア周波数を高めれば高めるほど漏洩電流が大
きくなり、時には電源側の漏電遮断機が動作したり、電
動機が確実に接地されていないときには感電事故を招い
たりするという問題があった。
そこで、本発明の目的は、大地への漏洩電流を抑制する
ことができるインバータ装置を提供するにある。
ことができるインバータ装置を提供するにある。
［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） 本発明のインバータ装置は、インバータ主回路の各出力
端子に、抵抗及びコンデンサの直列回路を接続して各直
列回路の前記出力端子とは反対側を共通接続すると共に
その共通接続点と前記インバータ主回路の一方の母線と
の間にリアクトル巻線を接続し、且つ前記出力端子に前
記リアクトル巻線と夫々結合せるリアクトル巻線を介し
て負荷を接続する構成としたところに特徴を有するもの
である。
端子に、抵抗及びコンデンサの直列回路を接続して各直
列回路の前記出力端子とは反対側を共通接続すると共に
その共通接続点と前記インバータ主回路の一方の母線と
の間にリアクトル巻線を接続し、且つ前記出力端子に前
記リアクトル巻線と夫々結合せるリアクトル巻線を介し
て負荷を接続する構成としたところに特徴を有するもの
である。
（作用） インバータ主回路におけるスイッチングに伴い発生する
高周波電流は抵抗及びコンデンサの直列回路とこれに直
列接続したリアクトル巻線を流れてインバータ主回路の
母線に還流するから、負荷側に流出することが抑制され
る。また、このようにしてリアクトル巻線に電流が流れ
ることにより、このリアクトル巻線と結合して負荷との
間に介在せるリアクトル巻線に高周波電流の流出を抑制
する起電力が発生して漏洩電流が一層抑制される。
高周波電流は抵抗及びコンデンサの直列回路とこれに直
列接続したリアクトル巻線を流れてインバータ主回路の
母線に還流するから、負荷側に流出することが抑制され
る。また、このようにしてリアクトル巻線に電流が流れ
ることにより、このリアクトル巻線と結合して負荷との
間に介在せるリアクトル巻線に高周波電流の流出を抑制
する起電力が発生して漏洩電流が一層抑制される。
（実施例） 以下本発明の一実施例につき第１図及び第２図を参照し
て説明する。
て説明する。
11は３相交流電源、12は６個のダイオード13をブリッジ
接続して直流出力側に平滑コンデンサ14を設けた整流回
路、15は６個のNPN形トランジスタ16及びこれらの夫々
に逆並列に接続した還流ダイオード17を備えたインバー
タ主回路で、インバータ主回路15は周知のパルス幅変調
方式により可変電圧及び可変周波数を出力するようにな
っている。
接続して直流出力側に平滑コンデンサ14を設けた整流回
路、15は６個のNPN形トランジスタ16及びこれらの夫々
に逆並列に接続した還流ダイオード17を備えたインバー
タ主回路で、インバータ主回路15は周知のパルス幅変調
方式により可変電圧及び可変周波数を出力するようにな
っている。
さて、インバータ主回路15の各相の出力端子U,V,Wには
第１乃至第３の各リアクトル巻線18,19,20を介して負荷
たる３相誘導電動機（以下単に電動機と称す）21が接続
されている。図中では、電動機21は漏れインダクタンス
Ｌ′及び巻線抵抗Ｒからなる星形回路として表わしてい
る。22は抵抗23及びコンデンサ24からなる３個の直列回
路で、各直列回路22の一端側は共通接続されてその共通
接続点が第４のリアクトル巻線25を介してインバータ主
回路15の例えば負側母線に接続されると共に、他端側が
インバータ主回路15の各出力端子U,V,Wに夫々接続され
ている。ここで、第１乃至第４の各リアクトル巻線18,1
9,20,25は共通の鉄心に巻装されて互いに密に結合する
ようにされると共に、各巻線の自己インダクタンス及び
各巻線相互間の相互インダクタンスは略同一に設定さ
れ、且つ第４のリアクトル巻線25の正端子が各直列回路
22の共通接続点側となると共に第１乃至第３の各リアク
トル巻線18〜20の正端子がインバータ主回路15の出力端
子U,V,W側となるようにしている。また、抵抗23の抵抗
値及びコンデンサ24の容量は、電動機21の巻線と鉄心と
の間の分布容量及び電源11側の浮遊容量の合成容量C
0と、鉄損抵抗R0とに対して高周波成分を通過させ易い
定数に設定され、且つリアクトル巻線との間で構成され
る共振回路の共振周波数がインバータ装置のキャリア周
波数の高調波と一致しないように設定されている。
第１乃至第３の各リアクトル巻線18,19,20を介して負荷
たる３相誘導電動機（以下単に電動機と称す）21が接続
されている。図中では、電動機21は漏れインダクタンス
Ｌ′及び巻線抵抗Ｒからなる星形回路として表わしてい
る。22は抵抗23及びコンデンサ24からなる３個の直列回
路で、各直列回路22の一端側は共通接続されてその共通
接続点が第４のリアクトル巻線25を介してインバータ主
回路15の例えば負側母線に接続されると共に、他端側が
インバータ主回路15の各出力端子U,V,Wに夫々接続され
ている。ここで、第１乃至第４の各リアクトル巻線18,1
9,20,25は共通の鉄心に巻装されて互いに密に結合する
ようにされると共に、各巻線の自己インダクタンス及び
各巻線相互間の相互インダクタンスは略同一に設定さ
れ、且つ第４のリアクトル巻線25の正端子が各直列回路
22の共通接続点側となると共に第１乃至第３の各リアク
トル巻線18〜20の正端子がインバータ主回路15の出力端
子U,V,W側となるようにしている。また、抵抗23の抵抗
値及びコンデンサ24の容量は、電動機21の巻線と鉄心と
の間の分布容量及び電源11側の浮遊容量の合成容量C
0と、鉄損抵抗R0とに対して高周波成分を通過させ易い
定数に設定され、且つリアクトル巻線との間で構成され
る共振回路の共振周波数がインバータ装置のキャリア周
波数の高調波と一致しないように設定されている。
次に、上記構成の作用につき説明する。まず、電動機21
の巻線と鉄心との間の浮遊容量と電源11側の浮遊容量と
をC0にて表わし、且つ鉄損抵抗をR0にて表わして電源11
から電動機21までの全体の系を示すと第２図の通りとな
る。尚、図中電源11と整流回路12とは直流電源26により
等価的に表わしている。ここで、例えばＵ相のトランジ
スタ16がオンされると、その瞬間にインバータ主回路15
から高周波成分を含んだ電流が、出力端子Ｕ→抵抗23→
コンデンサ24→第４のリアクトル巻線25の経路を通って
インバータ主回路15の負側母線に還流し、これにて電動
機21側への高周波電流の流出が抑制される。加えて、第
４のリアクトル巻線25に流れる高周波電流により、第１
乃至第３の各リアクトル巻線18〜20に各出力端子U,V,W
から高周波電流の流出を抑制する方向に起電力が発生す
るから、インバータ主回路15から電動機21側への高周波
電流の流出が一層確実に抑制される。更に、特に本実施
例では、各リアクトル巻線18,19,20,25の自己インダク
タンス及び相互インダクタンスを略同一に設定している
から、電動機21の巻線の電位は、トランジスタ16のスイ
ッチングの前後で変化が少なく、換言すれば、スイッチ
ングに伴う電動機21の巻線の対地電位の変動が小さくな
り、これにても高周波電流の流出をより確実に防止する
ことができる。従って、たとえインバータ装置のキャリ
ア周波数が高い場合でも、浮遊容量C0及び鉄損抵抗R0を
通って大地に流れる漏洩電流は極めて小さくなるので、
電源側の漏電遮断器が作動したり、電動機21の接地が不
十分な場合に感電事故が発生したりすることを未然に防
止することができるものである。
の巻線と鉄心との間の浮遊容量と電源11側の浮遊容量と
をC0にて表わし、且つ鉄損抵抗をR0にて表わして電源11
から電動機21までの全体の系を示すと第２図の通りとな
る。尚、図中電源11と整流回路12とは直流電源26により
等価的に表わしている。ここで、例えばＵ相のトランジ
スタ16がオンされると、その瞬間にインバータ主回路15
から高周波成分を含んだ電流が、出力端子Ｕ→抵抗23→
コンデンサ24→第４のリアクトル巻線25の経路を通って
インバータ主回路15の負側母線に還流し、これにて電動
機21側への高周波電流の流出が抑制される。加えて、第
４のリアクトル巻線25に流れる高周波電流により、第１
乃至第３の各リアクトル巻線18〜20に各出力端子U,V,W
から高周波電流の流出を抑制する方向に起電力が発生す
るから、インバータ主回路15から電動機21側への高周波
電流の流出が一層確実に抑制される。更に、特に本実施
例では、各リアクトル巻線18,19,20,25の自己インダク
タンス及び相互インダクタンスを略同一に設定している
から、電動機21の巻線の電位は、トランジスタ16のスイ
ッチングの前後で変化が少なく、換言すれば、スイッチ
ングに伴う電動機21の巻線の対地電位の変動が小さくな
り、これにても高周波電流の流出をより確実に防止する
ことができる。従って、たとえインバータ装置のキャリ
ア周波数が高い場合でも、浮遊容量C0及び鉄損抵抗R0を
通って大地に流れる漏洩電流は極めて小さくなるので、
電源側の漏電遮断器が作動したり、電動機21の接地が不
十分な場合に感電事故が発生したりすることを未然に防
止することができるものである。
尚、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、上
記実施例と同一部分に同一符号を付した第３図に示すよ
うに、単相入力の整流回路13を備えたものにも同様に適
用することができる。また、負荷としては電動機に限ら
れないことは勿論であり、電動機を負荷とする場合でも
同期電動機或はパルス幅変調制御を行うブラシレスモー
タに適用する等、本発明は要旨を逸脱しない範囲内で種
々変形して実施することができるものである。
記実施例と同一部分に同一符号を付した第３図に示すよ
うに、単相入力の整流回路13を備えたものにも同様に適
用することができる。また、負荷としては電動機に限ら
れないことは勿論であり、電動機を負荷とする場合でも
同期電動機或はパルス幅変調制御を行うブラシレスモー
タに適用する等、本発明は要旨を逸脱しない範囲内で種
々変形して実施することができるものである。
［発明の効果］ 以上述べたように本発明は、インバータ主回路における
スイッチングに伴いインバータ主回路から負荷側へ高周
波電流が流出することを防止できるから、浮遊容量を通
じた大地への漏洩電流を抑制することができるという優
れた効果を奏するものである。
スイッチングに伴いインバータ主回路から負荷側へ高周
波電流が流出することを防止できるから、浮遊容量を通
じた大地への漏洩電流を抑制することができるという優
れた効果を奏するものである。
第１図及び第２図は本発明の一実施例を示し、第１図は
全体の回路図、第２図は電動機と電源の浮遊容量を考慮
した等価回路図、第３図は単相入力形の整流回路とした
本発明の変形例を示す第１図相当図、第４図は従来のイ
ンバータ装置を示す回路図、第５図は従来のインバータ
装置における第２図相当図である。 図面中、11は電源、15はインバータ主回路、22は直列回
路、23は抵抗、24はコンデンサ、18,19,20,25はリアク
トル巻線、21は電動機（負荷）である。
全体の回路図、第２図は電動機と電源の浮遊容量を考慮
した等価回路図、第３図は単相入力形の整流回路とした
本発明の変形例を示す第１図相当図、第４図は従来のイ
ンバータ装置を示す回路図、第５図は従来のインバータ
装置における第２図相当図である。 図面中、11は電源、15はインバータ主回路、22は直列回
路、23は抵抗、24はコンデンサ、18,19,20,25はリアク
トル巻線、21は電動機（負荷）である。
Claims (2)
- 【請求項１】パルス幅変調方式により可変電圧及び可変
周波数を出力するものにおいて、インバータ主回路の各
出力端子に、抵抗及びコンデンサの直列回路を接続して
各直列回路の前記出力端子とは反対側を共通接続すると
共にその共通接続点と前記インバータ主回路の一方の母
線との間にリアクトル巻線を接続し、且つ前記出力端子
に前記リアクトル巻線と夫々結合せるリアクトル巻線を
介して負荷を接続するようにしたことを特徴とするイン
バータ装置。 - 【請求項２】各リアクトル巻線の自己インダクタンスと
相互インダクタンスとは略同一の値に設定されているこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載のインバー
タ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61237629A JPH07123350B2 (ja) | 1986-10-06 | 1986-10-06 | インバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61237629A JPH07123350B2 (ja) | 1986-10-06 | 1986-10-06 | インバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6392272A JPS6392272A (ja) | 1988-04-22 |
| JPH07123350B2 true JPH07123350B2 (ja) | 1995-12-25 |
Family
ID=17018155
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61237629A Expired - Fee Related JPH07123350B2 (ja) | 1986-10-06 | 1986-10-06 | インバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07123350B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH1042585A (ja) * | 1996-05-21 | 1998-02-13 | Toshiba Corp | 冷凍サイクル装置のインバータ装置および冷凍サイクル装置 |
| JP2005143230A (ja) * | 2003-11-07 | 2005-06-02 | Yaskawa Electric Corp | マトリクスコンバータのフィルタ装置 |
| JP2010220287A (ja) * | 2009-03-13 | 2010-09-30 | Aisin Seiki Co Ltd | モータ制御装置および車両システム |
| DE102015215898A1 (de) | 2015-08-20 | 2017-02-23 | Robert Bosch Gmbh | Spannungsumrichter, elektrisches Antriebssystem und Verfahren zum Reduzieren von Störspannungen |
| US9837952B1 (en) * | 2016-12-16 | 2017-12-05 | Hamilton Sundstrand Corporation | Reducing resonant effects of reactive loads in electric motor systems |
-
1986
- 1986-10-06 JP JP61237629A patent/JPH07123350B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6392272A (ja) | 1988-04-22 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |