JPH0693658B2 - 空間伝播光信号の受信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は空間伝播光信号の受信装置に関するものであ
る。

比較的短距離であるならば電気信号を光信号に変え空間
を伝播させて送受信することができる。例えば音楽をヘ
ッドホンで聴く場合、ヘッドホンから音源装置（レコー
ドプレーヤならレコードプレーヤ）までコードを引っ張
る必要があるが、音源装置において電気的な音楽信号を
光信号に変えて空間に放出し、これをヘッドホンで受信
し電気信号に変換して聴くようにすれば、コードを引っ
張る必要はなくなり、ヘッドホンの使い勝手が大変良く
なる。電気信号を光信号に変え空間を伝播させて送受信
することを可能にした場合にその色々な用途への応用例
は、ほかにいくらでも考えることができる。

本発明は、このような意味で意義のある空間伝播光信号
の受信装置に関するものである。

〔従来の技術〕

電気信号を光信号に変えて空間を伝播させた場合に問題
になるのは、光信号が減衰し易いということと、外部光
源からの光が雑音として加わり光信号に妨害を与えるこ
と、である。前者の問題はさておき、ここでは後者の問
題を考える。

一般に、外部光源からの雑音光は電気信号に変換した場
合、直流となるから、雑音により妨害を受けるというこ
とは、信号成分である交流が雑音である直流分の重畳に
より出力飽和を起こし、信号成分（交流）の検出が困難
になることであると云うことができる。

この意味で、入力直流成分による出力の飽和の防止を行
う方法が、特開昭60−117930号公報において提案されて
いるが、それは並列帰還型増幅器出力から増幅器を介し
て直流成分出力を入力に帰還するという方法であった。

空間伝播光信号の受信に際してその他に問題になるの
は、例えば伝播距離が極端に短かったりして過大信号が
受信された場合に、光信号を電気信号に変える光電変換
器の変換出力が飽和してしまう問題であり、これを防ぐ
AGC回路（自動利得制御回路）に関しては、特開昭60−1
44034号公報に記載されているように、帰還抵抗に流れ
る電流をトランジスタにより分流させて防ぐという方法
であった。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上述の特開昭60−117930号公報に記載の従来技術は、増
幅器を介して抵抗器のみをもって直流成分の帰還を行な
っており、帰還量の減少によるノイズの増大ということ
については、考慮されていなかった。

又、特開昭60−144034号公報に記載の従来技術は、トラ
ンジスタによって電流を流すことにより生ずるショット
雑音の増大については考慮されていなかった。

本発明の目的は、S/N比を劣化させること無く、直流入
力成分及び、過大入力信号による飽和の防止を可能とす
る電流／電圧変換回路を備えた空間伝播光信号の受信装
置を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的は、入力直流成分による飽和の防止に関して
は、並列帰還型電流／電圧変換回路出力より検出した、
直流成分を増幅器を介して変換回路入力に帰還する直流
帰還ループにおいて、帰還抵抗と直列に信号周波数帯域
インピーダンス大となるインピーダンス回路を挿入する
ことにより達成される。

又、近距離大信号による飽和の防止に関しては電流／電
圧変換回路の変換抵抗に、並列に大信号入力時のみトラ
ンジスタスイッチにより抵抗器を接続することにより、
変換抵抗を下げることにより達成される。

〔作用〕

入力直流成分による飽和の防止のための直流帰還回路
は、電流／電圧変換回路の出力より、直流成分を検出
し、増幅器にて直流利得を得た後、信号周波数帯域でイ
ンピーダンス大となるインピーダンス回路を介して、直
流成分を帰還することにより、信号周波数帯域での帰還
量の低下が無く、直流帰還が行なえる。従ってS/N比の
劣化無しに直流成分入力による飽和を防止することがで
きる。

又、信号飽和の防止回路は、電流／電圧変換回路の帰還
抵抗に、大信号入力時のみトランジスタスイッチによ
り、抵抗を並列に挿入し、帰還抵抗の抵抗値を下げる。
従ってS/N比の悪化すること無く、過大信号による飽和
を抑止することができる。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を、第１図により説明する。本
実施例においては、入力信号の周波数帯域は、f₁〜f₂で
あると仮定する。

第１図において、１はホトディテクタ、２は演算増幅
器、３は抵抗器であり、ホトディテクタ１は、演算増幅
器２の反転入力に接続されている。抵抗器３は演算増幅
器２の反転入力及び出力に接続され、ホトディテクタ
１、演算増幅器２、抵抗器３の全体で一般的な電流／電
圧変換回路を構成する。

またこの電流／電圧変換回路は、抵抗器３を帰還抵抗と
する反転増幅器でもあるので、以後、反転増幅器と呼ぶ
こともある。

４はそのカットオフ周波数fcが、fc≪f₁を満たす直流検
出回路であり、その入力は演算増幅器２の出力に接続さ
れている。５は演算増幅器であり、正相入力は直流検出
回路４、反転入力はアースに接続される。６はインピー
ダンス回路である。

インピーダンス回路６は、そのインピーダンスZ₇がf₁≦
ｆ≦f₂なる範囲の周波数ｆにおいて、R₃≪|Z₇|であり、
ｆ≦f₁なる範囲の周波数ｆにおいて、R₃≧|Z₇|を満たす
２端子網回路であり、その入力は演算増幅器５に接続さ
れている。又、インピーダンス回路６の出力は、演算増
幅器２の反転入力に接続される。すなわちインピーダン
ス回路６の出力は、一般的な電流／電圧変換回路の入力
に接続されることになる。

このような回路において、周波数帯域f₁〜f₂の信号が入
力されたホトディテクタ１において光電変換された場
合、演算増幅器２の出力は、アース電位を中心に振られ
ることになる。又、この時、直流検出回路４の出力は０
となる。

なお、周波数帯域f₁〜f₂の信号は、反転増幅器２の出力
側に接続した図示せざる信号周波数帯域フィルタ（周波
数帯域f₁〜f₂の信号を通過させる）を介して取り出すも
のである。

次に演算増幅器５により、直流検出回路４とアース電位
との差分が増幅される。この演算増幅器５の出力から、
インピーダンス回路６を通して電流／電圧変換回路の入
力側に直流帰還がかけられる。このインピーダンス回路
６は前述したように信号周波数帯域以下の直流成分に対
しては、抵抗器３より小さいインピーダンス値をとるた
め、直流帰還ループを構成する。しかし信号周波数帯域
においては、抵抗器３に比して十分に大きいインピーダ
ンス値を取る。従って、ホトディテクタ１より入力され
た信号（交流信号）は、何ら影響を受けること無く、演
算増幅器2,抵抗器３より成る反転増幅器により電流／電
圧変換される。又、同じ理由により、演算増幅器2,抵抗
器３よりなる電流／電圧変換回路の、信号周波数帯域に
おける帰還率減少はない。

こうして、電流／電圧変換回路出力の直流成分電圧は、
演算増幅器５で利得が得られるため基準電位であるアー
ス電位で安定させられる。

次に、光空間伝送に特有な、雑音直流成分の存在する場
合について説明する。空間中には、蛍光灯光、太陽光、
白熱電灯光等の雑音源が存在するが、このうち太陽光や
白熱電灯光は多くの直流成分を含む。このような雑音直
流成分が、f₁〜f₂の周波数帯域をもつ信号と同時に入力
された場合、雑音直流成分による入力電流をi_DCとお
き、抵抗器３の抵抗値Rfとおけば、演算増幅器２の出力
は、（−i_DC×Rf）を中心に振られることになる。特
に、雑音源が強なる時、演算増幅器２の負側電源電圧を
V_EEとすれば、（−i_DC×Rf）＜V_EEとなり、演算増幅器
２、抵抗器３からなる一般的な電流／電圧変換回路は、
飽和することになる。

この時、直流検出回路４の出力は（−i_DC×Rf）とな
る。直流検出回路４の出力（−i_DC×Rf）と基準電位0V
の差分は演算増幅器５において増幅される。この演算増
幅器５の出力によりインピーダンス回路６を通して直流
帰還がかけられ、電流／電圧変換回路の出力の直流成分
電圧は0Vに安定させられる。この時、周波数帯域f₁〜f₂
の信号は雑音直流成分を含まない場合と同じ原理によ
り、何ら影響を受けることはない。これは電流／電圧変
換回路の帰還率についても同様である。

以上、本実施例によれば、信号に影響を与えること無
く、又、電流／電圧変換回路の帰還量を減少させてノイ
ズは増加させること無く、直流帰還を行ない、太陽光、
白熱電灯光等の雑音直流成分による飽和を抑止すること
が可能である。

次に、本発明の別の実施例を第２図において説明する。
本実施例においても、入力信号周波数帯域は、f₁〜f₂で
あると仮定する。

第２図において、V_CCは電源、１はホトディテクタ、２
は演算増幅器、３は抵抗器、４は直流検出回路、５は演
算増幅器、６はインピーダンス回路であり、前実施例と
同様に接続され、前実施例と同じ、直流帰還回路を含ん
だ、電流／電圧変換回路を構成している。

７は信号周波数帯域フィルタである。信号周波数帯域フ
ィルタ７は、周波数範囲f₁〜f₂を通過域とするバンドパ
スフィルタにより構成されている。８は交流信号レベル
を検出するレベル検出回路である。信号帯域フィルタ７
の出力は、レベル検出回路８の入力に接続される。９は
スイッチング用トランジスタであり、10は抵抗器であ
る。トランジスタ９は、そのエミッタは増幅器２の反転
入力に、ベースはレベル検出回路８の出力に、コレクタ
は抵抗器10に接続される。なお抵抗器10の他端は、演算
増幅器２の出力に接続されている。

このような回路において光空間伝送が行なわれる場合に
ついて説明する。光空間伝送においては、発光装置と受
光装置間の伝送距離は、任意に取られ、受光強度は、伝
送距離の２乗に反比例するため受信される信号レベルの
強度の違いは大きい。一例として、伝送範囲は一般家庭
内のような限定された空間と考え、その伝送距離は、10
cmから10m程度の範囲とする。この時、伝送距離10cmで
の受光強度は、伝送距離10mでの受光強度の10,000倍ま
でになる。

ここでホトディテクタ１の出力電流を抵抗器３と演算増
幅器２からなる一般的な電流／電圧変換器により電流／
電圧変換した時の出力電圧レベルが伝送距離10mで10mV
であったと仮定すれば、伝送距離10cmでは出力電圧レベ
ルは単純計算すると100Vとなり飽和が起きる。

ここで伝送距離10mでf₁〜f₂の周波数帯域を持つ小信号
が本実施例による回路に入力された場合、演算増幅器２
の出力は、信号周波数帯域フィルタ７により、ノイズ成
分をカットされ、レベル検出回路８により信号レベルが
検出される。この検出された信号レベルは十分小さく、
スイッチング用トランジスタ９はOFFされるため、信号
及びノイズレベルは、影響を受けない。

次に伝送距離10cmでの大信号が本実施例による回路に入
力された場合について説明する。信号は小信号入力時と
同様に信号レベル検出される。信号レベル検出回路８に
より検出される電圧は十分高く、スイッチング用トラン
ジスタ９はONされ抵抗器10は、抵抗器３に並列に接続さ
れ、抵抗器３及び演算増幅器２からなる一般的な電流／
電圧変換回路の、変換抵抗３の値を下げ、電流／電圧変
換回路の出力を減少させる。

また、直流検出回路４、演算増幅器５、インピーダンス
回路６は、前実施例と同様の作用をもたらすとともに、
スイッチング用トランジスタ９のエミッタより入力され
る直流電流による影響を除去する。

以上、本実施例によれば、S/N比の劣化無く、過大信号
及び雑音直流成分による飽和が防止される。電流／電圧
変換回路を構成することができる。

次に第３図により、前実施例の主要部の具体化した回路
例について説明する。第３図は前実施例における直流検
出回路４及び、インピーダンス回路６を具体化したもの
である。他構成については前実施例とすべて同じであ
る。この回路に中心周波数2.16MHz,帯域2.16MHz±1MHz
の信号が入力されたとする。この時、直流検出回路４
は、抵抗器11、コンデンサ12によりカットオフ周波数を
50KHz以下程度とすることで直流検出を行なえる。

インピーダンス回路７は、並列に接続されたインダクタ
ンス14とコンデンサ15に抵抗器13が直列に接続された回
路により構成される。そしてインダクタンス14とコンデ
ンサ15の共振周波数を2.16MHzに取り、回路のＱを十分
高くすることによりインピーダンス回路６は、1.16MHz
〜3.16MHzで高インピーダンスを取り直流に対しては、
抵抗器13により決定されるインピーダンスを取ることが
できる。又、信号周波数帯域フィルタ７は、カットオフ
周波数1.16MHz,3.16MHzのバンドパスフィルタにより具
体化される。

以上、前実施例は、単純な回路により具体化可能である
ことを示した。

次に、演算増幅器２をディスクリート構成を取り、高S/
N比で単一電源動作を可能とした構成とした場合の実施
例を第４図において説明する。16〜18はトランジスタ、
19〜21は抵抗器であり、16〜21は演算増幅器２を構成
し、抵抗器３とともに高S/N比、単一電源動作可能の電
流／電圧変換回路を構成している。又、本実施例におい
ては演算増幅器５の反転入力は、基準電圧22に接続され
ている。他部分に関しては、先に述べた実施例の第２図
と同じである。

このような、ディスクリート構成の演算増幅器２による
電流／電圧変換器は、演算増幅器２のダイナミックレン
ジが小さいため、雑音直流成分による演算増幅器２の直
流出力電圧の低下が生ずると、雑音直流成分による飽和
は容易に生じ、又ダイナミックレンジの低下は重大なも
のとなる。又、直流出力電圧の低下は、トランジスタ17
の電圧増幅率を低下させ、演算増幅器２のオープンルー
プゲインを減少させてしまう。

本実施例では、ノイズ増加の無い直流帰還回路が演算増
幅器２の直流出力電圧を一定に保つため、高S/N比を損
わずに以上述べた問題点を解決することが可能である。
又、本実施例では、ノイズ増加なくAGC（自動利得制
御）がかけられており、ダイナミックレンジの小ささは
補なうことが可能である。

以上、本実施例によれば、直流雑音成分及び、過大入力
信号による飽和の抑止が可能な、単一電源動作の高S/N
比の電流／電圧変換回路を構成することが可能である。

次に、本発明のCD（コンパクトディスク）プレーヤーに
適用した例を、第５図を用いて説明する。

第５図において23はデジタル信号伝送回路24を組み込ん
だCDプレーヤーを示したものであり、25はディスク、26
は光学式ピックアップ、27はプリアンプ・サーボ回路、
29はデジタル信号処理回路、48はD/A変換器、L,RはＬチ
ャンネル,Rチャンネルオーディオ信号、28はCDプレーヤ
ーのシステム制御回路である。24はデジタル信号伝送回
路を示したものであり、30はエッジ信号発生回路、V_CC
は電源、31は発光素子、32はトランジスタ、33は抵抗器
である。

又、34は受信回路であり、１はホトディテクタ、35は電
流／電圧変換回路、36は信号周波数帯域フィルタ、37は
増幅器、38はデータスライス回路である。39は比較器、
40,41はインバータ、42は低域フィルタ、43は基準電
圧、44は演算増幅器であり、39〜44はデータスライス回
路を構成する。45はEFM信号再生回路、46はデジタル信
号処理回路、47はD/A変換回路であり、L,RはＬチャンネ
ル,Rチャンネルオーディオ信号である。

ディスク25から、ピックアップ26により再生された信号
はプリアンプ・サーボ回路27においてデジタル信号に波
形整形され、デジタル信号伝送回路24及びデジタル信号
処理回路29へ送られる。このデジタル信号は、EFM信号
と呼ばれ、伝送レート1/T（bit/sec）に対し“1"レベレ
又は“0"レベルの継続時間は3T〜11Tとなっている。
又、プリアンプ・サーボ回路27は、同時にピックアップ
26の制御を行なう。デジタル信号処理回路29に送られた
信号は、ここでデジタル処理を施され、D/A変換器48に
送られる。D/A変換器48では入力デジタル信号をアナロ
グ信号に変換し、Ｌチャンネル,Rチャンネルオーディオ
信号を再生する。

デジタル信号伝送回路24では、まずエッジ信号発生回路
29で、入力されたEFM信号に対し、信号の立ち上がりエ
ッジ、及び立ち下がりエッジにおいて継続時間Ｔの“1"
レベルのパルスが発生される。このエッジ信号は、発光
素子31,トランジスタ32,抵抗器33からなる発光回路によ
り、空間伝送される。

受信回路34では、伝送された信号はホトディテクタ１に
より電流信号として検出される。この検出された信号
は、伝送される空間に存在する雑音直流成分を含み、又
伝送距離の変動による著しい信号レベルの変動がある。
この信号は本発明による、信号周波数帯域フィルタ36を
ともなう電流／電圧変換回路35により、直流帰還及びAG
Cがかけられ、雑音直流成分、過大信号による飽和無く
電圧に変換される。

データスライス回路38は、比較器39により、可変スライ
スレベルに従って波形成形されデジタル信号に変換され
る。可変スライスレベルは以下の様に作成される。

比較器39の出力は、インバータ40,41よりなるバッファ
ーを通して、低域フィルタ42に入力され、直流成分の検
出により、デジタル信号のデューティー比が検出され
る。検出されたデューティー比を与える電圧と、基準電
圧43との差分が増幅され可変スライスレベルを与える。
こうして出力信号のデューティー比が上がればスライス
レベルが上がり、出力信号のデューティー比が下がれ
ば、スライスレベルが下がることにより、可変スライス
レベルは、常に比較器39の出力信号のデューティー比を
一定にするように与えられる。

本実施例で入力される信号はEFM信号のエッジ信号であ
る。EFM信号においては、“1"レベルと“0"レベルの生
起確率は50％であり、3T〜11Tの長さの信号の生起確率
は、継続時間に逆比例していると考えると、エッジ信号
の“1"レベルの生起確率は、 すなわちエッジ信号のデューティー比は19.5％であり、
インバータ41の出力レベルが5Vである。従って基準電圧
V_Rは、V_R＝（19.5/100）×５（Ｖ）とすれば、比較器39
の入力レベルの変化に従って、スライスレベルは常にデ
ューティー比が19.5％に保たれるように変化する。

本実施例においては、データスライス回路38は、本発明
による電流／電圧変換回路35のAGC動作を補ない、電流
／電圧変換回路35のレベル変化の残る出力信号の波形整
形を行ない、デジタル信号に変換する。デジタル信号に
変換された信号は、EFM信号再生回路45に入力され、エ
ッジ信号からEFM信号に変換された後、デジタル信号処
理回路46によりデジタル処理を行なわれ、D/A変換器47
に入力されアナログ信号に変換されて、Ｌチャンネルオ
ーディオ信号（Ｌ）、Ｒチャンネルオーディオ信号
（Ｒ）が再生される。

以上、本実施例によればCDプレーヤーからの再生信号を
光により空間伝送し、受信してオーディオ信号の再生を
行なうことができる。

〔発明の効果〕

以上、本発明によれば、ノイズの増加すること無しに、
雑音直流成分及び過大入力による電流／電圧変換回路の
飽和を抑止できるので、高S/N比の、光空間伝送に適し
た、電流／電圧変換回路を構成できるという効果があ
る。

また、本発明による直流帰還回路の、従来技術による方
法に対するノイズレベルの少なさについて、第６図によ
り説明する。

直流帰還回路を含まないノイズレベルが第６図Ａのレベ
ルであると仮定する。この時、電流／電圧変換回路の抵
抗器３の1/10に直流帰還抵抗を設定した場合、抵抗器の
みにより直流帰還をかけた従来技術によれば、帰還率が
1/10に減ることにより、ノイズレベルは第６図Ｂのよう
に10倍に増加する。それに対し本発明によるインピーダ
ンス回路を含んだ直流帰還回路の場合は、第６図Ｃのよ
うに信号周波数帯域では、帰還をかけない場合とほぼ同
じレベルとなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は本発
明の他の一実施例を示す回路図、第３図は本発明の一実
施例の具体的回路例を示す回路図、第４図は同様に他の
部分の具体的回路例を示す回路図、第５図は本発明の応
用例を示すブロック図、第６図は本発明の効果を示す特
性図、である。 符号の説明 ４……直流検出回路、６……インピーダンス回路、７…
…信号周波数帯域フィルタ、８……レベル検出回路、38
……データスライス回路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】空間を伝播する光信号を入力され交流電流
   の電気信号に変換して出力する光電変換素子と、該変換
   素子からの前記交流電流の電気信号を入力され電圧形式
   の電気信号に変換して出力する電流／電圧変換器として
   の反転増幅器と、該反転増幅器からの出力電圧である電
   気信号を取り込み、f₁≦ｆ≦f₂（但しf,f₁,f₂はそれぞ
   れ実数でf₁＞０）なる関係を満たす周波数帯域ｆの電気
   信号を通過させて出力する信号周波数帯域フィルタと、
   から成る空間伝播光信号の受信装置において、 前記反転増幅器からの電圧形式の電気信号からそこに含
   まれる直流分を検出する直流分検出回路と、該直流分検
   出回路により検出された直流分を前記電気信号の周波数
   帯域ｆにおいて高インピーダンスを呈するインピーダン
   ス回路を通して前記反転増幅器の入力側へ帰還する帰還
   回路と、を設けたことを特徴とする空間伝播光信号の受
   信装置。
2. 【請求項２】特許請求の範囲第１項記載の空間伝播光信
   号の受信装置において、前記反転増幅器からの電圧形式
   の電気信号から交流成分を取り出しそのレベルを検出す
   る交流レベル検出回路と、該レベル検出回路により検出
   されたレベルに従って前記反転増幅器を構成している帰
   還抵抗の抵抗値を可変させる抵抗値可変回路と、を具備
   したことを特徴とする空間伝播光信号の受信装置。