JPH07111776A - ゼロクロススイッチング回路 - Google Patents
ゼロクロススイッチング回路Info
- Publication number
- JPH07111776A JPH07111776A JP25557493A JP25557493A JPH07111776A JP H07111776 A JPH07111776 A JP H07111776A JP 25557493 A JP25557493 A JP 25557493A JP 25557493 A JP25557493 A JP 25557493A JP H07111776 A JPH07111776 A JP H07111776A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power
- voltage
- circuit
- power supply
- load
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 高価なトランスを使用しないで、0V近辺の
僅かな導通角を利用して電子回路用電源を作成し、電力
効率の良い直流電源と交流電源を得ることができるゼロ
クロススイッチング回路を提供すること。 【構成】負荷に直列に接続されたスイッチング部1の制
御トランジスタQ1により、交流電源の0V近傍で動作
し、全波整流波形から脈流電源VDに変換する変換手段
10を設け、この脈流電源VDを用いて電力制御用のス
イッチング素子トライアックTRACを制御する。この
トライアックのゲートへダイオードブリッジRECを介
してトリガ信号を供給する補助スイッチ素子のサイリス
タSCRへ、交流電源周波数の半周期に同期したトリガ
信号を分割抵抗回路網R5,R6により供給する。さら
にこの脈流電源をセンサ部2などの電子回路へ電源電圧
VDとして供給する。
僅かな導通角を利用して電子回路用電源を作成し、電力
効率の良い直流電源と交流電源を得ることができるゼロ
クロススイッチング回路を提供すること。 【構成】負荷に直列に接続されたスイッチング部1の制
御トランジスタQ1により、交流電源の0V近傍で動作
し、全波整流波形から脈流電源VDに変換する変換手段
10を設け、この脈流電源VDを用いて電力制御用のス
イッチング素子トライアックTRACを制御する。この
トライアックのゲートへダイオードブリッジRECを介
してトリガ信号を供給する補助スイッチ素子のサイリス
タSCRへ、交流電源周波数の半周期に同期したトリガ
信号を分割抵抗回路網R5,R6により供給する。さら
にこの脈流電源をセンサ部2などの電子回路へ電源電圧
VDとして供給する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、白熱灯、蛍光灯および
換気扇等を負荷とする交流電源の電力制御を行うゼロク
ロススイッチング回路に係り、スイッチ素子制御回路、
タイマ機能あるいは温度、圧力センサなどのセンサ回路
を有するゼロクロススイッチング回路に関する。
換気扇等を負荷とする交流電源の電力制御を行うゼロク
ロススイッチング回路に係り、スイッチ素子制御回路、
タイマ機能あるいは温度、圧力センサなどのセンサ回路
を有するゼロクロススイッチング回路に関する。
【0002】
【従来の技術】従来、パワーエレクトロニクス関連で
は、高電圧、高耐圧スイッチ素子が使用され、種々の電
力制御が行われている。スイッチング特性では、ターン
オン、ターンオフなどの特性が考慮され、各種用途に応
じた素子が開発されている。
は、高電圧、高耐圧スイッチ素子が使用され、種々の電
力制御が行われている。スイッチング特性では、ターン
オン、ターンオフなどの特性が考慮され、各種用途に応
じた素子が開発されている。
【0003】電源投入時や転流時には、電圧、電流の変
化分などによる素子への影響などが考慮され、素子のプ
ロセス技術による耐圧向上あるいは外付け回路によるサ
ージ、スパイクなどの除去が行われている。
化分などによる素子への影響などが考慮され、素子のプ
ロセス技術による耐圧向上あるいは外付け回路によるサ
ージ、スパイクなどの除去が行われている。
【0004】また、電波障害によるノイズなどが検討さ
れ、スイッチングによる高周波成分の不要輻射関係を抑
制するため、また、負荷への電力供給を効率的に行うた
め、ゼロクロススイッチング技術などが考案されてい
る。
れ、スイッチングによる高周波成分の不要輻射関係を抑
制するため、また、負荷への電力供給を効率的に行うた
め、ゼロクロススイッチング技術などが考案されてい
る。
【0005】一般にスイッチ素子は、負荷に直列に接続
されるため、電子スイッチの制御用電源を確保するため
には、交流電源の導通角の一部をその電源のために割当
てられ、残りの大半を負荷に供給されることになる。
されるため、電子スイッチの制御用電源を確保するため
には、交流電源の導通角の一部をその電源のために割当
てられ、残りの大半を負荷に供給されることになる。
【0006】電力用スイッチの基本構成は、トライアッ
ク素子、ダイオードブリッジ素子およびSCRが基本素
子である。今、負荷に効率よく電源を供給するには、A
C電源の0V近傍でSCRを導通することによりトライ
アックを導通させて、負荷に供給する所謂ゼロクロスス
イッチ回路が一般的である。
ク素子、ダイオードブリッジ素子およびSCRが基本素
子である。今、負荷に効率よく電源を供給するには、A
C電源の0V近傍でSCRを導通することによりトライ
アックを導通させて、負荷に供給する所謂ゼロクロスス
イッチ回路が一般的である。
【0007】上記の回路を、CR充放電回路または、カ
ウンタ機能を有するICと組み合わせて、SCR素子を
制御し、負荷に電力を供給させることで、電子式タイマ
スイッチを実現できる。
ウンタ機能を有するICと組み合わせて、SCR素子を
制御し、負荷に電力を供給させることで、電子式タイマ
スイッチを実現できる。
【0008】CR放電回路を用いて、タイマ機能を実現
する場合、CRの放電特性は、初期のコンデンサの両端
の電圧をVとするとVEXP(-t/CR)で示される特性とな
る。
する場合、CRの放電特性は、初期のコンデンサの両端
の電圧をVとするとVEXP(-t/CR)で示される特性とな
る。
【0009】このため、時間とともに単調に減少するこ
とから、設定された電圧まで減少した時点で、SCR素
子をオフにすることによりタイマ機能が実現する。
とから、設定された電圧まで減少した時点で、SCR素
子をオフにすることによりタイマ機能が実現する。
【0010】このように、CR時定数回路を監視するた
めの電子回路は、高入力インピーダンス回路でなければ
ならない。このため、電界効果トランジスタを素子とし
て用いるかオペアンプを用いるかの方法が一般に考えら
える。
めの電子回路は、高入力インピーダンス回路でなければ
ならない。このため、電界効果トランジスタを素子とし
て用いるかオペアンプを用いるかの方法が一般に考えら
える。
【0011】前者の場合は、接合型タイプの素子が用い
られるのが一般的である。上記のCR時定数回路の出力
電圧を、FETのゲート(G)とソース(S)間に逆バ
イアスとして加える。放電が進み、印加電圧がFETの
特性ピンチオフ電圧以下になうるとドレイン電流が流れ
始める。このドレイン電流を検出して、CR時定数回路
の両端を短絡させるためのトランジスタを導通させて、
完全に放電させて、スイッチング素子であるSCRのゲ
ート電圧を制御しているトランジスタをオフすることに
より、ゼロクロススイッチング回路をオフにする方法
が、一般的である。但し、この場合、SCRのカソード
とFETのソースが同電位で、CR放電回路のプラス側
に接続され、ゲートが、マイナス側に接続されねばなら
ないため、CR充電のための電源は、トランス等を用い
た別途用意する必要がある。この、一般的なゼロクロス
スイッチング回路を図3に示す。
られるのが一般的である。上記のCR時定数回路の出力
電圧を、FETのゲート(G)とソース(S)間に逆バ
イアスとして加える。放電が進み、印加電圧がFETの
特性ピンチオフ電圧以下になうるとドレイン電流が流れ
始める。このドレイン電流を検出して、CR時定数回路
の両端を短絡させるためのトランジスタを導通させて、
完全に放電させて、スイッチング素子であるSCRのゲ
ート電圧を制御しているトランジスタをオフすることに
より、ゼロクロススイッチング回路をオフにする方法
が、一般的である。但し、この場合、SCRのカソード
とFETのソースが同電位で、CR放電回路のプラス側
に接続され、ゲートが、マイナス側に接続されねばなら
ないため、CR充電のための電源は、トランス等を用い
た別途用意する必要がある。この、一般的なゼロクロス
スイッチング回路を図3に示す。
【0012】交流電源AC100Vには、負荷が接続さ
れ、ノイズフィルタと電力制御素子TRACが接続され
ている。ノイズフィルタL10、C10でノーマルモー
ドとデイファレンシャルモードのノイズを抑制してい
る。
れ、ノイズフィルタと電力制御素子TRACが接続され
ている。ノイズフィルタL10、C10でノーマルモー
ドとデイファレンシャルモードのノイズを抑制してい
る。
【0013】同図において、トライアックTRAC、ダ
イオードブリッジREC、サイリスタSCRおよびトラ
ンジスタQ10がゼロクロススイッチング回路である。
スイッチSW1がオン時、トランジスタQ20がオフと
なり、サイリスタSCRがオンとなり、さらにダイオー
ドブリッジRECを介してトライアックTRACがトリ
ガされ、スイッチSW1がオンして、負荷Lに電力が供
給される。しかし、交流電圧が0V付近になると、サイ
リスタSCRがオフしてトライアックTRACがオフと
なる。この時、ダイオードブリッジRECによって、全
波整流された電圧がR12を介して定電圧ダイオードZ
Dに流れ、Q10がオンする。
イオードブリッジREC、サイリスタSCRおよびトラ
ンジスタQ10がゼロクロススイッチング回路である。
スイッチSW1がオン時、トランジスタQ20がオフと
なり、サイリスタSCRがオンとなり、さらにダイオー
ドブリッジRECを介してトライアックTRACがトリ
ガされ、スイッチSW1がオンして、負荷Lに電力が供
給される。しかし、交流電圧が0V付近になると、サイ
リスタSCRがオフしてトライアックTRACがオフと
なる。この時、ダイオードブリッジRECによって、全
波整流された電圧がR12を介して定電圧ダイオードZ
Dに流れ、Q10がオンする。
【0014】トランジスタQ10がオン状態では、サイ
リスタSCRがオフとなる。しかし、サイリスタSCR
の両端の整流された電圧が、さらに0V近傍に近づく
と、定電圧ダイオードZDに電流が流れなくなり、Q1
0がオフとなる。この時再び、サイリスタSCRがオン
することになる。つまり、交流電圧が0V付近でない
と、サイリスタSCRはオンにならない。
リスタSCRがオフとなる。しかし、サイリスタSCR
の両端の整流された電圧が、さらに0V近傍に近づく
と、定電圧ダイオードZDに電流が流れなくなり、Q1
0がオフとなる。この時再び、サイリスタSCRがオン
することになる。つまり、交流電圧が0V付近でない
と、サイリスタSCRはオンにならない。
【0015】以上、述べたように電源電圧の0Vから数
V近辺で常に負荷に電源が供給されることからゼロクロ
ススイッチング回路と呼ばれている。
V近辺で常に負荷に電源が供給されることからゼロクロ
ススイッチング回路と呼ばれている。
【0016】上述のように、ゼロクロススイッチング回
路は電源電圧の低い時点でスイッチングを行うため、T
RACのオン、オフに伴うノイズがほとんどないこと、
負荷への導通角が大きいため、負荷の種類の制限が無い
という利点があるが、TRACの非対称性から、REC
の出力波形が半サイクル毎に歪を生じるきらいがある。
路は電源電圧の低い時点でスイッチングを行うため、T
RACのオン、オフに伴うノイズがほとんどないこと、
負荷への導通角が大きいため、負荷の種類の制限が無い
という利点があるが、TRACの非対称性から、REC
の出力波形が半サイクル毎に歪を生じるきらいがある。
【0017】また、図3に示すスイッチをCR充放電回
路を利用した。電子スイッチ回路に置き換えることを考
える場合、上述の如くFET素子を用いたCR充放電回
路を利用した電子タイマでは、CR充放電回路の充電用
電源を別途用意しなければならないという問題があっ
た。
路を利用した。電子スイッチ回路に置き換えることを考
える場合、上述の如くFET素子を用いたCR充放電回
路を利用した電子タイマでは、CR充放電回路の充電用
電源を別途用意しなければならないという問題があっ
た。
【0018】さらに、負荷に直列に電流トランスを挿入
し、その2次側に発生する誘導起電力を整流してCR充
放電回路を充電する電源を構成してもよいが、電源トラ
ンスは、一次側のインピーダンスを小さくかつ2次側に
大きな誘導起電力を発生させるため、一次側の巻線は、
太い線を少なく巻き、2次側は巻き数を多くする必要が
あるため、トランス自体の寸法が大きくなり、回路の大
型化を招くばかりでなく磁束密度を高めるため、高透磁
率材を磁心にする必要があるため、コスト面で高価とな
る問題があった。
し、その2次側に発生する誘導起電力を整流してCR充
放電回路を充電する電源を構成してもよいが、電源トラ
ンスは、一次側のインピーダンスを小さくかつ2次側に
大きな誘導起電力を発生させるため、一次側の巻線は、
太い線を少なく巻き、2次側は巻き数を多くする必要が
あるため、トランス自体の寸法が大きくなり、回路の大
型化を招くばかりでなく磁束密度を高めるため、高透磁
率材を磁心にする必要があるため、コスト面で高価とな
る問題があった。
【0019】
【発明が解決しようとする課題】上記の如く、従来の回
路では、交流負荷の電力効率、AC−DC変換の変換効
率あるいは、直流電源の電力効率が劣化するという問題
があるばかりでなくトランスなどを用いた電源回路を構
成すると回路の大型化を招くとともに、高価な磁心材料
を使用しなければならず、コスト高となる問題があっ
た。
路では、交流負荷の電力効率、AC−DC変換の変換効
率あるいは、直流電源の電力効率が劣化するという問題
があるばかりでなくトランスなどを用いた電源回路を構
成すると回路の大型化を招くとともに、高価な磁心材料
を使用しなければならず、コスト高となる問題があっ
た。
【0020】そこで、本発明はこのような問題を鑑み、
高価なトランスを使用しないで、0V近辺の僅かな導通
角を利用して電子回路用電源を作成し、電力効率の良い
直流電源と交流電源を得ることができるゼロクロススイ
ッチング回路を提供することを目的としている。
高価なトランスを使用しないで、0V近辺の僅かな導通
角を利用して電子回路用電源を作成し、電力効率の良い
直流電源と交流電源を得ることができるゼロクロススイ
ッチング回路を提供することを目的としている。
【0021】
【課題を解決するための手段】請求項1記載の本発明に
よるゼロクロススイッチング回路は、交流電源が供給さ
れる交流負荷を備え、該交流負荷への電力供給を制御す
るスイッチ素子を用い、該スイッチ素子と直列に接続さ
れる前記負荷への導通角を拡大した電力制御回路であっ
て、前記負荷と直列に接続され、交流波形から整流出力
を得る全波整流回路と、前記スイッチ素子を制御する補
助スイッチ素子と、前記全波整流電圧の0V近傍で動作
し、全波整流波形から交流電源周波数の半周期に同期し
た脈流を有するDC電圧へ変換する変換手段を備え、前
記補助スイッチ素子の制御端子へ前記脈流電圧と同期し
た制御電圧を供給する脈流電源回路と、前記脈流電源回
路の出力電圧を電源電圧として動作可能な電子回路とを
具備したことを特徴とするものである。
よるゼロクロススイッチング回路は、交流電源が供給さ
れる交流負荷を備え、該交流負荷への電力供給を制御す
るスイッチ素子を用い、該スイッチ素子と直列に接続さ
れる前記負荷への導通角を拡大した電力制御回路であっ
て、前記負荷と直列に接続され、交流波形から整流出力
を得る全波整流回路と、前記スイッチ素子を制御する補
助スイッチ素子と、前記全波整流電圧の0V近傍で動作
し、全波整流波形から交流電源周波数の半周期に同期し
た脈流を有するDC電圧へ変換する変換手段を備え、前
記補助スイッチ素子の制御端子へ前記脈流電圧と同期し
た制御電圧を供給する脈流電源回路と、前記脈流電源回
路の出力電圧を電源電圧として動作可能な電子回路とを
具備したことを特徴とするものである。
【0022】
【作用】本発明によれば、電力効率の良いゼロクロスス
イッチング回路を実現することが可能となるばかりでな
く、AC−DC変換効率の良い電子回路供給用の直流電
源を提供することが可能となる。
イッチング回路を実現することが可能となるばかりでな
く、AC−DC変換効率の良い電子回路供給用の直流電
源を提供することが可能となる。
【0023】
【実施例】以下図1を参照して説明する。
【0024】図1は、本発明によるゼロクロススイッチ
ング回路の一実施例である。
ング回路の一実施例である。
【0025】本発明のゼロクロススイッチング回路は、
スイッチング部1とセンサ部2と電力制御部3とで構成
される。電力制御部1は、スイッチ素子たとえばトライ
アックTRACと、全波整流回路たとえばダイオードブ
リッジ回路RECと、補助スイッチたとえばサイリスタ
SCRで構成される。
スイッチング部1とセンサ部2と電力制御部3とで構成
される。電力制御部1は、スイッチ素子たとえばトライ
アックTRACと、全波整流回路たとえばダイオードブ
リッジ回路RECと、補助スイッチたとえばサイリスタ
SCRで構成される。
【0026】交流負荷への電力供給用のトライアックT
RACが交流負荷Lに接続され、トライアックTRAC
の一端がダイオードブリッジRECの入力端子に接続さ
れている。また、トライアックTRACの制御端子がダ
イオードブリッジRECと抵抗R7に接続されている。
RACが交流負荷Lに接続され、トライアックTRAC
の一端がダイオードブリッジRECの入力端子に接続さ
れている。また、トライアックTRACの制御端子がダ
イオードブリッジRECと抵抗R7に接続されている。
【0027】ダイオードブリッジRECに、サイリスタ
SCRが接続され、サイリスタSCRの導通によりトラ
イアックのゲート端子にトリガ電流が供給される。
SCRが接続され、サイリスタSCRの導通によりトラ
イアックのゲート端子にトリガ電流が供給される。
【0028】ダイオードブリッジRECは、さらに抵抗
回路R1,R2,R3,R4と3段の電流増幅用のトラ
ンジスタQ1,Q2,Q3に接続され、最終段のトラン
ジスタQ3のエミッタは、ダイオードD2を介して充電
用のコンデンサC1に接続されている。これらの抵抗R
1,R2,R3,R4とトランジスタQ1,Q2,Q3
で全波整流波形と図2に示す脈流電源電圧VDの変換手
段を構成する。
回路R1,R2,R3,R4と3段の電流増幅用のトラ
ンジスタQ1,Q2,Q3に接続され、最終段のトラン
ジスタQ3のエミッタは、ダイオードD2を介して充電
用のコンデンサC1に接続されている。これらの抵抗R
1,R2,R3,R4とトランジスタQ1,Q2,Q3
で全波整流波形と図2に示す脈流電源電圧VDの変換手
段を構成する。
【0029】また、変換手段10の出力は、抵抗を介し
てトランジスタのコレクタに接続され、コレクタは、サ
イリスタSCRの制御端子と抵抗R6に接続される。
てトランジスタのコレクタに接続され、コレクタは、サ
イリスタSCRの制御端子と抵抗R6に接続される。
【0030】変換手段10の出力は、センサ部2にも接
続されており、センサ部2の基準電位は、変換手段10
と共通としている。
続されており、センサ部2の基準電位は、変換手段10
と共通としている。
【0031】センサ回路の出力は、トランジスタQ4の
ベースに接続され、スイッチング信号により、サイリス
タSCRのスイッチング動作を制御する前記変換手段1
0とトランジスタQ4でスイッチング部1を構成する。
ベースに接続され、スイッチング信号により、サイリス
タSCRのスイッチング動作を制御する前記変換手段1
0とトランジスタQ4でスイッチング部1を構成する。
【0032】次に図1の動作を図2を用いて説明する。
【0033】商用電源、交流100Vの電源に接続され
た負荷Lに直列にダイオードブリッジRECを接続し、
同RECの整流出力にスイッチング部1を接続する。ダ
イオードブリッジRECの交流端子のもう一方に抵抗R
7を接続し交流電源側に戻っていくように回路を構成し
ている。トライアックTRACのゲートは、抵抗R7と
ダイオードブリッジRECの接続点に接続される。スイ
ッチング部1のサイリスタSCRをオン、オフさせるた
めのトランジスタQ4のベースに接続されている。
た負荷Lに直列にダイオードブリッジRECを接続し、
同RECの整流出力にスイッチング部1を接続する。ダ
イオードブリッジRECの交流端子のもう一方に抵抗R
7を接続し交流電源側に戻っていくように回路を構成し
ている。トライアックTRACのゲートは、抵抗R7と
ダイオードブリッジRECの接続点に接続される。スイ
ッチング部1のサイリスタSCRをオン、オフさせるた
めのトランジスタQ4のベースに接続されている。
【0034】図1の回路において、ダイオードブリッジ
RECの全波整流電源は、トランジスタQ1によって、
図2に示すa,bのM型の電源に変換される。このM型
電源は、次段のトランジスタQ2、Q3によって電流増
幅され電解コンデンサC1に充電される。この、コンデ
ンサC1の両端の電圧は、図3に示すように脈流のまま
としておく。また、この脈流の電源をセンサ回路2の電
源VDとする。センサ回路での出力により、スイッチン
グ部1のトランジスタQ4がオフとなるとサイリスタS
CRのゲート電圧上昇し、電源VDをR5とR6で分割
した電位となる。サイリスタSCRがオンするゲート電
位が図2の脈流のピーク時となるようにR5とR6を設
定すれば、図3から分かるように、ほぼ交流100Vの
ゼロクロスでSCRがオンすることになり、この結果、
交流100Vの電流がRECを経由して、抵抗R7を流
れるので、TRACがオンして、負荷Lが動作すること
になる。すなわち、TRACがゼロクロスでオンして負
荷Lには定格電流が流れることになる。
RECの全波整流電源は、トランジスタQ1によって、
図2に示すa,bのM型の電源に変換される。このM型
電源は、次段のトランジスタQ2、Q3によって電流増
幅され電解コンデンサC1に充電される。この、コンデ
ンサC1の両端の電圧は、図3に示すように脈流のまま
としておく。また、この脈流の電源をセンサ回路2の電
源VDとする。センサ回路での出力により、スイッチン
グ部1のトランジスタQ4がオフとなるとサイリスタS
CRのゲート電圧上昇し、電源VDをR5とR6で分割
した電位となる。サイリスタSCRがオンするゲート電
位が図2の脈流のピーク時となるようにR5とR6を設
定すれば、図3から分かるように、ほぼ交流100Vの
ゼロクロスでSCRがオンすることになり、この結果、
交流100Vの電流がRECを経由して、抵抗R7を流
れるので、TRACがオンして、負荷Lが動作すること
になる。すなわち、TRACがゼロクロスでオンして負
荷Lには定格電流が流れることになる。
【0035】以上述べたようにゼロクロススイッチング
が可能となり、TRACを介して交流電源を常にゼロク
ロスで負荷Lに供給されることになる。一方、センサ回
路内にタイマ機能を設け、トランジスタQ4のベースに
制御信号を供給することにより、SCRを不導通、TR
ACも不導通とし、負荷Lへの電力の供給を遮断するこ
とが可能となる。いわゆるタイマ機能が実現されたこと
になる。
が可能となり、TRACを介して交流電源を常にゼロク
ロスで負荷Lに供給されることになる。一方、センサ回
路内にタイマ機能を設け、トランジスタQ4のベースに
制御信号を供給することにより、SCRを不導通、TR
ACも不導通とし、負荷Lへの電力の供給を遮断するこ
とが可能となる。いわゆるタイマ機能が実現されたこと
になる。
【0036】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、スイ
ッチング素子トリガ用のスイッチ制御回路の電源あるい
はセンサ回路などの電源を交流電源のゼロクロス近辺の
電力から得ることによりコスト的に安価な電源を実現す
ることが可能となるとともに機能的には電力効率が良
く、負荷の種類の制約がなくなり、かつラジオノイズを
抑制することが可能となるという効果となる。
ッチング素子トリガ用のスイッチ制御回路の電源あるい
はセンサ回路などの電源を交流電源のゼロクロス近辺の
電力から得ることによりコスト的に安価な電源を実現す
ることが可能となるとともに機能的には電力効率が良
く、負荷の種類の制約がなくなり、かつラジオノイズを
抑制することが可能となるという効果となる。
【図1】本発明に係るゼロクロススイッチング回路の一
実施例を示す回路図である。
実施例を示す回路図である。
【図2】本発明の脈流電源の電源電圧と全波整流波形を
示す波形図である。
示す波形図である。
【図3】従来のゼロクロススイッチング回路を示す回路
図である。
図である。
1 …スイッチング部 2 …センサ回路 3 …電力制御部 10 …変換手段 Q1 …M型制御トランジスタ Q2 …トランジスタ Q3 …トランジスタ TRAC…トライアック SCR…サイリスタ REC…ダイオードブリッジ回路 C1…電解コンデンサ
Claims (1)
- 【請求項1】交流電源が供給される交流負荷を備え、該
交流負荷への電力供給を制御するスイッチ素子を用い、
該スイッチ素子と直列に接続される前記負荷への導通角
を拡大した電力制御回路であって、 前記負荷と直列に接続され、交流波形から整流出力を得
る全波整流回路と、 前記スイッチ素子を制御する補助スイッチ素子と、前記
全波整流電圧の0V近傍で動作し、全波整流波形から交
流電源周波数の半周期に同期した脈流を有するDC電圧
へ変換する変換手段を備え、前記補助スイッチ素子の制
御端子へ前記脈流電圧と同期した制御電圧を供給する脈
流電源回路と、 前記脈流電源回路の出力電圧を電源電圧として動作可能
な電子回路と、 を具備したことを特徴とするゼロクロススイッチング回
路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25557493A JPH07111776A (ja) | 1993-10-13 | 1993-10-13 | ゼロクロススイッチング回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25557493A JPH07111776A (ja) | 1993-10-13 | 1993-10-13 | ゼロクロススイッチング回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07111776A true JPH07111776A (ja) | 1995-04-25 |
Family
ID=17280613
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP25557493A Pending JPH07111776A (ja) | 1993-10-13 | 1993-10-13 | ゼロクロススイッチング回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH07111776A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1798857A1 (de) * | 2005-12-17 | 2007-06-20 | ABB PATENT GmbH | Elektronikschaltung zum Schalten/Dimmen von Wechselströmen unter Einsatz eines Triacs |
-
1993
- 1993-10-13 JP JP25557493A patent/JPH07111776A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1798857A1 (de) * | 2005-12-17 | 2007-06-20 | ABB PATENT GmbH | Elektronikschaltung zum Schalten/Dimmen von Wechselströmen unter Einsatz eines Triacs |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7120036B2 (en) | Switching-mode power supply having a synchronous rectifier | |
EP0188839A1 (en) | Self-oscillating power-supply circuit | |
KR20040091137A (ko) | 3-단자, 저 전압 펄스 폭 변조 컨트롤러 | |
US6867634B2 (en) | Method for detecting the null current condition in a PWM driven inductor and a relative driving circuit | |
JP2000510676A (ja) | バッテリ充電器 | |
JPH06201738A (ja) | 電流検出回路 | |
JPS6146174A (ja) | 貫流型変換器を使用した電源回路装置 | |
JPH07111776A (ja) | ゼロクロススイッチング回路 | |
JP2003333855A (ja) | 電流検出回路 | |
JPH07231650A (ja) | 昇圧チョッパー回路 | |
JPH09233822A (ja) | Ac−dcコンバータ装置 | |
JPH11308858A (ja) | スイッチングレギュレータ電源回路 | |
JP4289000B2 (ja) | 力率改善回路 | |
JP4212164B2 (ja) | 並列型電源装置 | |
JP2001224166A (ja) | スイッチング電源装置 | |
EP3926806A1 (en) | Current detecting device and power factor correction device | |
JP3183144B2 (ja) | マグネトロン駆動用電源 | |
JP2992531B1 (ja) | リンギングチョ―クコンバ―タ回路 | |
JPH07288981A (ja) | 定電圧装置 | |
JP3281052B2 (ja) | 電源回路 | |
WO2000038305A9 (en) | A synchronous flyback converter | |
JP3061207U (ja) | 電源装置 | |
JPH114578A (ja) | 電圧変換装置 | |
JP4350840B2 (ja) | リンギングチョークコンバータ | |
KR910007048Y1 (ko) | 주스위칭 트랜지스터의 베이스 드라이버회로 |