JP3454569B2 - 符号分割多重アクセス無線通信のための同期化方法 - Google Patents
符号分割多重アクセス無線通信のための同期化方法Info
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- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は符号分割多重アクセス
（ＣＤＭＡ）無線通信に関する。
（ＣＤＭＡ）無線通信に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＣＤＭＡはスペクトラム拡散デジタル通
信方法であり、この方法においては、各チャネルについ
て伝送すべき情報を変調する拡散符号列を用いることに
より複数の通信チャネルが生成される。拡散符号列は、
無線信号のスペクトラム拡散のため、データビット速度
よりも高いチップ速度で変化する。これらの自己および
相互補償能力は、多くのチャネルを多重化するのに適し
ている。これらは一般的には、相互に直交またはほぼ直
交な疑似乱数符号列であり、チップ値−１または＋１を
とる。
信方法であり、この方法においては、各チャネルについ
て伝送すべき情報を変調する拡散符号列を用いることに
より複数の通信チャネルが生成される。拡散符号列は、
無線信号のスペクトラム拡散のため、データビット速度
よりも高いチップ速度で変化する。これらの自己および
相互補償能力は、多くのチャネルを多重化するのに適し
ている。これらは一般的には、相互に直交またはほぼ直
交な疑似乱数符号列であり、チップ値−１または＋１を
とる。
【０００３】セルラ無線通信の分野におけるＣＤＭＡの
使用は、Raymond Steeleにより発表された１９９４年発
行のPentech Press, Londonの第１章の“Mobile radio
communications”および１９９１年５月１９日〜２２日
にセントルイスにて開催されたＩＥＥＥ Vehicular Te
chnology ConferenceにA. SalmasiおよびK.S. Gilhouse
nにより発表された“On the system design aspects of
code division multiple access (CDMA) applied to d
igital cellular and personal communicationnetwork
s”に述べられている。多重化された通信チャネルは、
ネットワーク内の各セルの基地局において形成される。
セル内に属する各移動局は、基地局によって伝送される
全無線信号から自身へと向けられたデータビットを復元
するために、特定の拡散符号列を用いる。
使用は、Raymond Steeleにより発表された１９９４年発
行のPentech Press, Londonの第１章の“Mobile radio
communications”および１９９１年５月１９日〜２２日
にセントルイスにて開催されたＩＥＥＥ Vehicular Te
chnology ConferenceにA. SalmasiおよびK.S. Gilhouse
nにより発表された“On the system design aspects of
code division multiple access (CDMA) applied to d
igital cellular and personal communicationnetwork
s”に述べられている。多重化された通信チャネルは、
ネットワーク内の各セルの基地局において形成される。
セル内に属する各移動局は、基地局によって伝送される
全無線信号から自身へと向けられたデータビットを復元
するために、特定の拡散符号列を用いる。
【０００４】上記刊行物に記載のシステムにおいて、
１．２２８８ＭＨｚのチップ速度および３２７６８チッ
プの周期を有する１つの共通の基準符号列から多様な拡
散符号列が得られる。無線変調方式がクワッドラチャ位
相シフトキーイングであるため、基準符号列は同相要素
とクワッドラチャ要素を含んでいる。基地局において
は、基準符号列を長さが６４である６４個のウォルシュ
符号の各々と結合させることにより、６４個の通信チャ
ネルが形成される。１のみを有するウォルシュ符号Ｗ0
によって定義されるチャネルは、データビットが全く伝
送されないパイロットチャネルである。パイロットチャ
ネルは基準符号列を拡散符号列の集合に同期して伝送す
る。移動局は基準符号列における先験的な知識による値
を有しており、パイロットチャネルを受信しつつ、自局
へ向けられたデータビットを受信すべく自局を基地局に
同期させることができる。
１．２２８８ＭＨｚのチップ速度および３２７６８チッ
プの周期を有する１つの共通の基準符号列から多様な拡
散符号列が得られる。無線変調方式がクワッドラチャ位
相シフトキーイングであるため、基準符号列は同相要素
とクワッドラチャ要素を含んでいる。基地局において
は、基準符号列を長さが６４である６４個のウォルシュ
符号の各々と結合させることにより、６４個の通信チャ
ネルが形成される。１のみを有するウォルシュ符号Ｗ0
によって定義されるチャネルは、データビットが全く伝
送されないパイロットチャネルである。パイロットチャ
ネルは基準符号列を拡散符号列の集合に同期して伝送す
る。移動局は基準符号列における先験的な知識による値
を有しており、パイロットチャネルを受信しつつ、自局
へ向けられたデータビットを受信すべく自局を基地局に
同期させることができる。
【０００５】使用法がウォルシュ符号技術からなるか否
かによらず、移動局チャネルをそれら自体に同期化させ
るパイロットチャネルを形成するのが有用である。パイ
ロットチャネルは拡散符号列と同一のチップ速度を有し
それらに同期した基準疑似乱数周期符号列を伝送する。
かによらず、移動局チャネルをそれら自体に同期化させ
るパイロットチャネルを形成するのが有用である。パイ
ロットチャネルは拡散符号列と同一のチップ速度を有し
それらに同期した基準疑似乱数周期符号列を伝送する。
【０００６】所望の同期化を得るための多くの方法があ
り、それらのすべては疑似乱数符号列の自己および相互
相関能力を使用したものである。これらはパイロットチ
ャネルにおいて受信された符号列と移動局による被試験
符号列との間の相互相関の演算に基づくものであり、か
かる演算の結果は、各符号列が同期しており、かつ、同
一である場合を除き、常に低いであろうということに基
づいている。
り、それらのすべては疑似乱数符号列の自己および相互
相関能力を使用したものである。これらはパイロットチ
ャネルにおいて受信された符号列と移動局による被試験
符号列との間の相互相関の演算に基づくものであり、か
かる演算の結果は、各符号列が同期しており、かつ、同
一である場合を除き、常に低いであろうということに基
づいている。
【０００７】第１の同期化方法はマッチドフィルタ、す
なわち、各係数が被試験符号列の各サンプルに等しいフ
ィルタを用いる。かかるフィルタリングの結果は、直接
的に求めるべき相互相関の値となる。このフィルタの出
力速度は入力速度と同一であるので、移動局が同期した
ときに相関のピークが検出され、このため、同期化のた
めの平均時間は比較的短い。
なわち、各係数が被試験符号列の各サンプルに等しいフ
ィルタを用いる。かかるフィルタリングの結果は、直接
的に求めるべき相互相関の値となる。このフィルタの出
力速度は入力速度と同一であるので、移動局が同期した
ときに相関のピークが検出され、このため、同期化のた
めの平均時間は比較的短い。
【０００８】第２の方法は相関器を使用する。受信信号
は被試験符号列と乗算され、多くのサンプルについての
累積により相関のピークを検出することが可能になる。
相関のピークがない場合には、時間オフセットの適用さ
れた同一の符号列または異なった符号列を用いた処理が
反復される。同期化を行うための平均時間は第１の方法
の場合よりも著しく長い。
は被試験符号列と乗算され、多くのサンプルについての
累積により相関のピークを検出することが可能になる。
相関のピークがない場合には、時間オフセットの適用さ
れた同一の符号列または異なった符号列を用いた処理が
反復される。同期化を行うための平均時間は第１の方法
の場合よりも著しく長い。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】これら２つの方法の双
方は、受信無線信号に周波数ずれが生じる場合には著し
い性能劣化を引き起こすという問題があった。このよう
な状況下では、もはや正確な同期状態に相関のピ−クを
関連付けることはできない。周波数ずれは、ドップラ効
果、レイリーフェージングまたは通信局の局部発振器の
特性の差に起因して生じる場合がある。この問題に対処
するため、受信信号が被る周波数ずれの値に関する仮定
を設けると共に各々の周波数が異なったずれ量に対応し
たマッチドフィルタの組を用いることにより相関検出が
行われる。かかる解決策は、性能において最適ではな
い。また、受信機が著しく複雑になるという問題があ
る。
方は、受信無線信号に周波数ずれが生じる場合には著し
い性能劣化を引き起こすという問題があった。このよう
な状況下では、もはや正確な同期状態に相関のピ−クを
関連付けることはできない。周波数ずれは、ドップラ効
果、レイリーフェージングまたは通信局の局部発振器の
特性の差に起因して生じる場合がある。この問題に対処
するため、受信信号が被る周波数ずれの値に関する仮定
を設けると共に各々の周波数が異なったずれ量に対応し
たマッチドフィルタの組を用いることにより相関検出が
行われる。かかる解決策は、性能において最適ではな
い。また、受信機が著しく複雑になるという問題があ
る。
【００１０】この発明の目的は、無線信号の周波数ずれ
に強い時間同期化方法を提供することにより上記困難を
解決することにある。
に強い時間同期化方法を提供することにより上記困難を
解決することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段およびその作用】本発明
は、ＣＤＭＡ無線電話通信のための同期化方法を提供す
るものである。かかる方法において、基地局は、各々伝
送すべきデータビットを変調する拡散符号列によって定
義された多くのＣＤＭＡ通信チャネルに加えてパイロッ
トチャネルを生成し、拡散符号列に同期しかつ伝送すべ
きデータビットのビット速度より高いチップ速度を有す
る周期的な疑似乱数基準符号列がパイロットチャネルを
介して伝送され、基地局によって移動局に伝送される無
線信号を形成するために、該チャネルを介して伝送され
るベースバンド信号が搬送周波数において結合されると
共に変調される。この同期化方法は、移動局において、
基地局のパイロットチャネルを介して伝送されると共に
１つの伝達経路を介して移動局に受信される、基準符号
列に対応しかつ同期した少なくとも１つの周期的な疑似
乱数符号列を選択するものであり、移動局において、Ｅ
〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕およびＥ〔ｓ（ｔ）・ｓ*
（ｔ）〕の値を演算し、また、比｜Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*
（ｔ−τ）〕｜／Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ）〕を演算す
ることにより多くの可能な符号列が試験されることを特
徴としている。ここで、Ｅ〔・〕は所定の積分時間
（Ｔ）において演算された平均値を表し、τは所定の遅
延時間を表し、ｓ（ｔ）＝ｒ（ｔ）・ｃ（ｔ）は試験中
の符号列の値と受信ベースバンド信号の積を表してい
る。さらにこの方法は、上記比が所定のしきい値を越え
たときに試験中の符号列が選択されることを特徴として
いる。
は、ＣＤＭＡ無線電話通信のための同期化方法を提供す
るものである。かかる方法において、基地局は、各々伝
送すべきデータビットを変調する拡散符号列によって定
義された多くのＣＤＭＡ通信チャネルに加えてパイロッ
トチャネルを生成し、拡散符号列に同期しかつ伝送すべ
きデータビットのビット速度より高いチップ速度を有す
る周期的な疑似乱数基準符号列がパイロットチャネルを
介して伝送され、基地局によって移動局に伝送される無
線信号を形成するために、該チャネルを介して伝送され
るベースバンド信号が搬送周波数において結合されると
共に変調される。この同期化方法は、移動局において、
基地局のパイロットチャネルを介して伝送されると共に
１つの伝達経路を介して移動局に受信される、基準符号
列に対応しかつ同期した少なくとも１つの周期的な疑似
乱数符号列を選択するものであり、移動局において、Ｅ
〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕およびＥ〔ｓ（ｔ）・ｓ*
（ｔ）〕の値を演算し、また、比｜Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*
（ｔ−τ）〕｜／Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ）〕を演算す
ることにより多くの可能な符号列が試験されることを特
徴としている。ここで、Ｅ〔・〕は所定の積分時間
（Ｔ）において演算された平均値を表し、τは所定の遅
延時間を表し、ｓ（ｔ）＝ｒ（ｔ）・ｃ（ｔ）は試験中
の符号列の値と受信ベースバンド信号の積を表してい
る。さらにこの方法は、上記比が所定のしきい値を越え
たときに試験中の符号列が選択されることを特徴として
いる。
【００１２】周波数ずれの存在する状況下における本同
期化方法の強さは以下のように説明される。パイロット
チャネルを介して受信されるベースバンド複合信号はｒ
（ｔ）＝Ａ（ｔ）・ｅｘｐ（２πｊΔｆｔ）ｃ’（ｔ）
と表される。ここで、ｃ’（ｔ）はあるタイムオフセッ
トを伴って受信される基準符号列、Ａ（ｔ）はチャネル
の伝播に起因した妨害成分、指数関数の項は信号の周波
数ずれを表している。被試験符号列ｃ（ｔ）については
次のようになる。
期化方法の強さは以下のように説明される。パイロット
チャネルを介して受信されるベースバンド複合信号はｒ
（ｔ）＝Ａ（ｔ）・ｅｘｐ（２πｊΔｆｔ）ｃ’（ｔ）
と表される。ここで、ｃ’（ｔ）はあるタイムオフセッ
トを伴って受信される基準符号列、Ａ（ｔ）はチャネル
の伝播に起因した妨害成分、指数関数の項は信号の周波
数ずれを表している。被試験符号列ｃ（ｔ）については
次のようになる。
【００１３】
Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕
＝Ｅ〔Ａ（ｔ）・ｃ’（ｔ）・ｃ（ｔ）・ｅｘｐ（２πｊΔｆｔ）・Ａ（ｔ−τ
）・ｃ’（ｔ−τ）・ｃ（ｔ−τ）・ｅｘｐ（２πｊΔｆ（ｔ−τ））〕
＝Ｅ〔Ａ（ｔ）・ｃ’（ｔ）・ｃ（ｔ）・Ａ（ｔ−τ）・ｃ’（ｔ−τ）・ｃ（
ｔ−τ）・ｅｘｐ（２πｊΔｆτ）〕
Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ）〕
＝Ｅ〔Ａ（ｔ）・ｃ’（ｔ）・ｃ（ｔ）・ｅｘｐ（２πｊΔｆｔ）・Ａ（ｔ）・
ｃ’（ｔ）・ｃ（ｔ）・ｅｘｐ（２πｊΔｆｔ）〕
＝Ｅ〔Ａ（ｔ）・ｃ’2（ｔ）・ｃ2（ｔ）・Ａ（ｔ）〕
＝Ｅ〔Ａ（ｔ）2〕
【００１４】被試験符号列が基準符号列に対応し同期し
ている場合にはｃ（ｔ）＝ｃ’（ｔ）となり、 Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕 ＝Ｅ〔Ａ（ｔ）2〕・ｅｘｐ（２πｊΔｆｔ） （１） となる一方、 Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕 ＝Ｅ〔Ａ（ｔ）2〕・Ｅ〔ｃ’（ｔ）・ｃ（ｔ）・ｃ’（ｔ−τ）・ｃ（ｔ−τ ）〕・ｅｘｐ（２πｊΔｆｔ） （２） となる。
ている場合にはｃ（ｔ）＝ｃ’（ｔ）となり、 Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕 ＝Ｅ〔Ａ（ｔ）2〕・ｅｘｐ（２πｊΔｆｔ） （１） となる一方、 Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕 ＝Ｅ〔Ａ（ｔ）2〕・Ｅ〔ｃ’（ｔ）・ｃ（ｔ）・ｃ’（ｔ−τ）・ｃ（ｔ−τ ）〕・ｅｘｐ（２πｊΔｆｔ） （２） となる。
【００１５】Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕およびＥ
〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ）〕の絶対値はは受信無線信号の
周波数ずれから独立したものである。これらの値の比
は、同期化がなされたときに１に近くなり、それは極め
て小さいため、符号列の相関特性はＥ〔ｃ’（ｔ）・ｃ
（ｔ）・ｃ’（ｔ−τ）・ｃ（ｔ−τ）〕＜＜１と表さ
れる。この比をあるしきい値と比較することにより、被
試験符号列が適正に同期化しているか、それとも周波数
ずれがあるかを求めることができる。
〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ）〕の絶対値はは受信無線信号の
周波数ずれから独立したものである。これらの値の比
は、同期化がなされたときに１に近くなり、それは極め
て小さいため、符号列の相関特性はＥ〔ｃ’（ｔ）・ｃ
（ｔ）・ｃ’（ｔ−τ）・ｃ（ｔ−τ）〕＜＜１と表さ
れる。この比をあるしきい値と比較することにより、被
試験符号列が適正に同期化しているか、それとも周波数
ずれがあるかを求めることができる。
【００１６】本方法の他の重要な利点は、時間同期化が
行われるときに、複素量Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−
τ）〕の偏角から得られた無線信号の周波数ずれの値を
求めることができ、従って、受信機によって解読不能な
信号を作成するように先験的に局部発振器の周波数を修
正することができる。
行われるときに、複素量Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−
τ）〕の偏角から得られた無線信号の周波数ずれの値を
求めることができ、従って、受信機によって解読不能な
信号を作成するように先験的に局部発振器の周波数を修
正することができる。
【００１７】本発明のある特定の態様において、上記定
義された量ｓ（ｔ）のみならず、短い期間だけ量ｓ
（ｔ）を積分することによって得られた信号ｓ’（ｔ）
についても平均値が演算される。この構成はＳ／Ｎ比が
比較的低い場合に特に適している。
義された量ｓ（ｔ）のみならず、短い期間だけ量ｓ
（ｔ）を積分することによって得られた信号ｓ’（ｔ）
についても平均値が演算される。この構成はＳ／Ｎ比が
比較的低い場合に特に適している。
【００１８】本発明の他の特徴および利点は、以下の好
適かつ非限定的な例から明らかになろう。
適かつ非限定的な例から明らかになろう。
【００１９】
【実施例】セルラ無線電話システムにおいて、管轄すべ
き領域全体に亙って基地局が分散配置される。１つの基
地局によって管轄されるゾーンないしセルにおいては、
複数の移動局が同時に基地局と通信を行うことがある。
本発明の方法は、下流方向の伝送、すなわち、符号分割
多重アクセス（ＣＤＭＡ）が使用される基地局から移動
局への信号伝送へ適用可能である。
き領域全体に亙って基地局が分散配置される。１つの基
地局によって管轄されるゾーンないしセルにおいては、
複数の移動局が同時に基地局と通信を行うことがある。
本発明の方法は、下流方向の伝送、すなわち、符号分割
多重アクセス（ＣＤＭＡ）が使用される基地局から移動
局への信号伝送へ適用可能である。
【００２０】図１に示す局のような各基地局は、各々１
つの拡散符号列によって定義されたＣＤＭＡ伝送チャネ
ルＣ１，Ｃ２，…Ｃｎを設定する。＋１または−１の値
をとる拡散符号列は周期的であり、疑似ランダムであ
り、実質的に無相関である。それらは伝送すべきデータ
ビットのビット速度よりも高いチップ速度であり、例え
ば１ＭＨｚの速度である。説明した例においては、拡散
符号列は極めて長い（周期２41−１）。それらの全ては
周期が２41−１の同一の基準符号列に対応しており、各
々対応するチャネルを介して呼が発生される使用者（移
動局）の特性である時間オフセットを各々前記基準符号
列に適用することによって得られる。基準符号列の瞬時
位置はアドレスＡＤＤによって指示される。各ＣＤＭＡ
チャネルにおいて、音声または従来から用いられてきた
技術によって既に符号化されたデータ信号を表す情報で
ある、伝送すべきデータビットＭ１，Ｍ２，…Ｍｎは、
従来からある４１ビットノカスケード構成の適切なジェ
ネレータ等によって発生された拡散符号列が乗じられ
る。
つの拡散符号列によって定義されたＣＤＭＡ伝送チャネ
ルＣ１，Ｃ２，…Ｃｎを設定する。＋１または−１の値
をとる拡散符号列は周期的であり、疑似ランダムであ
り、実質的に無相関である。それらは伝送すべきデータ
ビットのビット速度よりも高いチップ速度であり、例え
ば１ＭＨｚの速度である。説明した例においては、拡散
符号列は極めて長い（周期２41−１）。それらの全ては
周期が２41−１の同一の基準符号列に対応しており、各
々対応するチャネルを介して呼が発生される使用者（移
動局）の特性である時間オフセットを各々前記基準符号
列に適用することによって得られる。基準符号列の瞬時
位置はアドレスＡＤＤによって指示される。各ＣＤＭＡ
チャネルにおいて、音声または従来から用いられてきた
技術によって既に符号化されたデータ信号を表す情報で
ある、伝送すべきデータビットＭ１，Ｍ２，…Ｍｎは、
従来からある４１ビットノカスケード構成の適切なジェ
ネレータ等によって発生された拡散符号列が乗じられ
る。
【００２１】また、基地局はパイロットチャネルＣＰお
よび同期化チャネルＣＳを形成する。基準符号列ＰＮ
は、データビットによって変調されることなく、パイロ
ットチャネルＣＰを介して伝送される。＋１または−１
をとる符号列ＰＮは周期的でありかつ疑似ランダムであ
る。そのチップ速度はそれが同期する拡散符号列のチッ
プ速度と同一である。同期化チャネルＣＳは、アドレス
ＡＤＤを伝送するものであり、このアドレスＡＤＤは基
準符号列ＰＮの各周期において更新される。アドレスビ
ットＡＤＤは、基準符号列ＰＮと関連した符号列ＰＮ’
によって変調される。符号列ＰＮ’は符号列ＰＮと同一
のチップ速度および周期を有しており、符号列ＰＮに同
期している。
よび同期化チャネルＣＳを形成する。基準符号列ＰＮ
は、データビットによって変調されることなく、パイロ
ットチャネルＣＰを介して伝送される。＋１または−１
をとる符号列ＰＮは周期的でありかつ疑似ランダムであ
る。そのチップ速度はそれが同期する拡散符号列のチッ
プ速度と同一である。同期化チャネルＣＳは、アドレス
ＡＤＤを伝送するものであり、このアドレスＡＤＤは基
準符号列ＰＮの各周期において更新される。アドレスビ
ットＡＤＤは、基準符号列ＰＮと関連した符号列ＰＮ’
によって変調される。符号列ＰＮ’は符号列ＰＮと同一
のチップ速度および周期を有しており、符号列ＰＮに同
期している。
【００２２】例えば、基準符号列ＰＮおよびこれに関連
した符号列ＰＮ’は周期が１０２３のゴールド符号列
（文献「R. Goldによる“optimum binary sequences fo
r spread spectrum multiplexing”，IEEE Trans. Info
rm. Theory, IT-13, ページ６１９−６２１、１９６７
年１０月」参照）である。周期が１０２３である５１２
個のゴールド符号列が使用されており、２５６のペアを
構成している。１組のゴールド符号列は各基地局に割り
当てられ、これらのうち一方は拡散符号列ＰＮであり、
他方は拡散符号列ＰＮ’である。境界領域において各基
地局間の干渉が生じるのを防止するため、近接した複数
の基地局には異なった組の拡散符号列が割り当てられ
る。
した符号列ＰＮ’は周期が１０２３のゴールド符号列
（文献「R. Goldによる“optimum binary sequences fo
r spread spectrum multiplexing”，IEEE Trans. Info
rm. Theory, IT-13, ページ６１９−６２１、１９６７
年１０月」参照）である。周期が１０２３である５１２
個のゴールド符号列が使用されており、２５６のペアを
構成している。１組のゴールド符号列は各基地局に割り
当てられ、これらのうち一方は拡散符号列ＰＮであり、
他方は拡散符号列ＰＮ’である。境界領域において各基
地局間の干渉が生じるのを防止するため、近接した複数
の基地局には異なった組の拡散符号列が割り当てられ
る。
【００２３】伝送チャネルＣ１，Ｃ２，…，Ｃｎ，パイ
ロットチャネルＣＰおよび同期化チャネルＣＳは結合さ
れ、搬送周波数において変調される（図１のブロック１
０）。結合はベースバンド信号を加算することによって
行われ、場合によっては荷重加算も行われる。例えば、
搬送波周波数は２．４ＧＨｚである。変調はベースバン
ド信号が実数である場合にはバイナリＰＳＫである。し
かしながら、ベースバンド信号は通常は複素量であり、
かかる場合にはクワッドラチャＰＳＫが使用される。こ
のような状況において、疑似乱数符号列ＰＮ１，ＰＮ
２，…，ＰＮｎ，ＰＮ’の各々は当該チャネルのＩ相お
よびＱ相に使用される２個の独立した要素を含んでい
る。
ロットチャネルＣＰおよび同期化チャネルＣＳは結合さ
れ、搬送周波数において変調される（図１のブロック１
０）。結合はベースバンド信号を加算することによって
行われ、場合によっては荷重加算も行われる。例えば、
搬送波周波数は２．４ＧＨｚである。変調はベースバン
ド信号が実数である場合にはバイナリＰＳＫである。し
かしながら、ベースバンド信号は通常は複素量であり、
かかる場合にはクワッドラチャＰＳＫが使用される。こ
のような状況において、疑似乱数符号列ＰＮ１，ＰＮ
２，…，ＰＮｎ，ＰＮ’の各々は当該チャネルのＩ相お
よびＱ相に使用される２個の独立した要素を含んでい
る。
【００２４】変調の後に得られた無線信号はアンテナ１
２を介しセル内の移動局へ向けて伝送される。
２を介しセル内の移動局へ向けて伝送される。
【００２５】移動局（図２）において、アンテナ１４に
よって受信された無線信号は、無線段において局部発振
器１８から得られた搬送波ＦＰによりベースバンドに復
調される。デジタル化されたベースバンド信号ｒ（ｔ）
はＣＤＭＡ回路２０によって処理することができる。図
２に示されているように、回路２０は、通常は、拡散符
号の直交性により除去される信号ｒ（ｔ）の他のＣＤＭ
Ａ要素と共にある、移動局に向けられたデータビットＭ
ｉを抽出するために、受信したベースバンド信号ｒ
（ｔ）と移動局に割り当てられた拡散符号列ＰＮｉとの
相関を求める。
よって受信された無線信号は、無線段において局部発振
器１８から得られた搬送波ＦＰによりベースバンドに復
調される。デジタル化されたベースバンド信号ｒ（ｔ）
はＣＤＭＡ回路２０によって処理することができる。図
２に示されているように、回路２０は、通常は、拡散符
号の直交性により除去される信号ｒ（ｔ）の他のＣＤＭ
Ａ要素と共にある、移動局に向けられたデータビットＭ
ｉを抽出するために、受信したベースバンド信号ｒ
（ｔ）と移動局に割り当てられた拡散符号列ＰＮｉとの
相関を求める。
【００２６】この処理は、基地局と移動局との間の少な
くとも１つの伝播遅延と関連し、同期化すべき拡散符号
列ＰＮＩを要求する。同期化はモジュール２２によって
行われるものであり、このモジュール２２は、伝送して
いる基地局の基準符号列ＰＮに対応する１つを探し当て
るまで、周期が１０２３の連続した符号列を試験し、ま
た、それと関連した、伝播経路の伝播遅延と等しい時間
オフセットを出力する。先験的に、２５６×１０２３の
被試験符号列があり、これらは各々２５６個の拡散符号
列ＰＮのためのゴールド符号列の１つに対応しており、
０〜１０２２の範囲の位置の時間オフセットが適用され
る。
くとも１つの伝播遅延と関連し、同期化すべき拡散符号
列ＰＮＩを要求する。同期化はモジュール２２によって
行われるものであり、このモジュール２２は、伝送して
いる基地局の基準符号列ＰＮに対応する１つを探し当て
るまで、周期が１０２３の連続した符号列を試験し、ま
た、それと関連した、伝播経路の伝播遅延と等しい時間
オフセットを出力する。先験的に、２５６×１０２３の
被試験符号列があり、これらは各々２５６個の拡散符号
列ＰＮのためのゴールド符号列の１つに対応しており、
０〜１０２２の範囲の位置の時間オフセットが適用され
る。
【００２７】各被試験符号列について、モジュール２２
はＥ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕およびＥ〔ｓ（ｔ）
・ｓ*（ｔ）〕の値を演算する。ここで、ｓ（ｔ）＝ｒ
（ｔ）・ｃ（ｔ）は、受信した無線信号ｒ（ｔ）の瞬時
値を疑似乱数発生器２３によって発生される被試験符号
列ｃ（ｔ）の積であり、乗算器２４によって演算され
る。τは所定の遅延時間であり、これは好ましくは拡散
符号列のチップ速度の逆数と同じオーダであり、１ＭＨ
ｚの周波数に対しては、τ＝１μｓを選択することがで
きる。表記Ｅ〔・〕は、好ましくは基準符号列ＰＮの周
期（１・０２３ｍｓ）と同じオーダの所定の積分時間Ｔ
に亙って演算された平均値を表している。
はＥ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕およびＥ〔ｓ（ｔ）
・ｓ*（ｔ）〕の値を演算する。ここで、ｓ（ｔ）＝ｒ
（ｔ）・ｃ（ｔ）は、受信した無線信号ｒ（ｔ）の瞬時
値を疑似乱数発生器２３によって発生される被試験符号
列ｃ（ｔ）の積であり、乗算器２４によって演算され
る。τは所定の遅延時間であり、これは好ましくは拡散
符号列のチップ速度の逆数と同じオーダであり、１ＭＨ
ｚの周波数に対しては、τ＝１μｓを選択することがで
きる。表記Ｅ〔・〕は、好ましくは基準符号列ＰＮの周
期（１・０２３ｍｓ）と同じオーダの所定の積分時間Ｔ
に亙って演算された平均値を表している。
【００２８】複素量（複素数で表される量；以下同じ）
ｓ（ｔ）の共役複素量ｓ*（ｔ）は要素２６において演
算され、乗算器２８によりｓ（ｔ）が乗じられ、この乗
算器２８の出力は積分器３０に与えられる。これと並行
し、信号ｓ（ｔ）は要素３２においてτだけ遅延され、
ｓ（ｔ−τ）の共役複素量が要素３４において演算さ
れ、乗算器３６によってｓ（ｔ）が乗じられ、この乗算
結果が積分器３８に与えられる。各積分周期Ｔの最後に
おいて、積分器３０および３８はＥ〔ｓ（ｔ）・ｓ
*（ｔ）〕およびＥ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕の各値
を出力する。
ｓ（ｔ）の共役複素量ｓ*（ｔ）は要素２６において演
算され、乗算器２８によりｓ（ｔ）が乗じられ、この乗
算器２８の出力は積分器３０に与えられる。これと並行
し、信号ｓ（ｔ）は要素３２においてτだけ遅延され、
ｓ（ｔ−τ）の共役複素量が要素３４において演算さ
れ、乗算器３６によってｓ（ｔ）が乗じられ、この乗算
結果が積分器３８に与えられる。各積分周期Ｔの最後に
おいて、積分器３０および３８はＥ〔ｓ（ｔ）・ｓ
*（ｔ）〕およびＥ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕の各値
を出力する。
【００２９】複素量Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕の
絶対値は要素４０において演算され、その後、比Ｅ１／
Ｅ２＝｜Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕｜／Ｅ〔ｓ
（ｔ）・ｓ*（ｔ）〕が要素４２において演算される。
判定ユニット４４は、試験中の符号列が正しく同期して
いるか否かを求めるために、この比を所定のしきい値１
／λと比較する。仮にＥ１／Ｅ２＜１／λであるなら
ば、判定ユニット４４はジェネレータ２３を制御して、
異なるオフセットの適用された同一のゴールド符号列ま
たは異なったゴールド符号列による他の符号を試させ
る。また、Ｅ１／Ｅ２≧１／λであるならば、被試験符
号列は、基地局および移動局間の伝播経路の遅延時間に
関連したオフセットを伴った基地局の基準符号列に一致
していると考えられる。このオフセットの値は、監視下
の伝播経路への時間同期を行うべく、同一のオフセット
を移動局の拡散符号列ＰＮｉに適用するように、処理回
路２０の疑似乱数発生器２１へ伝送される。
絶対値は要素４０において演算され、その後、比Ｅ１／
Ｅ２＝｜Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕｜／Ｅ〔ｓ
（ｔ）・ｓ*（ｔ）〕が要素４２において演算される。
判定ユニット４４は、試験中の符号列が正しく同期して
いるか否かを求めるために、この比を所定のしきい値１
／λと比較する。仮にＥ１／Ｅ２＜１／λであるなら
ば、判定ユニット４４はジェネレータ２３を制御して、
異なるオフセットの適用された同一のゴールド符号列ま
たは異なったゴールド符号列による他の符号を試させ
る。また、Ｅ１／Ｅ２≧１／λであるならば、被試験符
号列は、基地局および移動局間の伝播経路の遅延時間に
関連したオフセットを伴った基地局の基準符号列に一致
していると考えられる。このオフセットの値は、監視下
の伝播経路への時間同期を行うべく、同一のオフセット
を移動局の拡散符号列ＰＮｉに適用するように、処理回
路２０の疑似乱数発生器２１へ伝送される。
【００３０】説明した例において、多くの移動局の拡散
符号列ＰＮ１，ＰＮ２，…ＰＮｎはすべて移動局のオフ
セット特性を長大な基準符号列に適用することにより得
られる。移動局において、このオフセット特性は、同期
化チャネルＣＳを処理するアドレスリカバリモジュール
５０のメモリ４８に記憶される。基地局の基準符号列Ｐ
Ｎが適切な時間オフセットで検出されると、前記基準符
号列に関連したゴールド符号列ＰＮ’も分かることとな
る。同期化された、この関連した符号列は、乗算器５４
によって信号ｒ（ｔ）に適用され、この乗算結果は、同
期化チャネルＣＳにおける１ビット分の時間長のオーダ
の積分時間を有する積分器５６の入力に与えられる。積
分器５６によって出力された相関係数は、チャネルＣＳ
を介して伝送されるアドレスビットに対応する。メモリ
４８に記憶されたオフセットは、長大な基準符号列にお
けるとるべき位置を回路２０の疑似乱数発生器２１に与
えるように、要素５８において受信アドレスＡＤＤに適
用される。この位置は判定ユニット４４によって提供さ
れる伝播遅延に起因したオフセットを考慮すべく変調さ
れる。
符号列ＰＮ１，ＰＮ２，…ＰＮｎはすべて移動局のオフ
セット特性を長大な基準符号列に適用することにより得
られる。移動局において、このオフセット特性は、同期
化チャネルＣＳを処理するアドレスリカバリモジュール
５０のメモリ４８に記憶される。基地局の基準符号列Ｐ
Ｎが適切な時間オフセットで検出されると、前記基準符
号列に関連したゴールド符号列ＰＮ’も分かることとな
る。同期化された、この関連した符号列は、乗算器５４
によって信号ｒ（ｔ）に適用され、この乗算結果は、同
期化チャネルＣＳにおける１ビット分の時間長のオーダ
の積分時間を有する積分器５６の入力に与えられる。積
分器５６によって出力された相関係数は、チャネルＣＳ
を介して伝送されるアドレスビットに対応する。メモリ
４８に記憶されたオフセットは、長大な基準符号列にお
けるとるべき位置を回路２０の疑似乱数発生器２１に与
えるように、要素５８において受信アドレスＡＤＤに適
用される。この位置は判定ユニット４４によって提供さ
れる伝播遅延に起因したオフセットを考慮すべく変調さ
れる。
【００３１】図２に示されたもの以外の回路をＥ〔ｓ
（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕およびＥ〔ｓ（ｔ）・ｓ
*（ｔ）〕の演算に用いることもできる。例えば、同期
化モジュール２２は図３のモジュール１２２によって置
き換えてもよく、この図において図２に示すものと同様
のものには同一の符号が付けられている。
（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕およびＥ〔ｓ（ｔ）・ｓ
*（ｔ）〕の演算に用いることもできる。例えば、同期
化モジュール２２は図３のモジュール１２２によって置
き換えてもよく、この図において図２に示すものと同様
のものには同一の符号が付けられている。
【００３２】正規化のための定数を無視し、すべての被
試験疑似乱数符号列についてｃ（ｔ）・ｃ*（ｔ）＝１
であり、エネルギーＥ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ）〕および
Ｅ〔ｒ（ｔ）・ｒ*（ｔ）〕が同一であるとする。後者
の量は、図３におけるモジュール１２２の最上部の枝に
よって演算される。共役複素量ｒ*（ｔ）は要素１２６
において得られ、乗算器１２８によりｒ（ｔ）が乗算さ
れ、この乗算結果がトランスバーサルフィルタ１２９の
入力に与えられる。フィルタ１２９の各係数はその実数
部が１であり虚数部が０であり、このため、同フィルタ
は平均値Ｅ２を求める積分器として機能する。乗算器１
３６は、信号ｒ（ｔ）と、要素１３２により同信号をτ
だけ遅延させ、要素１３４によって演算した共役複素量
とを乗算することによって得られたｒ（ｔ）・ｒ*（ｔ
−τ）の瞬時値を、他のトランスバーサルフィルタ１３
７の入力へ供給する。フィルタ１３７の各係数は、連続
した各サンプル値ｃ（ｔ）・ｃ（ｔ−τ）と等しい。こ
れらは、一方の入力端によって乱数発生器２３により発
生された被試験符号列の瞬時値ｃ（ｔ）を受信し、他方
の入力端により、要素１３１および１３３により演算さ
れたτだけ遅延させた符号列の共役複素量を受信する乗
算器１３５によって出力される。このフィルタ１３７か
らの出力は、求めるべき複素量Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ
−τ）〕と等しくなる。この複素量は図２に示したもの
と同様な回路により処理され、Ｅ２と比較される。
試験疑似乱数符号列についてｃ（ｔ）・ｃ*（ｔ）＝１
であり、エネルギーＥ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ）〕および
Ｅ〔ｒ（ｔ）・ｒ*（ｔ）〕が同一であるとする。後者
の量は、図３におけるモジュール１２２の最上部の枝に
よって演算される。共役複素量ｒ*（ｔ）は要素１２６
において得られ、乗算器１２８によりｒ（ｔ）が乗算さ
れ、この乗算結果がトランスバーサルフィルタ１２９の
入力に与えられる。フィルタ１２９の各係数はその実数
部が１であり虚数部が０であり、このため、同フィルタ
は平均値Ｅ２を求める積分器として機能する。乗算器１
３６は、信号ｒ（ｔ）と、要素１３２により同信号をτ
だけ遅延させ、要素１３４によって演算した共役複素量
とを乗算することによって得られたｒ（ｔ）・ｒ*（ｔ
−τ）の瞬時値を、他のトランスバーサルフィルタ１３
７の入力へ供給する。フィルタ１３７の各係数は、連続
した各サンプル値ｃ（ｔ）・ｃ（ｔ−τ）と等しい。こ
れらは、一方の入力端によって乱数発生器２３により発
生された被試験符号列の瞬時値ｃ（ｔ）を受信し、他方
の入力端により、要素１３１および１３３により演算さ
れたτだけ遅延させた符号列の共役複素量を受信する乗
算器１３５によって出力される。このフィルタ１３７か
らの出力は、求めるべき複素量Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ
−τ）〕と等しくなる。この複素量は図２に示したもの
と同様な回路により処理され、Ｅ２と比較される。
【００３３】基地局がパイロットチャネルＣＰのみを介
して伝送を行い、ただ１つの無雑音の伝播経路がある理
想的な場合においては、受信信号ｒ（ｔ）はｒ（ｔ）＝
Ａ（ｔ）・ｃ’（ｔ）・ｅｘｐ（２πｊΔｆｔ）と表さ
れ得る。このような状況下において、同期はＥ１／Ｅ２
≒１を意味し、同期外れはＥ１／Ｅ２≪１を意味する。
符号列ＰＮは０〜１の範囲のしきい値１／λに基づいて
選択することができる。複数の経路および雑音と共に他
のＣＤＭＡチャネルを考慮に入れるためには、比Ｅ１／
Ｅ２の最大値が伝播経路を介した同期に常時対応するよ
うに与えられ、平均値が演算される時間程度の時間にお
いて減衰Ａ（ｔ）および周波数ずれΔｆが大きくなり過
ぎないように与えられた適切なしきい値レベル１／λが
必要である。実際には、λの値は経験的にまたはシミュ
レーションにより求めることができる。説明した例で
は、所期の結果は、シミュレーションを用いることによ
りλ＝１０およびλ＝１５において得られた。他のＣＤ
ＭＡチャネルからの妨害を低減するために、基地局にお
いて大きな荷重をパイロットチャネルＣＰに与えること
によってチャネルを結合することも可能である。
して伝送を行い、ただ１つの無雑音の伝播経路がある理
想的な場合においては、受信信号ｒ（ｔ）はｒ（ｔ）＝
Ａ（ｔ）・ｃ’（ｔ）・ｅｘｐ（２πｊΔｆｔ）と表さ
れ得る。このような状況下において、同期はＥ１／Ｅ２
≒１を意味し、同期外れはＥ１／Ｅ２≪１を意味する。
符号列ＰＮは０〜１の範囲のしきい値１／λに基づいて
選択することができる。複数の経路および雑音と共に他
のＣＤＭＡチャネルを考慮に入れるためには、比Ｅ１／
Ｅ２の最大値が伝播経路を介した同期に常時対応するよ
うに与えられ、平均値が演算される時間程度の時間にお
いて減衰Ａ（ｔ）および周波数ずれΔｆが大きくなり過
ぎないように与えられた適切なしきい値レベル１／λが
必要である。実際には、λの値は経験的にまたはシミュ
レーションにより求めることができる。説明した例で
は、所期の結果は、シミュレーションを用いることによ
りλ＝１０およびλ＝１５において得られた。他のＣＤ
ＭＡチャネルからの妨害を低減するために、基地局にお
いて大きな荷重をパイロットチャネルＣＰに与えること
によってチャネルを結合することも可能である。
【００３４】同期化に要する時間は、符号列の試験期間
の２５６×１０２３＝２６１８８８倍である。平均値を
演算するための積分期間が符号列ＰＮの周期と同一オー
ダであると、移動局が同局が存在するセルについての先
験的知識を有することなしでは、長い同期化時間へと導
くこととなる。同期化時間は、符号列の試験がさらに迅
速に行われるように、バッファレジスタに信号ｒ（ｔ）
の各部を格納し、これらの各部に対しＥ１／Ｅ２の演算
を並行して行うことにより低減することができる。
の２５６×１０２３＝２６１８８８倍である。平均値を
演算するための積分期間が符号列ＰＮの周期と同一オー
ダであると、移動局が同局が存在するセルについての先
験的知識を有することなしでは、長い同期化時間へと導
くこととなる。同期化時間は、符号列の試験がさらに迅
速に行われるように、バッファレジスタに信号ｒ（ｔ）
の各部を格納し、これらの各部に対しＥ１／Ｅ２の演算
を並行して行うことにより低減することができる。
【００３５】また、同期化に要する時間を低減するた
め、基準符号列ＰＮの周期より短い積分時間、すなわ
ち、チップの時間の数十倍の積分時間の積分器３０，３
８を設けることも可能である。これにより、同期検証を
引き続いて行う符号列を選択することができ、同期検証
においては、同一の演算および同一の比較が行われ、積
分器３０，３８において積分時間Ｔのより長いもの、す
なわち、符号列の周期と同一オーダの積分時間が使用さ
れる。被試験符号列は最終的に検証が肯定的な場合に受
入れられる。
め、基準符号列ＰＮの周期より短い積分時間、すなわ
ち、チップの時間の数十倍の積分時間の積分器３０，３
８を設けることも可能である。これにより、同期検証を
引き続いて行う符号列を選択することができ、同期検証
においては、同一の演算および同一の比較が行われ、積
分器３０，３８において積分時間Ｔのより長いもの、す
なわち、符号列の周期と同一オーダの積分時間が使用さ
れる。被試験符号列は最終的に検証が肯定的な場合に受
入れられる。
【００３６】同期化に要する平均時間を最適化するた
め、J. K. HOLMEによる文献“Acquisition time perfor
mance of PN Spread-Spectrum systems”IEEE Trans. o
n Comm., Vol. com-25, N° 8, August 1977, pages 77
8-783を参照してもよい。
め、J. K. HOLMEによる文献“Acquisition time perfor
mance of PN Spread-Spectrum systems”IEEE Trans. o
n Comm., Vol. com-25, N° 8, August 1977, pages 77
8-783を参照してもよい。
【００３７】Ｓ／Ｎ比が低い場合に本方法の性能を最適
化するためには、同期化のための平均時間を、信号ｓ
（ｔ）ではなく、ｓ（ｔ）の１次積分により得られる信
号ｓ’（ｔ）に基づいて演算してもよい。かかる状況に
おいては、同期化モジュール２２２は図４に示すモジュ
ールを使用する。この同期化モジュールは、ｓ（ｔ）を
出力する乗算器２４の出力端に、基準符号列の周期に比
較して小さな積分時間Ｔ1を有する積分器２２５が配置
されている点を除き、図２のモジュールと同一である。
この積分器は、その後の処理の間、雑音による妨害が発
生しないように、信号に付加される雑音のパワーを減少
させることができる。このような解決策は１次積分が実
行可能である場合にのみ適用可能である。過大な周波数
ずれが受信信号の位相を回転させ、積分結果が平均値で
なくなる場合には、処理は無意味になる。積分時間Ｔ1
の制限について説明すると、Ｔ1＝Ｎ・Ｔ0（Ｔ0は信号
ｓ（ｔ）のサンプルの持続時間）である場合には２πΔ
ｆ・Ｎ・Ｔ0＜π、すなわち、Ｎ＜１／（２・Δｆ・
Ｔ0）とする必要がある。積分時間の総計が基準符号列
ＰＮの周期と同じオーダとなるように種々の積分時間を
設定し得る。
化するためには、同期化のための平均時間を、信号ｓ
（ｔ）ではなく、ｓ（ｔ）の１次積分により得られる信
号ｓ’（ｔ）に基づいて演算してもよい。かかる状況に
おいては、同期化モジュール２２２は図４に示すモジュ
ールを使用する。この同期化モジュールは、ｓ（ｔ）を
出力する乗算器２４の出力端に、基準符号列の周期に比
較して小さな積分時間Ｔ1を有する積分器２２５が配置
されている点を除き、図２のモジュールと同一である。
この積分器は、その後の処理の間、雑音による妨害が発
生しないように、信号に付加される雑音のパワーを減少
させることができる。このような解決策は１次積分が実
行可能である場合にのみ適用可能である。過大な周波数
ずれが受信信号の位相を回転させ、積分結果が平均値で
なくなる場合には、処理は無意味になる。積分時間Ｔ1
の制限について説明すると、Ｔ1＝Ｎ・Ｔ0（Ｔ0は信号
ｓ（ｔ）のサンプルの持続時間）である場合には２πΔ
ｆ・Ｎ・Ｔ0＜π、すなわち、Ｎ＜１／（２・Δｆ・
Ｔ0）とする必要がある。積分時間の総計が基準符号列
ＰＮの周期と同じオーダとなるように種々の積分時間を
設定し得る。
【００３８】本発明の方法は、基準符号列を検出するこ
とによって基地局を識別し、伝播遅延時間を求めること
によって該基地局との時間同期を行うことができ、さら
に周波数ずれがある場合にはそれを考慮した周波数修正
をすることができる。
とによって基地局を識別し、伝播遅延時間を求めること
によって該基地局との時間同期を行うことができ、さら
に周波数ずれがある場合にはそれを考慮した周波数修正
をすることができる。
【００３９】前掲式（１）より、符号の試験の際に演算
される複素量Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕の偏角
は、周波数ずれΔｆに比例することが分かる。Ｅ〔ｓ
（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕の偏角は、電圧制御発振器６
２を制御するために抽出される。発振器６２からの出力
は、周波数がΔｆであり、ミキサ６４の一方の入力端に
与えられ、このミキサの他方の入力端には局部発振器１
８により供給される搬送波が与えられる。搬送波周波数
は、フィルタリング６６の後、周波数ずれを補償すべ
く、Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕の偏角に比例する
ように修正される。
される複素量Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕の偏角
は、周波数ずれΔｆに比例することが分かる。Ｅ〔ｓ
（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕の偏角は、電圧制御発振器６
２を制御するために抽出される。発振器６２からの出力
は、周波数がΔｆであり、ミキサ６４の一方の入力端に
与えられ、このミキサの他方の入力端には局部発振器１
８により供給される搬送波が与えられる。搬送波周波数
は、フィルタリング６６の後、周波数ずれを補償すべ
く、Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕の偏角に比例する
ように修正される。
【００４０】しかしながら、同期状態の探索を進める前
に周波数ずれが完全に補償されるのを待つ必要はない。
何故ならば、同期化試験は、周波数ずれΔｆによって影
響されないＥ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕の絶対値Ｅ
１に基づいて行われるからである。
に周波数ずれが完全に補償されるのを待つ必要はない。
何故ならば、同期化試験は、周波数ずれΔｆによって影
響されないＥ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕の絶対値Ｅ
１に基づいて行われるからである。
【００４１】Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕の偏角２
π・Δｆ・τが小さい場合には、ブロック６０によるこ
の偏角の演算は、次のように簡略化できる。 ２π・Δｆ・τ＝ｓｉｎ（２π・Δｆ・τ） ＝Ｉｍ｛Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕｝／Ｅ１ ここで、Ｉｍ｛…｝は虚数部を意味する。
π・Δｆ・τが小さい場合には、ブロック６０によるこ
の偏角の演算は、次のように簡略化できる。 ２π・Δｆ・τ＝ｓｉｎ（２π・Δｆ・τ） ＝Ｉｍ｛Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕｝／Ｅ１ ここで、Ｉｍ｛…｝は虚数部を意味する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 ＣＤＭＡモードにて動作する無線電話システ
ムの基地局の送信部のブロック図である。
ムの基地局の送信部のブロック図である。
【図２】 同システムの移動局の受信部のブロック図で
ある。
ある。
【図３】 図２に示す移動局の同期化モジュールの変形
例を示す図である。
例を示す図である。
【図４】 図２に示す移動局の同期化モジュールの変形
例を示す図である。
例を示す図である。
２２……同期化モジュール、
ｒ（ｔ）……受信ベースバンド信号、
ｃ（ｔ）……試験中の符号列の値、
ＰＮ……基準符号列、
４４……判定ユニット。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 ステファン・ピヌー
フランス・78150・ル・シェスネ・バテ
ィマン・１・リュ・ポーテイ・１
(56)参考文献 欧州特許出願公開216974（ＥＰ，Ａ
１)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04J 13/00 - 13/06
H04B 1/69 - 1/713
H04L 7/00
Claims (8)
- 【請求項１】 基地局が、パイロットチャネル（ＣＰ）
と、各々伝送すべきデータビット（Ｍ１，Ｍ２，…Ｍ
ｎ）を変調する拡散符号列によって定義された複数の伝
送チャネル（Ｃ１，Ｃ２，…Ｃｎ）と、前記拡散符号列
に同期し、かつ、パイロットチャネル（ＣＰ）を介して
伝送される前記伝送すべきデータビットのビット速度よ
りも大きなチップ速度を有する周期的な疑似乱数基準符
号列（ＰＮ）とを生成する、符号分割アクセス無線電話
通信のための同期化方法であって、 移動局において、基地局のパイロットチャネル（ＣＰ）
を介して伝送され、伝播経路を介して移動局に受信され
る前記基準符号列（ＰＮ）に対応すると共に同期する少
なくとも１つの周期的な疑似乱数符号列を選択すること
を特徴とし、さらに、Ｅ〔・〕を所定の積分時間（Ｔ）
において演算される平均値、τを所定の遅延時間、ｓ
（ｔ）＝ｒ（ｔ）・ｃ（ｔ）を受信ベースバンド信号
（ｒ（ｔ）と試験中の符号列の値（ｃ（ｔ））の積とし
た場合に、Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕およびＥ
〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ）〕の値を演算し、また、比｜Ｅ
〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−τ）〕｜／Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ
*（ｔ）〕を演算することにより多くの可能な符号列が
試験され、上記比が所定のしきい値を越えたときに試験
中の符号列が選択されることを特徴とする、符号分割ア
クセス無線電話通信のための同期化方法。 - 【請求項２】 前記所定の積分時間（Ｔ）が前記基準符
号列の周期と同一のオーダであることを特徴とする請求
項１記載の方法。 - 【請求項３】 前記所定の積分時間が前記基準符号列の
周期よりも短く、試験される符号列が選択された後、前
記基準符号列の周期と同一オーダである、より長い積分
時間が使用されることを除いて同一の演算および比較に
より同期が検証されることを特徴とする請求項１記載の
方法。 - 【請求項４】 基地局が、パイロットチャネル（ＣＰ）
と、各々伝送すべきデータビット（Ｍ１，Ｍ２，…Ｍ
ｎ）を変調する拡散符号列（ＰＮ１，ＰＮ２，…ＰＮ
ｎ）によって定義された複数のＣＤＭＡ伝送チャネル
（Ｃ１，Ｃ２，…Ｃｎ）と、前記拡散符号列に同期し、
かつ、パイロットチャネル（ＣＰ）を介して伝送される
前記伝送すべきデータビットのビット速度よりも大きな
チップ速度を有する周期的な疑似乱数基準符号列（Ｐ
Ｎ）とを生成し、前記チャネルを介して伝送されるベー
スバンド信号が結合されると共に搬送周波数において変
調され、基地局によって移動局へ伝送される無線信号を
形成する、符号分割アクセス無線電話通信のための同期
化方法であって、 移動局において、基地局のパイロットチャネル（ＣＰ）
を介して伝送され、伝播経路を介して移動局に受信され
る前記基準符号列（ＰＮ）に対応すると共に同期する少
なくとも１つの周期的な疑似乱数符号列を選択すること
を特徴とし、さらに、Ｅ〔・〕を所定の積分時間（Ｔ）
において演算される平均値、τを所定の遅延時間、ｓ’
（ｔ）＝ｒ（ｔ）・ｃ（ｔ）が受信ベースバンド信号
（ｒ（ｔ）と試験中の符号列の値（ｃ（ｔ））の積を短
い時間だけ１次積分して得られる信号とした場合に、Ｅ
〔ｓ’（ｔ）・ｓ’*（ｔ−τ）〕およびＥ〔ｓ’
（ｔ）・ｓ’*（ｔ）〕の値を演算し、また、比｜Ｅ
〔ｓ’（ｔ）・ｓ’*（ｔ−τ）〕｜／Ｅ〔ｓ’（ｔ）
・ｓ’*（ｔ）〕を演算することにより多くの可能な符
号列が試験され、上記比が所定のしきい値を越えたとき
に試験中の符号列が選択されることを特徴とする、符号
分割アクセス無線電話通信のための同期化方法。 - 【請求項５】 前記積分時間（Ｔ）の総計が前記基準符
号列の周期と同一のオーダであることを特徴とする請求
項４記載の方法。 - 【請求項６】 前記所定の遅延時間（τ）が前記基準符
号列のチップ速度の逆数と同一オーダであることを特徴
とする請求項１〜５のいずれか１の請求項に記載の方
法。 - 【請求項７】 移動局によって受信した無線信号を復調
することによりベースバンド信号（ｒ（ｔ））を得るた
めに使用される搬送波周波数（ＦＰ）が、符号列を試験
する間に演算される複素量Ｅ〔ｓ（ｔ）・ｓ*（ｔ−
τ）〕の偏角に比例した修正を付与することにより変調
されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１の請
求項に記載の方法。 - 【請求項８】 移動局によって受信した無線信号を復調
することによりベースバンド信号（ｒ（ｔ））を得るた
めに使用される搬送波周波数（ＦＰ）が、符号列を試験
する間に演算される複素量Ｅ〔ｓ’（ｔ）・ｓ’ * （ｔ
−τ）〕の 偏角に比例した修正を付与することにより変
調されることを特徴とする請求項４〜６のいずれか１の
請求項に記載の方法。
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