JPH07123023A

JPH07123023A - スペクトラム拡散送信機及びスペクトラム拡散通信装置

Info

Publication number: JPH07123023A
Application number: JP5263652A
Authority: JP
Inventors: Jun Iwasaki; 潤岩崎
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1993-10-21
Filing date: 1993-10-21
Publication date: 1995-05-12

Abstract

(57)【要約】【構成】乗算器８において、入力端子１からの入力信
号が変調部３で変調された信号に、ＰＮ系列発生器４か
らのＰＮ系列が乗算されることにより得られるＳＳ信号
は、遅延回路１１、１２、１３で任意の時間だけ遅延さ
れ、ＡＴＴ１４、１５、１６で信号強度を制御されて、
アンテナ１７、１８、１９から出力される。【効果】送受信される信号の秘話性を高めることが可
能になる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、スペクトラム拡散信号
に対して好適な送信及び受信の制御を行うスペクトラム
拡散通信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年において、情報の帯域幅より数百〜
数千倍もの広いスペクトラム帯域に被変調波を拡散させ
て通信を行うようなスペクトラム拡散通信方式（ＳＳ方
式）が注目されている。このＳＳ方式では、送信機側
で、搬送波（キャリア）がＰＮ（疑似雑音）符号系列に
よって変調されることにより、周波数スペクトラムが拡
散されるようになっている。また、受信機側において
は、送信機と同一構造のＰＮ符号系列発生器により発生
するＰＮ系列を用いた逆拡散（相関）過程を経た後、ベ
ースバンド復調されることによりデータが得られる。

【０００３】上記ＳＳ方式の場合、受信機側で受信信号
を復調するためには、受信信号のＰＮ系列のパターンが
一致していること以外に、時間的にも一致（発生タイミ
ングあるいは発生位相が一致）していなければならな
い。つまり、通信回線を成立させることができるのは、
同一系列で時間的にも位相が一致した場合のみである。
このようなＳＳ方式の特徴を利用すれば、同じ周波数帯
を用いて、ＰＮ系列の違いにより、多数のチャンネルを
使うことが可能となる。

【０００４】上述のＳＳ方式の特徴を用い、ＰＮ符号に
よってチャンネルの識別を実現し、多元接続を行う方式
をＣＤＭＡ（符号分割多元接続：Code Devision Multip
le Access)方式と呼ぶ。また、送信信号及び受信信号の
ＰＮ符号系列を時間的に一致させる回路のことを Time
Tracking Loop 回路（ＴＴＬ回路）と呼ぶ。

【０００５】ここで、図１０に、従来のＳＳ方式におけ
る受信機の概略的な構成を示す。この図１０において、
入力端子１１０にはベースバンド信号に変換されたスペ
クトラム拡散通信方式による信号（ＳＳ信号）が供給さ
れ、このＳＳ信号は初期同期回路１１１、ＰＮ系列同期
保持回路１１２、及び乗算器１１４に入力される。初期
同期回路１１１では、入力されたＳＳ信号とＰＮ系列と
の相関を取ることにより、送信側と受信側とのＰＮ系列
が時間的に一致する。即ち、この初期同期回路１１１
は、同期タイミングを検出するものである。検出された
同期タイミングはＰＮ系列同期保持回路１１２に伝えら
れ、ここで一種のＰＬＬ（位相ロックループ）回路等を
利用して同期タイミングを保持し続ける。このＰＮ系列
同期保持回路１１２で保持される同期タイミングでＰＮ
系列発生器１１３を動作させ、ＰＮ系列を発生させる。
発生したＰＮ系列は、乗算器１１４において、入力され
たＳＳ信号と乗算されることにより逆拡散され、出力端
子１１５から出力される。

【０００６】図１１には、図１０の初期同期回路１１１
の概略的な一構成を示す。初期同期には様々な方法があ
るが、ここではディジタル的なスライディング相関方式
について説明する。入力端子１２０には図１０の入力端
子１１０に入力されたＳＳ信号と同じＳＳ信号が入力さ
れる。このＳＳ信号は、乗算器１２１においてＰＮ系列
発生器１２２から出力されたＰＮ系列と乗算され、その
乗算された結果はメモリ１２４に入力される。制御回路
１２３はＰＮ系列発生器１２２の動作を制御する回路で
あり、ＰＮ系列を１チップずつ時間的にずらして発生さ
せる制御を行っている。尚、チップとはＰＮ系列の伝送
レートのことである。

【０００７】図１２は、図１１に示す初期同期回路の動
作を具体的に説明するためのＰＮ系列と相関値との関係
を示す図である。図１２の（Ａ）は使用されているＰＮ
系列を示す。この図１２の（Ａ）では、ＰＮ系列の一周
期は、”−１、１、１、−１、１”としている。上記制
御回路１２３は、ＰＮ系列発生器１２２に対して、図１
２の（Ｂ）〜（Ｆ）に示すように、ＰＮ系列を１チップ
ずつ時間的にずらしながら発生させる。ＰＮ系列の性質
上、ＰＮ系列が時間的に一致した場合のみ大きな自己相
関が得られるので、入力されるＳＳ信号にＰＮ系列を乗
算して結果を記憶しておき、相関値が大きなときのタイ
ミングを、送信時及び受信時のＰＮ系列が時間的に一致
したタイミングとする。この図１２に示す動作の場合に
は、（Ｂ）のときに一番大きな相関値が得られ、送信時
及び受信時のＰＮ系列は（Ｂ）のタイミングで一致する
ことが判る。通常では、ＰＮ系列が時間的に１チップで
もずれた場合には、相関値がなるべく小さくなるような
ＰＮ系列を使用しており、この点では、この図１２に挙
げたＰＮ系列は適切とは言えない。初期同期回路１１１
では、図１２の（Ｂ）のタイミングが検出され、このタ
イミングはＰＮ系列同期保持回路１１２に伝えられて、
ＴＴＬ回路等により同期が保持される。

【０００８】図１３には、図１２の制御回路１２３の動
作のフローチャートを示す。先ず、ステップＳ１でＰＮ
系列をある任意のタイミングで発生させ、その相関値を
検出する。次に、ステップＳ２で、上記任意のタイミン
グからＰＮ系列を１周期分時間的にずらしたか否かを確
認する。例えば、図１２に示した動作においては、ＰＮ
系列を５チップ分ずらすと１周期分ずらしたことにな
る。もし、ＰＮ系列を１周期分ずらしていなければ、ス
テップＳ４に進んで、ＰＮ系列を更に１チップ分シフト
させ、再びステップＳ１の動作に戻り、ＰＮ系列をある
任意のタイミングで発生させ、その相関値を検出する。
これに対して、ＰＮ系列を１周期分シフトさせた場合に
は、相関値を全て取り終わっているので、ステップＳ３
に進んで、最大の相関値を検索し、それをＰＮ系列の最
適なタイミングとする。

【０００９】次に、従来のレイク（ＲＡＫＥ）方式の受
信機の概略的な一構成を図１４に示す。レイク方式は、
スペクトラム拡散通信に用いられる疑似雑音符号系列が
データ伝送速度に比べて十分に高速であることを利用し
て、時間的に微妙にずれて（遅延されて）受信されるマ
ルチパス信号を分離し、それぞれの信号を予め設けられ
た複数の復調部でそれぞれ独立にデータ復調し、その結
果を適当に処理することにより、効果的に復調を行おう
とするものである。レイク（ＲＡＫＥ）とは、「熊手」
の意味であり、マルチパスを熊手（複数の復調部）でか
き集めるところから名付けられている。また、複数の復
調部をそれぞれフィンガーとも呼ぶ。

【００１０】図１４の入力端子１００にはベースバンド
信号に変換されたＳＳ信号が供給され、この信号は複
数、例えば３つのフィンガー（復調部）１０２、１０
３、１０４及びサーチャ１０１に入力されている。サー
チャ１０１は、図１０の初期同期回路１１１と全く同じ
回路であり、図１１で説明した制御を行う。この制御に
よりサーチャ１０１はマルチパスの分布を知ることがで
きる。一方、フィンガー１０２、１０３、１０４には、
図１０の初期同期回路１１１以外の回路が全て含まれて
おり、ＳＳ信号を逆拡散することができ、その逆拡散信
号を更にデータ復調する回路である。つまり、サーチャ
１０１がＰＮ系列の相関をとることによりマルチパスの
分布を検出し、その位相差情報を各フィンガー１０２、
１０３、１０４の内部のＰＮ系列同期保持回路に伝える
ことにより、各マルチパスを独立して復調するのであ
る。各フィンガー１０２、１０３、１０４が復調したデ
ータはコンバイナ１０５に送られ、ここでタイミングを
合わせて加算されることにより信号強度が強められる。
この信号は出力端子１０６から最終的な復調データとし
て出力される。

【００１１】図１５は、上記サーチャ１０１がＰＮ系列
の相関をとることにより検出されるマルチパスの分布の
一例を示す。横軸は時間、縦軸は相関値を示す。縦軸の
相関値は受信信号強度に比例するものである。図１５中
の時間ｔａはこの通信装置で決められたリファレンス時
間とする。つまり送信機側はこの時間ｔａにＰＮ系列の
先頭を合わせた場合には、位相差を０と決める。即ち、
この位相差とは任意の時間ｔｘとリファレンス時間ｔａ
との時間差を示すことになる。また、時間ｔｂはこの通
信装置で使用されているＰＮ系列１周期分の時間とす
る。つまり、ＰＮ系列のチップレートをＲ（チップ／
秒）、ＰＮ系列１周期をＮチップとすると、”ｔｂ−ｔ
ａ＝Ｎ／Ｒ”の関係になっている。この図１５において
は、マルチパスは時間ｔ１、ｔ２、ｔ３のところで３つ
検出されている。

【００１２】図１４のサーチャ１０１は、この３つのマ
ルチパスの時間ｔ１、ｔ２、ｔ３をそれぞれフィンガー
１０２、１０３、１０４に渡す。その制御は図１の初期
同期回路１１がＰＮ同期保持回路１２に同期タイミング
を伝えるのと全く同じである。

【００１３】最近では、拡散に用いるＰＮ符号系列の位
相を所定の規則に従い、ある位相から別の位相へと次々
に変化させながら通信を行う方式が提案されている。こ
の方式を、ＰＮ位相ホッピング方式と呼ぶ。

【００１４】図１６は従来のＰＮ位相ホッピング方式に
よるＰＮ系列と相関値との関係を示すものである。この
図１６では、位相差は、図１５の示すように、時間ｔ
１、ｔ２、ｔ３の３つのところに存在し、この位相を所
定の決められたタイミングで、ｔ１→ｔ２→ｔ３→ｔ１
・・・と、次々と変えていくものとする。つまり、マル
チパス分布は、図１６の（Ａ）→（Ｂ）→（Ｃ）→
（Ａ）・・・と変わっていくのである。この制御を行う
ことにより受信機側では、ＰＮ系列の他にＰＮ系列の位
相差とその切り換えタイミングを知らなければ、データ
を復調することはできない。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記ＰＮ位
相ホッピング方式を用いた場合には、送信機側では次々
にＰＮ系列の位相を変えて送信し、受信機側でもそれと
全く同じタイミングでＰＮ系列の位相を同じように切り
換えなければならない。従って、１度そのホッピングパ
タ−ンが判ってしまうと、第三者に復調されてしまうと
いう問題があった。

【００１６】また、従来のＰＮ位相ホッピング方式で
は、受信機側のＰＮ系列の位相切り換えのタイミングが
少しでもずれると信号を復調することができなくなり、
復調データが途切れてしまうので、受信機側においては
位相切り換えの制御を非常に高速に行わなければならな
い。しかし、実際には、１つのＰＮ系列発生器でＰＮ符
号を１チップ単位で、高速に且つ、正確に切り換えるこ
とは非常に困難で、ＰＮ系列の切り換えの際には、ＰＮ
がずれた分だけ、見かけ上信号強度が下がってしまう。

【００１７】そこで、本発明は上述の実情に鑑み、第三
者に復調されずに信号を送受信することができるスペク
トラム拡散通信装置を提供するものである。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明に係るスペクトラ
ム拡散送信機は、入力信号を変調する変調手段と、疑似
雑音符号系列の発生を制御する制御手段と、この制御手
段による制御により疑似雑音符号系列を発生する疑似雑
音符号発生手段と、この疑似雑音符号発生手段により発
生された疑似雑音符号系列を上記変調手段からの変調さ
れた信号に掛け合わせ、スペクトラム拡散信号に変換す
る信号変換手段と、この信号変換手段からの信号を互い
に異なる複数の遅延時間でそれぞれ遅延させる複数の遅
延手段と、この複数の遅延手段からの遅延された信号の
信号強度を任意に減衰する減衰手段とを有して成ること
により上述した課題を解決する。

【００１９】本発明に係るスペクトラム拡散通信装置
は、入力信号を変調する変調手段と、疑似雑音符号系列
の発生を制御する制御手段と、この制御手段による制御
により疑似雑音符号系列を発生する疑似雑音符号発生手
段と、この疑似雑音符号発生手段により発生された疑似
雑音符号系列を上記変調手段からの変調された信号に掛
け合わせ、スペクトラム拡散信号に変換する信号変換手
段と、この信号変換手段からの信号を互いに異なる複数
の遅延時間でそれぞれ遅延させる複数の遅延手段と、こ
の複数の遅延手段からの遅延された信号の信号強度を任
意に減衰する減衰手段とを有して成る送信機と、上記送
信機からのスペクトラム拡散信号から割り当てられた範
囲の疑似雑音符号系列の相関を検出する検出手段と、こ
の検出手段により検出された位相差毎に異なる疑似雑音
符号の相関による同期を保持する複数の同期保持手段
と、この複数の同期保持手段により保持される疑似雑音
符号系列を発生する複数の疑似雑音符号発生手段と、こ
の複数の疑似雑音符号発生手段により発生された疑似雑
音符号系列を上記送信機からのスペクトラム拡散信号に
掛け合わせる複数の信号変換手段と、この複数の信号変
換手段からの信号をそれぞれ復調する複数の信号復調手
段と、この複数の信号復調手段からの出力を加算する加
算手段とを有して成る受信機とを備えることにより上述
した課題を解決する。

【００２０】また、上記送信機では、現在送信すべき位
相差を持つ信号と、次に送信すべき位相差を持つ信号の
みを上記送信機に送信し、上記２つの位相差以外の位相
差を持つ信号は送信しないことを特徴とする。

【００２１】さらに、上記送信機では、上記信号変換手
段において、固有の疑似雑音符号系列の他に、各位相差
毎に異なる複数の疑似雑音符号系列を上記各変調手段か
らの変調された信号にそれぞれ掛け合わせてスペクトラ
ム拡散信号を得、上記受信機では、複数の疑似雑音符号
発生手段において、上記送信機からのスペクトラム拡散
信号内の各疑似雑音符号系列にそれぞれ対応する疑似雑
音符号系列をそれぞれ発生することを特徴とする。

【００２２】そのうえ、上記送信機及び上記受信機は、
ある位相差と、この位相差の次に移行する位相差及び移
行時間とについて所定の規則を持ち、上記送信機では上
記所定の規則に従った位相差を持つスペクトル拡散信号
を上記受信機に送信し、上記受信機では、上記送信機か
らの規則に従った位相差を持つスペクトル拡散信号の分
布により、次の位相を予測することを特徴とする。

【００２３】

【作用】本発明においては、送信機側で任意に位相差を
制御してＳＳ信号を送信し、受信機側では、所定の位相
差を持った信号をこの信号に対応する独立した復調手段
でデータ復調するレイク方式を用いることにより、秘話
性を高めることができる。また、このレイク方式をＰＮ
位相ホッピング方式に用いることにより、ホッピングの
際にデータが途切れることを回避することができる。

【００２４】

【実施例】以下、本発明の好ましい実施例について、図
面を参照しながら説明する。図１には、本発明に係るス
ペクトラム拡散通信装置の第１の実施例における送信機
の概略的な構成を示す。入力端子１から電話回線を介し
て入力された信号は、着信検出部２に送られることによ
り検出される。また、この検出された信号は、変調部３
にも供給され、変調処理が施される。一方、着信検出部
２で検出された信号は、制御部５に送られる。この制御
部５では、ＰＮ系列発生器４のＰＮ系列の発生タイミン
グを自由に制御することができる。よって、この制御部
５にタイミング制御されたＰＮ系列発生器４により発生
されたＰＮ系列は、上記乗算器８において、上記変調部
３で変調された信号と乗算され、拡散されて、位相差が
０のスペクトラム拡散信号（ＳＳ信号）に変換される。

【００２５】また、この送信機のアンテナの周辺回路
は、３つの遅延回路１１、１２、１３、３つの可変減衰
器（ＡＴＴ）１４、１５、１６、３つのアンテナ１７、
１８、１９により構成されている。遅延回路１１、１
２、１３は、任意の時間だけ信号を遅延させる回路であ
り、それぞれ時間ｔ１、時間（ｔ２−ｔ１）、時間（ｔ
３−ｔ２）だけ信号を遅延させるように設定されてい
る。この設定により、入力端子１から入力された信号
は、各アンテナ１７、１８、１９に伝送されるまでに、
時間ｔ１、ｔ２、ｔ３の差をつけられる。一方、可変減
衰器１４、１５、１６は、制御回路５からの制御によ
り、自由に入力信号のパワーを減衰させることができ
る。即ち、各アンテナ１７、１８、１９から送信される
ＳＳ信号の信号強度を制御することが可能である。

【００２６】図２は、上述の送信機で制御された信号の
分布の一例を示す。例えば、図２の（Ａ）では、時間ｔ
１のところの位相差でＳＳ信号が送信されることを示
す。この場合には、上記可変減衰器１４だけは減衰量を
最小にし、残りの可変減衰器１５、１６は減衰量をある
程度大きな値に設定する。この制御により、アンテナ１
７からは位相差は時間ｔ１のＳＳ信号が、強い信号強度
で送信されるが、アンテナ１８とアンテナ１９とからは
信号強度がかなり小さい位相差が時間ｔ２、ｔ３のとこ
ろにあるＳＳ信号が送信されることになる。即ち、マル
チパス分布としては、図２（Ａ）のようになる。図２の
（Ｂ）及び（Ｃ）に示すようなマルチパス分布となる場
合にも、図２の（Ａ）と同様の制御を行えば良い。

【００２７】図２の（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）に示すマル
チパス分布を実現するための各可変減衰器１４、１５、
１６の制御をまとめたものを表１に示す。

【表１】

【００２８】次に、本発明に係るスペクトラム拡散通信
装置の第１の実施例の受信機内の１つのフィンガー（復
調部）の概略的な構成を図３に示す。尚、受信機側の全
体の構成は図１４の示す構成と同様であるので、説明は
省略する。この図３の入力端子２１には送信機側から送
信されたＳＳ信号が入力され、このＳＳ信号はＰＮ系列
同期保持回路２２及び乗算機２６に送られる。また、こ
のＰＮ系列同期保持回路２２には、入力端子２３から、
入力ＳＳ信号とＰＮ系列との相関を取ることにより検出
された同期タイミング信号が入力されており、この同期
タイミング信号を保持し続け、この同期タイミングでＰ
Ｎ系列発生器２９を動作させてＰＮ系列を発生させる。
発生されたＰＮ系列は遅延回路２４に供給される。この
遅延回路２４では、入力端子２５からの制御信号によ
り、発生されたＰＮ系列を任意の時間だけ遅延させる。
この遅延回路２４からの遅延されたＰＮ系列は乗算器２
６に送られて、入力端子２１からの入力ＳＳ信号に乗算
され、さらに、復調回路２７で復調された後に、出力端
子２８から出力される。本発明の受信機は、このような
フィンガーを複数個備えている。

【００２９】図４は、本発明に係る受信機内部のサーチ
ャの制御を示す。横軸は時間軸を示している。通常、サ
ーチャは、ＰＮ系列１周期分の相関を常に検出してお
り、この検出された信号は、上述のような複数のフィン
ガーにより復調される。さらに、本発明ではその信号の
割り当てに一定の規則を持たせている。例えば、受信機
が３つのフィンガーを備える場合には、第１のフィンガ
ーは、時間ｔ１から時間（ｔ１＋Δｔ）の範囲内（図中
のａの範囲内）の信号のみを復調する。同様に、第２の
フィンガーは、時間ｔ２から時間（ｔ２＋Δｔ）の範囲
内（図中のｂの範囲内）の信号のみを復調し、第３のフ
ィンガーは、時間ｔ３から時間（ｔ３＋Δｔ）の範囲内
（図中のｃの範囲内）の信号のみを復調する。ここで、
ｔは本発明のスペクトラム拡散通信装置において発生す
ると考えられる最大遅延時間である。

【００３０】次に、本発明に係るスペクトラム拡散通信
装置の受信機の動作を具体的に説明する。受信機側のサ
ーチャでは、相関を検出をすることにより、図２に示す
ような３つのパターンのマルチパス分布を得ることがで
きる。伝搬特性により各信号には時間遅延があるが、こ
の時間遅延は時間ｔ以内であるとする。サーチャは、図
４の範囲ａ、ｂ、ｃ内の信号を検出し、その範囲内で最
も受信強度の大きな信号を３つのフィンガーにそれぞれ
割り当てる。３つの範囲の中で、必ずどれかは信号強度
の強い信号であり、残りの２つは弱い信号のはずであ
る。一方、各フィンガーは、割り当てられる信号の位相
差が既に判っているので、その近傍のＰＮの位相差を予
め用意しておき、後はＰＮ系列同期保持回路で微調整し
ながらＰＮ系列の同期を保持すれば良い。即ち、各フィ
ンガーにとっては、図２に示す３つの状態は、受信信号
強度の変化でしかなく、従来例のように、ＰＮ系列の位
相差を３つの状態に合わせて切り換える必要も無いの
で、ＰＮ系列の位相切り換え時にデータを損失すること
が無い。

【００３１】ところが、上述の受信機にはある制約があ
る。信号強度が小さい状態の信号（例えば、図２の
（Ａ）においては、時間ｔ２、ｔ３の信号）があまり大
きな信号強度を持ったのではＰＮ系列の位相をわざわざ
ホッピングさせる意味がなくなり、秘話性の向上にはな
らない。よって、データ復調はできないが、相関検出は
できる程度の信号強度になるように制御しなければなら
ない。これにより、常に各フィンガーは、ＰＮ系列の同
期を取ることができる。

【００３２】図５には、本発明の秘話性を更に高めるた
めの制御を行った場合の信号の分布を示す。送信機の構
成は、図１４に示す構成と全く同じである。例えば、図
５の（Ａ）の場合には、メインになる信号の位相差は時
間ｔ１のところにあり、この信号の信号強度が一番大き
い。位相は、時間ｔ２に移ることが予め判っているの
で、次に移る時間ｔ２の信号をある程度の信号強度に
し、それ以外の信号（この場合には、時間ｔ３の信号の
み）を完全に無くしてしまう。受信機内部の各フィンガ
ーは、メインの信号を受信する前に必ずある信号強度を
持った信号を受信できるので、ＰＮ系列の同期をメイン
の信号を受信する前に維持することができ、ＰＮ位相ホ
ッピング方式によりデ−タが途切れることは無い。も
し、第三者が、偶然に、送信信号のＰＮ系列を知り、例
えば位相差が時間ｔ１のタイミングで復調できたとして
も、データはＰＮ位相ホッピング方式により途切れ秘話
性は維持されるのである。

【００３３】さらに、従来のＰＮ位相ホッピング方式で
は、送信及び受信の両方で、ＰＮ系列をどのタイミング
で切り換えるのかを知らなければデータ復調はできなか
ったが、本発明により、送信機側でＰＮ系列を様々なタ
イミングで変更しても、必ず次に移るＰＮ系列の位相差
の位置にある任意の信号強度の信号を送信することによ
り、受信側では次の位相差をサーチャで検出することが
できるので、データ復調は可能である。

【００３４】図６には、本発明のスペクトラム拡散通信
装置の第２の実施例の送信機の概略的な構成を示す。入
力端子２００には、変調された送信信号が入力され、こ
の変調信号は乗算器２０１においてＰＮ系列発生器２０
２により発生されたＰＮ系列と乗算され、ＳＳ信号に変
換される。このＳＳ信号は、各乗算器２０３、２０４、
２０５に入力され、各ＰＮ系列発生器２０６、２０７、
２０８により発生される、それぞれ異なったＰＮ系列と
乗算される。遅延回路２０９、２１０、２１１は、それ
ぞれ時間ｔ１、ｔ２、ｔ３だけ信号を遅延する回路であ
り、各乗算器２０３、２０４、２０５からの出力は、こ
れらの遅延回路２０９、２１０、２１１によって遅延さ
れる。これらの遅延された信号は、各可変減衰器２１
２、２１３、２１４で制御されて、各アンテナ２１５、
２１６、２１７から送信される。即ち、この送信機は、
それぞれ位相差の異なる信号にそれぞれ異なるＰＮ系列
を乗算している。

【００３５】次に、図７に、本発明のスペクトラム拡散
通信装置の第２の実施例における受信機内の１つのフィ
ンガーの概略的な構成を示す。入力端子２５０には、ベ
ースバンド信号に変換された受信ＳＳ信号が入力され、
ＰＮ系列同期保持回路２５２と乗算器２５５とに送られ
る。入力端子２５１には、サーチャからのタイミング信
号が入力され、ＰＮ系列同期保持回路２５２はそのタイ
ミングに従ってＰＮ系列の同期を保持し続け、このＰＮ
系列の同期がとれたタイミングにより、ＰＮ系列発生器
２５３、２５４にＰＮ系列を発生させる。ＰＮ系列発生
器２５３は、図６のＰＮ系列発生器２０１と同じＰＮ系
列発生器であり、ＰＮ系列発生器２５４は、図６のＰＮ
系列発生器２０６、２０７、２０８の内のいずれかのＰ
Ｎ系列発生器と同じＰＮ系列を発生するものである。入
力端子２５０から入力された信号は、乗算器２５５でＰ
Ｎ系列発生器２５３により発生されたＰＮ系列と乗算さ
れ、また、乗算器２５６でＰＮ系列発生器２５４により
発生されたＰＮ系列と乗算されることにより、完全に逆
拡散され、復調回路２５７で復調され、出力端子２５８
から出力される。よって、本発明のスペクトラム拡散通
信措置の第２の実施例の受信機内には、上述の構成を有
するフィンガーが、図６に示した送信機側のＰＮ系列発
生器２０２とＰＮ系列発生器２０６の組合せと、ＰＮ系
列発生器２０２とＰＮ系列発生器２０７の組合せと、Ｐ
Ｎ系列発生器２０２とＰＮ系列発生器２０８の組合せと
に対応するように用意される。

【００３６】次に、図８に、上述の送信機が送信するＳ
Ｓ信号のマルチパス分布を示す。この場合には、ほぼ同
じ信号強度の３つの信号が、時間ｔ１、ｔ２、ｔ３のと
ころに存在する。これは、図６の可変減衰器２１２、２
１３、２１４の減衰量を最小にした場合である。受信機
側では、サーチャは、第１の実施例と全く同じ制御を行
うが、但し、ＰＮ系列発生器２５３により発生されるＰ
Ｎ系列で相関を検出する。他のＰＮ系列が乗算されてい
ても相関検出には影響がないことは言うまでもない。マ
ルチパスを検出したサーチャは、図４で説明したように
決められた位相範囲の信号を、この位相範囲の信号に対
応する、決められたフィンガーで復調させる。ＰＮ系列
の位相差が判れば、送信機側で掛けられているＰＮ系列
の種類も判るので、予めフィンガー中に、そのＰＮ系列
を用意しておけば良い。例えば、位相差が時間ｔ１、ｔ
２、ｔ３付近にある信号は、上記ＰＮ系列発生器２０
６、２０７、２０８により発生されたＰＮ系列が乗じら
れていることが事前に判るので、各範囲の信号を復調す
るフィンガーは、内部に上記ＰＮ系列発生器２０６、２
０７、２０８により発生されるＰＮ系列を発生するＰＮ
系列発生器を１つずつ持てば良い。尚、フィンガーの内
部回路は、図３で説明したとおりである。

【００３７】この第２の実施例では、ＰＮ系列を４種類
用いており、従来のＳＳ方式のように、ただ４種類のＰ
Ｎ系列を順番に信号に乗じる方法と比べて、データ復調
するためには、どの位相に、どのＰＮ系列が乗じられて
いるのかを知らなくてはならない。よって、秘話性を一
層向上させることができる。

【００３８】さらに、第３の実施例として、送信機から
の送信信号の第２のマルチパス分布を図９に示す。この
場合には、時間ｔ２のところにのみ信号が存在し、時間
ｔ１、ｔ３の信号は無い。この状態を「ｔ１：ｔ２：ｔ
３＝０：１：０」と考える。つまり信号強度がある一定
値以下であるときには「０」、ある一定値以上であると
きには「１」と決める。この時間ｔ１、ｔ２、ｔ３の位
相差と、次に移る位相差の時間と、時間との関係の規則
を表２に示す。例えば、「ｔ１：ｔ２：ｔ３＝０：０：
０」の状態では、次に移る位相差は「ｔ１」、時間は
「２秒」となっている。

【００３９】この第３の実施例においては、マルチパス
の分布を暗号化している。送信機及び受信機は、表２に
示す規則だけをそれぞれ持っており、送信機側ではこの
規則に従ってＰＮ位相ホッピングを行う。そのときに、
メインになる信号以外の信号も送信することにより、次
にホッピングする位相差と、その位相差で送信する時間
とを伝えるのである。例えば、現在「ｔ１：ｔ２：ｔ３
＝１：１：０」の分布であったとすると、表２に示す規
則により、次には時間ｔ３の位相差がメイン信号とな
り、その位相差で２０秒通信した後、位相を切り換え
る。

【００４０】

【表２】以上の制御を繰り返すことにより、ＰＮ系列の位相変化
をランダムにすることが可能となり、一層秘話性を高め
ることが可能となる。

【００４１】

【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明に係るスペクトラム拡散送信機は、入力信号を変調す
る変調手段と、疑似雑音符号系列の発生を制御する制御
手段と、この制御手段による制御により疑似雑音符号系
列を発生する疑似雑音符号発生手段と、この疑似雑音符
号発生手段により発生された疑似雑音符号系列を上記変
調手段からの変調された信号に掛け合わせ、スペクトラ
ム拡散信号に変換する信号変換手段と、この信号変換手
段からの信号を互いに異なる複数の遅延時間でそれぞれ
遅延させる複数の遅延手段と、この複数の遅延手段から
の遅延された信号の信号強度を任意に減衰する減衰手段
とを有して成ることにより、送受信される信号の秘話性
を高めることが可能となる。また、ＰＮ位相ホッピング
方式によるホッピングの際にデータが途切れることを回
避することができる。

【００４２】本発明に係るスペクトラム拡散通信装置
は、入力信号を変調する変調手段と、疑似雑音符号系列
の発生を制御する制御手段と、この制御手段による制御
により疑似雑音符号系列を発生する疑似雑音符号発生手
段と、この疑似雑音符号発生手段により発生された疑似
雑音符号系列を上記変調手段からの変調された信号に掛
け合わせ、スペクトラム拡散信号に変換する信号変換手
段と、この信号変換手段からの信号を互いに異なる複数
の遅延時間でそれぞれ遅延させる複数の遅延手段と、こ
の複数の遅延手段からの遅延された信号の信号強度を任
意に減衰する減衰手段とを有して成る送信機と、上記送
信機からのスペクトラム拡散信号から割り当てられた範
囲の疑似雑音符号系列の相関を検出する検出手段と、こ
の検出手段により検出された位相差毎に異なる疑似雑音
符号の相関による同期を保持する複数の同期保持手段
と、この複数の同期保持手段により保持される疑似雑音
符号系列を発生する複数の疑似雑音符号発生手段と、こ
の複数の疑似雑音符号発生手段により発生された疑似雑
音符号系列を上記送信機からのスペクトラム拡散信号に
掛け合わせる複数の信号変換手段と、この複数の信号変
換手段からの信号をそれぞれ復調する複数の信号復調手
段と、この複数の信号復調手段からの出力を加算する加
算手段とを有して成る受信機とを備えることにより、送
受信される信号の秘話性を高めることが可能となる。ま
た、ＰＮ位相ホッピング方式によるホッピングの際にデ
ータが途切れることを回避することができる。

【００４３】また、上記送信機では、現在送信すべき位
相差を持つ信号と、次に送信すべき位相差を持つ信号の
みを上記送信機に送信し、上記２つの位相差以外の位相
差を持つ信号は送信しないことにより、送受信される信
号の秘話性を高めることが可能となる。また、ＰＮ位相
ホッピング方式によるホッピングの際にデータが途切れ
ることを回避することができる。

【００４４】さらに、上記送信機では、上記信号変換手
段において、固有の疑似雑音符号系列の他に、各位相差
毎に異なる複数の疑似雑音符号系列を上記各変調手段か
らの変調された信号にそれぞれ掛け合わせてスペクトラ
ム拡散信号を得、上記受信機では、複数の疑似雑音符号
発生手段において、上記送信機からのスペクトラム拡散
信号内の各疑似雑音符号系列にそれぞれ対応する疑似雑
音符号系列をそれぞれ発生することにより、送受信され
る信号の秘話性を高めることが可能となる。また、ＰＮ
位相ホッピング方式によるホッピングの際にデータが途
切れることを回避することができる。

【００４５】そのうえ、上記送信機及び上記受信機は、
ある位相差と、この位相差の次に移行する位相差及び時
間とについて所定の規則を持ち、上記送信機では上記所
定の規則に従った位相差を持つスペクトル拡散信号を上
記受信機に送信し、上記受信機では、上記送信機からの
規則に従った位相差を持つスペクトル拡散信号の分布に
より、次の位相を予測することにより、送受信される信
号の秘話性を高めることが可能となる。また、ＰＮ位相
ホッピング方式によるホッピングの際にデータが途切れ
ることを回避することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るスペクトラム拡散通信装置の送信
側の概略的な構成を示す図である。

【図２】送信側で制御された送信信号の分布を示す図で
ある。

【図３】本発明に係るスペクトラム拡散通信装置の受信
側のフィンガーの概略的な構成を示す図である。

【図４】受信側の相関検出範囲を示す図である。

【図５】本発明に係るスペクトラム拡散通信装置の送信
側の第２の実施例により制御された送信信号の分布を示
す図である。

【図６】本発明に係るスペクトラム拡散通信装置の送信
側の第２の実施例の概略的な構成を示す図である。

【図７】本発明に係るスペクトラム拡散通信装置の受信
側の第２の実施例の概略的な構成を示す図である。

【図８】図６の送信側から送信するＳＳ信号のマルチパ
ス分布を示す図である。

【図９】図６の送信側から送信するＳＳ信号の第２のマ
ルチパス分布を示す図である。

【図１０】従来のスペクトラム拡散通信装置の概略的な
構成を示す図である。

【図１１】図１０の初期同期回路の概略的な構成を示す
図である。

【図１２】図１０の初期同期回路におけるＰＮ系列と相
関値との関係を示す図である。

【図１３】図１１の制御回路の制御動作のフローチャー
トである。

【図１４】従来のレイク方式の受信機の概略的な構成を
示す図である。

【図１５】従来のサーチャー回路が検出するマルチパス
分布を示す図である。

【図１６】従来のＰＮホッピング方式による相関検出範
囲を示す図である。

【符号の説明】

２・・・・・・・・着信検出部３・・・・・・・・変調部４・・・・・・・・ＰＮ系列発生器５・・・・・・・・制御部８・・・・・・・・乗算器１１、１２、１３・遅延回路１４、１５、１６・ＡＴＴ１７、１８、１９・アンテナ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力信号を変調する変調手段と、疑似雑音符号系列の発生を制御する制御手段と、この制御手段による制御により疑似雑音符号系列を発生
する疑似雑音符号発生手段と、この疑似雑音符号発生手段により発生された疑似雑音符
号系列を上記変調手段からの変調された信号に掛け合わ
せ、スペクトラム拡散信号に変換する信号変換手段と、この信号変換手段からの信号を互いに異なる複数の遅延
時間でそれぞれ遅延させる複数の遅延手段と、この複数の遅延手段からの遅延された信号の信号強度を
任意に減衰する減衰手段とを有して成ることを特徴とす
るスペクトラム拡散送信機。
【請求項２】入力信号を変調する変調手段と、疑似雑
音符号系列の発生を制御する制御手段と、この制御手段
による制御により疑似雑音符号系列を発生する疑似雑音
符号発生手段と、この疑似雑音符号発生手段により発生
された疑似雑音符号系列を上記変調手段からの変調され
た信号に掛け合わせ、スペクトラム拡散信号に変換する
信号変換手段と、この信号変換手段からの信号を互いに
異なる複数の遅延時間でそれぞれ遅延させる複数の遅延
手段と、この複数の遅延手段からの遅延された信号の信
号強度を任意に減衰する減衰手段とを有して成る送信機
と、上記送信機からのスペクトラム拡散信号から割り当てら
れた範囲の疑似雑音符号系列の相関を検出する検出手段
と、この検出手段により検出された位相差毎に異なる疑
似雑音符号の相関による同期を保持する複数の同期保持
手段と、この複数の同期保持手段により保持される疑似
雑音符号系列を発生する複数の疑似雑音符号発生手段
と、この複数の疑似雑音符号発生手段により発生された
疑似雑音符号系列を上記送信機からのスペクトラム拡散
信号に掛け合わせる複数の信号変換手段と、この複数の
信号変換手段からの信号をそれぞれ復調する複数の信号
復調手段と、この複数の信号復調手段からの出力を加算
する加算手段とを有して成る受信機とを備えることを特
徴とするスペクトラム拡散通信装置。
【請求項３】上記送信機では、現在送信すべき位相差
を持つ信号と、次に送信すべき位相差を持つ信号のみを
上記送信機に送信し、上記２つの位相差以外の位相差を
持つ信号は送信しないことを特徴とする請求項２記載の
スペクトラム拡散通信装置。
【請求項４】上記送信機では、上記信号変換手段にお
いて、固有の疑似雑音符号系列の他に、各位相差毎に異
なる複数の疑似雑音符号系列を上記各変調手段からの変
調された信号にそれぞれ掛け合わせてスペクトラム拡散
信号を得、上記受信機では、複数の疑似雑音符号発生手
段において、上記送信機からのスペクトラム拡散信号内
の各疑似雑音符号系列にそれぞれ対応する疑似雑音符号
系列をそれぞれ発生することを特徴とする請求項２記載
のスペクトラム拡散通信装置。
【請求項５】上記送信機及び上記受信機は、ある位相
差と、この位相差の次に移行する位相差及び移行時間と
について所定の規則を持ち、上記送信機では上記所定の
規則に従った位相差を持つスペクトル拡散信号を上記受
信機に送信し、上記受信機では、上記送信機からの規則
に従った位相差を持つスペクトル拡散信号の分布によ
り、次の位相を予測することを特徴とする請求項２記載
のスペクトラム拡散通信装置。