JPH0683284B2 - モデム - Google Patents
モデムInfo
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- JPH0683284B2 JPH0683284B2 JP1270495A JP27049589A JPH0683284B2 JP H0683284 B2 JPH0683284 B2 JP H0683284B2 JP 1270495 A JP1270495 A JP 1270495A JP 27049589 A JP27049589 A JP 27049589A JP H0683284 B2 JPH0683284 B2 JP H0683284B2
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- JP
- Japan
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- bits
- constellation
- modem
- point
- sequence
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- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
- H04L27/3416—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes
- H04L27/3427—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation
- H04L27/3433—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation using an underlying square constellation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 本発明は多周波式モデムに関し、具体的にはトレリス・
コード化変調を利用した多周波式モデムに関するもので
ある。
コード化変調を利用した多周波式モデムに関するもので
ある。
B.従来技術及びその課題 電話回線を介して送られる信号はアナログ信号であるた
め、ディジタル・データの伝送には、変復調装置すなわ
ちモデムを使用しなくてはならない。電子技術の分野で
使用される集積技術の発展の結果、現在のモデムはマイ
クロプロセッサを備えている。このマイクロプロセッサ
は、精巧な信号処理アルゴリズムを使用し、そのため1
9,200bpsのビット伝送速度が実現できる。
め、ディジタル・データの伝送には、変復調装置すなわ
ちモデムを使用しなくてはならない。電子技術の分野で
使用される集積技術の発展の結果、現在のモデムはマイ
クロプロセッサを備えている。このマイクロプロセッサ
は、精巧な信号処理アルゴリズムを使用し、そのため1
9,200bpsのビット伝送速度が実現できる。
しかし、そのような伝送速度は精巧なエラー検出技術を
利用した場合にのみ、高い信頼性で実現できる。したが
って、信号の劣化を招く摂動の効果を克服するために、
伝送される情報に一定量の冗長性を導入して、発生した
エラーを受信端で検出し、できれば訂正することができ
るようにする。これらの技術のうちもっとも効率的なも
のは、トレリス・コード化変調(TCM)と呼ばれる。
利用した場合にのみ、高い信頼性で実現できる。したが
って、信号の劣化を招く摂動の効果を克服するために、
伝送される情報に一定量の冗長性を導入して、発生した
エラーを受信端で検出し、できれば訂正することができ
るようにする。これらの技術のうちもっとも効率的なも
のは、トレリス・コード化変調(TCM)と呼ばれる。
従来技術以外に、一部のモデムは最新の信号処理マイク
ロプロセッサの演算能力を活用して、データを並列に伝
送することができる。このようなシステムでは、米国特
許出願第4679227号明細書に記述されているように、0
ないし3600Hzにわたる回線の有用な周波数帯域が、サブ
チャネルと呼ばれるいくつかの独立した帯域に分けられ
る。伝送される2進データはサブチャネル間に分配さ
れ、個々のサブチャネルに対応する各種周波数で回線の
特性に依存する速度で送られる。したがって、できるだ
け高い伝送速度に近い伝送速度が実現され、同時に電話
回線で通常見られる若干のびずみも効果的に対処され
る。
ロプロセッサの演算能力を活用して、データを並列に伝
送することができる。このようなシステムでは、米国特
許出願第4679227号明細書に記述されているように、0
ないし3600Hzにわたる回線の有用な周波数帯域が、サブ
チャネルと呼ばれるいくつかの独立した帯域に分けられ
る。伝送される2進データはサブチャネル間に分配さ
れ、個々のサブチャネルに対応する各種周波数で回線の
特性に依存する速度で送られる。したがって、できるだ
け高い伝送速度に近い伝送速度が実現され、同時に電話
回線で通常見られる若干のびずみも効果的に対処され
る。
多周波データ伝送が使用されるようなモデムの性能を高
め、特にモデムの伝送エラーの防止を徹底させるため
に、本発明では、信号対ノイズ比が3ないし6dBだけ減
少するとしても、従来のモデムの性能に匹敵する性能を
実現することができる、TCM技術を利用する。残念なが
ら、多周波コード化にTCMを直接適用するには、大量の
演算が必要であり、リアルタイム演算には適さない。
め、特にモデムの伝送エラーの防止を徹底させるため
に、本発明では、信号対ノイズ比が3ないし6dBだけ減
少するとしても、従来のモデムの性能に匹敵する性能を
実現することができる、TCM技術を利用する。残念なが
ら、多周波コード化にTCMを直接適用するには、大量の
演算が必要であり、リアルタイム演算には適さない。
したがって、本発明の目的は、コード化及び復号動作を
大幅に単純化できるTCMアルゴリズムを利用する、多周
波式モデムを提供することにある。この方法では、単一
のトレリスを使用して異なるサイズの多数の配置(cons
tellation)を同時にコード化する。復号動作中に、メ
トリックスが重み付けされて、ビタビ・アルゴリズムを
適用する前に、配置の変更によって生じる距離の変化を
訂正することができる。したがって、従来のタイプのTC
Mコード化で必要とされるのに匹敵する複雑度を維持
し、したがってリアルタイム動作に関連する時間要件を
満足することが可能となる。
大幅に単純化できるTCMアルゴリズムを利用する、多周
波式モデムを提供することにある。この方法では、単一
のトレリスを使用して異なるサイズの多数の配置(cons
tellation)を同時にコード化する。復号動作中に、メ
トリックスが重み付けされて、ビタビ・アルゴリズムを
適用する前に、配置の変更によって生じる距離の変化を
訂正することができる。したがって、従来のタイプのTC
Mコード化で必要とされるのに匹敵する複雑度を維持
し、したがってリアルタイム動作に関連する時間要件を
満足することが可能となる。
C.課題を解決するための手段 上記目的は、TCM技術を利用し、データ端末装置(DTE)
との間で送受される直列ビット列がビット・グループに
分割されるという、多周波式モデムを提供することによ
って達成される。各ビット・グループのビット数mは、
電話回線帯域幅のそのmビットのグループに関連するサ
ブチャネルkの特性によって決まる。モデムの伝送部
は、次のような手段を含む。
との間で送受される直列ビット列がビット・グループに
分割されるという、多周波式モデムを提供することによ
って達成される。各ビット・グループのビット数mは、
電話回線帯域幅のそのmビットのグループに関連するサ
ブチャネルkの特性によって決まる。モデムの伝送部
は、次のような手段を含む。
・各グループ内のmビットに応答してm+1ビットを供
給するコード化手段。
給するコード化手段。
・各サブチャネルkに関連するm+1ビットに応答して
2m+1個のシンボルの信号点配置から選択された複素シン
ボルX(k)を供給する変換手段。
2m+1個のシンボルの信号点配置から選択された複素シン
ボルX(k)を供給する変換手段。
・時間定義域内で複素シンボルX(k)のシーケンスの
離散的逆フーリエ変換によって得られるディジタル・サ
ンプルのシーケンスを供給する第1の変換手段。
離散的逆フーリエ変換によって得られるディジタル・サ
ンプルのシーケンスを供給する第1の変換手段。
・ディジタル・サンプルを、電話回線を介して送信すべ
きアナログ信号に変換するディジタル/アナログ変換
器。
きアナログ信号に変換するディジタル/アナログ変換
器。
モデムの受信部は、次のような手段を含む。
・時間定義域内で電話回線から受信したアナログ信号か
ら誘導されるディジタル・サンプル・シーケンスを供給
するアナログ/ディジタル変換器。
ら誘導されるディジタル・サンプル・シーケンスを供給
するアナログ/ディジタル変換器。
・周波数定義域でディジタル・サンプル・シーケンスの
離散的フーリエ変換によって得られる複素シンボルY
(k)のシーケンスを供給する第2の変換手段。
離散的フーリエ変換によって得られる複素シンボルY
(k)のシーケンスを供給する第2の変換手段。
・各シンボルY(k)に応答してmビット・グループを
供給するビタビ復号手段。
供給するビタビ復号手段。
以下、本発明の作用を実施例と共に説明する。
D.実施例 第1図には、本発明を実施するモデムが示されている。
DTE10からのディジタル・データは、まずコーダ12によ
ってコード化されて周波数帯域を構成するサブチャネル
0、1、...、N−1に関連する複素数のシーケンスX
(0)、...、X(k)をもたらし、シリアライザ/デ
シリアライザ14に直列にロードされる。離散的逆フーリ
エ変換(TFDI)を使用して、複素数のシーケンスX
(0)、...、X(N−1)がブロック16で時間定義域
におけるサンプル・シーケンスx(0)、...、x
(n)に変換され、それがシリアライザ/デシリアライ
ザ18にロードされて、ディジタル/アナログ変換器(DA
C)20に直列に供給される。生成されたアナログ信号が
次に電話回線22を介して送られる。
DTE10からのディジタル・データは、まずコーダ12によ
ってコード化されて周波数帯域を構成するサブチャネル
0、1、...、N−1に関連する複素数のシーケンスX
(0)、...、X(k)をもたらし、シリアライザ/デ
シリアライザ14に直列にロードされる。離散的逆フーリ
エ変換(TFDI)を使用して、複素数のシーケンスX
(0)、...、X(N−1)がブロック16で時間定義域
におけるサンプル・シーケンスx(0)、...、x
(n)に変換され、それがシリアライザ/デシリアライ
ザ18にロードされて、ディジタル/アナログ変換器(DA
C)20に直列に供給される。生成されたアナログ信号が
次に電話回線22を介して送られる。
電話回線22から受信したアナログ信号は、まずアナログ
/ディジタル変換器(ADC)24でディジタル・サンプル
y(0)、...、y(n)に変換される。次にこれらの
サンプルはシリアライザ/デシリアライザ26にロードさ
れる。このシリアライザ/デシリアライザ26は、ディジ
タル・シーケンスx(0)、...、x(n)をブロック2
8に供給する。ブロック28では、その離散的フーリエ変
換(TFD)が計算される。生成された複素数シーケンス
はシリアライザ/デシリアライザ30によって直列にデコ
ーダ32に供給され、2進データ・シーケンスと共にDTE3
4に提供される。
/ディジタル変換器(ADC)24でディジタル・サンプル
y(0)、...、y(n)に変換される。次にこれらの
サンプルはシリアライザ/デシリアライザ26にロードさ
れる。このシリアライザ/デシリアライザ26は、ディジ
タル・シーケンスx(0)、...、x(n)をブロック2
8に供給する。ブロック28では、その離散的フーリエ変
換(TFD)が計算される。生成された複素数シーケンス
はシリアライザ/デシリアライザ30によって直列にデコ
ーダ32に供給され、2進データ・シーケンスと共にDTE3
4に提供される。
第1図の多周波式モデムの主要機能について以下に概説
する。
する。
2進データのコード化 コード化ブロック12の機能は、2進データをTFDIが扱う
ことのできる信号に変換することにある。ビット連鎖
は、回線の周波数帯域が分割されて入るk個のサブチャ
ネルに対応するk個の並置されたビット・グループに分
割される。0ないし3600Hzの公称周波数帯域を想定する
と、1つのサブチャネル当たり約7Hzの帯域幅に対応す
る512本のサブチャネルが使用できる。実際には、もっ
と多数のサブチャネルを使用して最高度のビット伝送速
度を実現することもできるが、このタイプのモデムに固
有のバッチもしくはシーケンス処理では、データを処理
中に記憶しなくてはならない。したがって実際には、利
用可能なサブチャネルの数がすぐに制限されることにな
る。シーケンスの長さを延ばしすぎると、情報交換が行
なわれるときにシステム全体の動作に害を及ぼす、遅延
が生じる。
ことのできる信号に変換することにある。ビット連鎖
は、回線の周波数帯域が分割されて入るk個のサブチャ
ネルに対応するk個の並置されたビット・グループに分
割される。0ないし3600Hzの公称周波数帯域を想定する
と、1つのサブチャネル当たり約7Hzの帯域幅に対応す
る512本のサブチャネルが使用できる。実際には、もっ
と多数のサブチャネルを使用して最高度のビット伝送速
度を実現することもできるが、このタイプのモデムに固
有のバッチもしくはシーケンス処理では、データを処理
中に記憶しなくてはならない。したがって実際には、利
用可能なサブチャネルの数がすぐに制限されることにな
る。シーケンスの長さを延ばしすぎると、情報交換が行
なわれるときにシステム全体の動作に害を及ぼす、遅延
が生じる。
サブチャネルを介してエラーなしで送信することのでき
るビット数は、サブチャネルの転送機能によって決ま
る。従来の電話回線では、その範囲のもっとも高い周波
数ともっとも低い周波数は正確には伝送されない。した
がって、周波数帯域のどちらの端部にもビットは割り当
てられない。すなわち、その周波数帯域の最初の25ない
し30本のサブチャネル及び最後の25ないし30本のサブチ
ャネルは使用されない。ただし、良好な信号対ノイズ比
を示すサブチャネルでは、最高9ビットまで送信可能で
ある。したがって、サブチャネル当たりのビット数は2
ないし9となる。コーダ12はDTEからのビット連鎖を2
次元信号点配置を用いて複素数X(0)、...、X(N
−1)に変換する。信号点配置は、サブチャネルkに割
り当てられているビット数mに応じて異なる。後でみる
ように、この場合はTCM型のコード化を使用するので、
mビットを伝送できるサブチャネルは2m+1個のシンボル
の信号点配置に対応する。信号点配置は一度だけ定義さ
れ、モデムの送受信部に知らされる。すべての信号点配
置は同じ平均出力を持つので、シンボル内間隔だけが信
号点配置ごとに異なる。信号点配置をコード化するため
の技術は、A.GershoとV.Lawrenceの論文「音声帯域デー
タ伝送のための多次元信号点配置(Multidimensional S
ignal Constellations for Voice-Band Data Transmiss
ion)」、IEEE Journal of Selected Area in Communic
ations、Vol.SAC−2、No.5(1984年)に記載されてい
る。
るビット数は、サブチャネルの転送機能によって決ま
る。従来の電話回線では、その範囲のもっとも高い周波
数ともっとも低い周波数は正確には伝送されない。した
がって、周波数帯域のどちらの端部にもビットは割り当
てられない。すなわち、その周波数帯域の最初の25ない
し30本のサブチャネル及び最後の25ないし30本のサブチ
ャネルは使用されない。ただし、良好な信号対ノイズ比
を示すサブチャネルでは、最高9ビットまで送信可能で
ある。したがって、サブチャネル当たりのビット数は2
ないし9となる。コーダ12はDTEからのビット連鎖を2
次元信号点配置を用いて複素数X(0)、...、X(N
−1)に変換する。信号点配置は、サブチャネルkに割
り当てられているビット数mに応じて異なる。後でみる
ように、この場合はTCM型のコード化を使用するので、
mビットを伝送できるサブチャネルは2m+1個のシンボル
の信号点配置に対応する。信号点配置は一度だけ定義さ
れ、モデムの送受信部に知らされる。すべての信号点配
置は同じ平均出力を持つので、シンボル内間隔だけが信
号点配置ごとに異なる。信号点配置をコード化するため
の技術は、A.GershoとV.Lawrenceの論文「音声帯域デー
タ伝送のための多次元信号点配置(Multidimensional S
ignal Constellations for Voice-Band Data Transmiss
ion)」、IEEE Journal of Selected Area in Communic
ations、Vol.SAC−2、No.5(1984年)に記載されてい
る。
離散的逆フーリエ変換(TFDI) コーダの出力部における複素数シーケンスX(0),X
(1)、...、X(N−1)はブロックTFDI内で、次式
に従って時間定義域内のシーケンスに変換される。
(1)、...、X(N−1)はブロックTFDI内で、次式
に従って時間定義域内のシーケンスに変換される。
回線を介して送られる信号は当然実信号であるため、2
つの解決策が可能である。第1の解決策は、コーダの出
力部で512個の複素シンボルから別の512個の対称シンボ
ルを誘導して、ブロックTEDIの出力部で時間定義域内の
信号の1024サンプルの実値(虚数ではない)を得るもの
である。
つの解決策が可能である。第1の解決策は、コーダの出
力部で512個の複素シンボルから別の512個の対称シンボ
ルを誘導して、ブロックTEDIの出力部で時間定義域内の
信号の1024サンプルの実値(虚数ではない)を得るもの
である。
第2の解決策は、本発明を実施するのに好ましいもので
あり、512個の複素シンボルに512個のゼロ・シーケンス
を追加するものである。この場合、TFDIは1024個の複素
数をもたらす。その実数部が時間定義域内の所望のサン
プルを表す。
あり、512個の複素シンボルに512個のゼロ・シーケンス
を追加するものである。この場合、TFDIは1024個の複素
数をもたらす。その実数部が時間定義域内の所望のサン
プルを表す。
ただし、ナイキストのサンプリング理論によれば、サン
プリング周波数は少なくとも7200Hzに等しくなくてはな
らない。その場合、有効帯域の周波数が3600Hzである。
7200Hzのサンプリング周波数を使用する場合、ブロック
x(0)、...、X(n)は7200/1024=7Hzの周波数で
伝送される。
プリング周波数は少なくとも7200Hzに等しくなくてはな
らない。その場合、有効帯域の周波数が3600Hzである。
7200Hzのサンプリング周波数を使用する場合、ブロック
x(0)、...、X(n)は7200/1024=7Hzの周波数で
伝送される。
離散的フーリエ変換(TFD) 電話回線22を介して受信したアナログ信号は、アナログ
/ディジタル変換器によって送信端と同じ周波数でサン
プリングされ、1024個のディジタル・サンプルのシーケ
ンスy(0)、...、y(n)をもたらす。
/ディジタル変換器によって送信端と同じ周波数でサン
プリングされ、1024個のディジタル・サンプルのシーケ
ンスy(0)、...、y(n)をもたらす。
TFDのブロック28でのシーケンスy(0)、y
(1)、...、y(n)の計算から次式で定義される複
素数のシーケンスY(0)、Y(1)、...、Y(N−
1)が得られる。
(1)、...、y(n)の計算から次式で定義される複
素数のシーケンスY(0)、Y(1)、...、Y(N−
1)が得られる。
値y(0)、...、y(n)は回線によって導入される
ノイズの影響を受ける信号サンプルx(0)、...、x
(n)を表す。
ノイズの影響を受ける信号サンプルx(0)、...、x
(n)を表す。
y(k)=x(k)+w(k) ただし、w(k)はノイズ・サンプルを表す。
したがって、次式が成立する。
Y(k)=X(k)+W(k) したがって、複素数のシーケンスY(0)、...、Y
(n−1)は2つの項の和に還元される。その項の一方
はガウスのノイズを表す。
(n−1)は2つの項の和に還元される。その項の一方
はガウスのノイズを表す。
2進データの復号 復号ブロック32の機能はコード化機能の逆であり、すな
わち複素数シーケンスY(0)、Y(1)、...、Y
(N−1)から元の2進シーケンスを誘導することであ
る。このため、モデムは、各信号点配置ごとにコード化
装置によって使用されるものと同じ対応表を使用するこ
とができる。これはその表に含まれている複素シンボル
にしか適用できないので、その前に各ノイズ・シンボル
記号Y(k)ごとに使用される信号点配置内の最近似シ
ンボルX(k)を判定するという検出動作を行なわなく
てはならない。この動作は、TCM技術とビタビ・アルゴ
リズムを使用し、本発明の主要な特徴の1つであり、後
で詳しく説明する。
わち複素数シーケンスY(0)、Y(1)、...、Y
(N−1)から元の2進シーケンスを誘導することであ
る。このため、モデムは、各信号点配置ごとにコード化
装置によって使用されるものと同じ対応表を使用するこ
とができる。これはその表に含まれている複素シンボル
にしか適用できないので、その前に各ノイズ・シンボル
記号Y(k)ごとに使用される信号点配置内の最近似シ
ンボルX(k)を判定するという検出動作を行なわなく
てはならない。この動作は、TCM技術とビタビ・アルゴ
リズムを使用し、本発明の主要な特徴の1つであり、後
で詳しく説明する。
第1図に示すように、多周波データ伝送を使用するモデ
ムの性能は、本発明によるTCM技術の使用によって大幅
に向上する。
ムの性能は、本発明によるTCM技術の使用によって大幅
に向上する。
G.Ungerbroekの論文「多段/位相記号によるチャネルの
コード化(Channel Coding with Multilevel/Phase Sig
nals)」、IEEE Transactions on Information Theor
y、Vol.IT−28、No.1(1982年)に記載されているTCM技
術では、単一の信号点配置のシンボルを拡張することに
よって多少の冗長性が導入される。データをコード化す
る際、コード化信号を生成するため、たたみ込み式コー
ダを使って、シンボルの選択が制御される。次にノイズ
・シーケンスが、本発明の開示内容に従って重み付けし
たビタビ・アルゴリズムを使って、最尤度型デコーダに
よって復号される。
コード化(Channel Coding with Multilevel/Phase Sig
nals)」、IEEE Transactions on Information Theor
y、Vol.IT−28、No.1(1982年)に記載されているTCM技
術では、単一の信号点配置のシンボルを拡張することに
よって多少の冗長性が導入される。データをコード化す
る際、コード化信号を生成するため、たたみ込み式コー
ダを使って、シンボルの選択が制御される。次にノイズ
・シーケンスが、本発明の開示内容に従って重み付けし
たビタビ・アルゴリズムを使って、最尤度型デコーダに
よって復号される。
本発明の基本的特徴は、主として新規なTCMコード化及
び復号技術に関するもので、以下に説明する。
び復号技術に関するもので、以下に説明する。
TCMコード化 先にみたように、コード化ブロックの機能は、2進デー
タを離散的逆フーリエ変換によって扱うことのできる複
素平面のシンボルに変換することにある。このような変
換の前に、2進データを、第2図及び第3図に示すよう
なコード化ブロックに配置されているたたみ込み式コー
ダでコード化する。
タを離散的逆フーリエ変換によって扱うことのできる複
素平面のシンボルに変換することにある。このような変
換の前に、2進データを、第2図及び第3図に示すよう
なコード化ブロックに配置されているたたみ込み式コー
ダでコード化する。
第2図には、コード化ブロック内で遂行されるコード化
機能が示されている。サブチャネルに関連するmビット
の各グループごとに、ビットb1がたたみ込み式コーダ40
によって処理されて、2つのコード化ビットが生成され
る。これら2つのビットは、回線mによって選択される
2m+1個のシンボルのコード化信号点配置からなる4個の
サブセットの1つを生成する働きをする。残りのm−1
ビット、すなわちb2、...、bmは、そのサブセット内の2
m-1個のシンボルのどれを伝送するかを判定するのに使
用される。
機能が示されている。サブチャネルに関連するmビット
の各グループごとに、ビットb1がたたみ込み式コーダ40
によって処理されて、2つのコード化ビットが生成され
る。これら2つのビットは、回線mによって選択される
2m+1個のシンボルのコード化信号点配置からなる4個の
サブセットの1つを生成する働きをする。残りのm−1
ビット、すなわちb2、...、bmは、そのサブセット内の2
m-1個のシンボルのどれを伝送するかを判定するのに使
用される。
第3図には、適切なたたみ込み式コーダが示されてい
る。このコーダは、2つの遅延セル44(S0)と46(S1)
及びビットb1用の入力セル42を含む。第1の出力ビット
は、セル44の出力部で得られ、第2の出力ビットは排他
的OR(XOR)回路48の出力部に供給される。回路48はセ
ル42と46からの出力を入力として受け取る。512個のサ
ブチャネルがあるとすると、ビット・グループは3600Hz
の周波数で処理される。これは遅延セル当たりの遅延が
3600分の1秒であることを意味する。したがって、コー
ダは4状態コーダである。このコーダの状態はセル46と
44の内容S1S0の4個の可能な組合わせによって決まり、
そのコード化速度はR=1/2となる(ビットb1が2個の
ビットB1B0に変換される)。
る。このコーダは、2つの遅延セル44(S0)と46(S1)
及びビットb1用の入力セル42を含む。第1の出力ビット
は、セル44の出力部で得られ、第2の出力ビットは排他
的OR(XOR)回路48の出力部に供給される。回路48はセ
ル42と46からの出力を入力として受け取る。512個のサ
ブチャネルがあるとすると、ビット・グループは3600Hz
の周波数で処理される。これは遅延セル当たりの遅延が
3600分の1秒であることを意味する。したがって、コー
ダは4状態コーダである。このコーダの状態はセル46と
44の内容S1S0の4個の可能な組合わせによって決まり、
そのコード化速度はR=1/2となる(ビットb1が2個の
ビットB1B0に変換される)。
第4図は、このたたみ込み式コーダに関連するトレリス
を示す図である。S1S0に対応する4個の状態は、上から
順に値0、1、2、3で表され、状態を変更するために
たどるべき経路に対応する4個のサブセットは対B1B0の
値で表される。たとえば、状態0(対S1S0=00で表され
る)のとき、入力ビットb1=1は、B1B0=10で表される
サブセットを選択し、コーダを状態0から状態1に変更
させる。
を示す図である。S1S0に対応する4個の状態は、上から
順に値0、1、2、3で表され、状態を変更するために
たどるべき経路に対応する4個のサブセットは対B1B0の
値で表される。たとえば、状態0(対S1S0=00で表され
る)のとき、入力ビットb1=1は、B1B0=10で表される
サブセットを選択し、コーダを状態0から状態1に変更
させる。
この時点で生じる問題は、第4図に示されているトレリ
スの結合線に4個の可能な対B1B0をどのように割り当て
るかというものである。この割当ては、TCM技術で通常
行なわれており、できるかぎり迅速に状態を変更できる
ようにメトリックス(metrics)とも呼ばれる2つの隣
接経路(すなわちコード化シーケンス)間の距離を最大
にすることにもとづいている。この条件はサブセットを
区分することによって満足される。
スの結合線に4個の可能な対B1B0をどのように割り当て
るかというものである。この割当ては、TCM技術で通常
行なわれており、できるかぎり迅速に状態を変更できる
ようにメトリックス(metrics)とも呼ばれる2つの隣
接経路(すなわちコード化シーケンス)間の距離を最大
にすることにもとづいている。この条件はサブセットを
区分することによって満足される。
区分方式について詳しく説明する前に、すでに述べたよ
うに、サブチャネルの集合に割り当てられるビット数m
とは無関係に、すべての信号点配置に単一のたたみ込み
式コーダが使用されることに留意されたい。このコーダ
は2個のコード化ビットを供給し、したがって関連する
信号点配置とは無関係に、4個のサブセットの存在に対
応する。すでに述べたように、サブチャネル当たりのビ
ット数mは2ないし9である。したがって下記の表1に
示すように8ないし1024個の点を含む8個の可能な信号
点配置がある。これらの信号点配置は、mが奇数の場合
には正方形となり、mが偶数の場合には対角形となる。
うに、サブチャネルの集合に割り当てられるビット数m
とは無関係に、すべての信号点配置に単一のたたみ込み
式コーダが使用されることに留意されたい。このコーダ
は2個のコード化ビットを供給し、したがって関連する
信号点配置とは無関係に、4個のサブセットの存在に対
応する。すでに述べたように、サブチャネル当たりのビ
ット数mは2ないし9である。したがって下記の表1に
示すように8ないし1024個の点を含む8個の可能な信号
点配置がある。これらの信号点配置は、mが奇数の場合
には正方形となり、mが偶数の場合には対角形となる。
区分動作は、同じサブセットに属する信号の点を、それ
らの間の距離ができるだけ長くなるように選択すること
からなる。したがって、16点(m=3)からなる正方形
の信号点配置の例では、サブセットC0、C1、C2、C3が第
5図に示すように定義される。信号点配置の2点間の距
離をd0とすると、まず2点間の距離ができるだけ長くな
るよう、すなわち距離 となるよう、点集合A0を2つのサブセットB0、B1に分割
する。次にサブセットB0、B1を4個のサブセットC0、
C1、C2、C3に分割する。これらは2点間の最長距離が常
に に一致するよう保証する所望の4個のサブセットであ
る。他の正方形信号点配置では、サブセットの2点間距
離の比は同じであるが、サブセット当たりの点の数は表
1に示すようにmの値によって異なる。
らの間の距離ができるだけ長くなるように選択すること
からなる。したがって、16点(m=3)からなる正方形
の信号点配置の例では、サブセットC0、C1、C2、C3が第
5図に示すように定義される。信号点配置の2点間の距
離をd0とすると、まず2点間の距離ができるだけ長くな
るよう、すなわち距離 となるよう、点集合A0を2つのサブセットB0、B1に分割
する。次にサブセットB0、B1を4個のサブセットC0、
C1、C2、C3に分割する。これらは2点間の最長距離が常
に に一致するよう保証する所望の4個のサブセットであ
る。他の正方形信号点配置では、サブセットの2点間距
離の比は同じであるが、サブセット当たりの点の数は表
1に示すようにmの値によって異なる。
第6図は、8点(m=2)からなる対角形信号点配置の
4個のサブセットC0、C1、C2、C3への区分を示す図であ
る。これは、サブセット内の任意の2点間の距離d′2
が正方形信号点配置内の対応する距離 より長くなる点以外は、前記と同様に行なわれる。
4個のサブセットC0、C1、C2、C3への区分を示す図であ
る。これは、サブセット内の任意の2点間の距離d′2
が正方形信号点配置内の対応する距離 より長くなる点以外は、前記と同様に行なわれる。
この区分により、メトリックスが最大になるので、サブ
セットを第4図に示すようなトレリスの結合線に割り当
てることができる。そのような最大化は、本発明の特徴
ではないが、TCM技術の基本的要素である。第7図に示
した例はこのような問題を理解しやすくするためのもの
である。この例では、たたみ込み式コーダの時間t0にお
ける状態0から、同じ状態0へのコード化シーケンスす
なわち経路が、時間t1、t2、t3...で連続した状態0を
経ると想定する。エラー状態が発生して、時間t0とt1と
の間に信号を修正した場合、0ビットではなく1ビット
が送られたように見え、コード化シーケンスは第4図の
トレリスに従って結合線10をたどって状態1に向かう。
状態0に戻るもっとも早い方法は、状態1から状態2ま
で結合線01をたどり、次に時間t3で状態2から状態1ま
で結合線10をたどるものである。水平の結合線00にサブ
セットC0が割り当てられる場合には、状態0から状態1
までの結合線10にサブセットC2を割り当てて、2点間の
最長距離すなわち が得られるようにしなくてはならない。この場合、後
は、結合線01にサブセットC1を、そして結合線11にサブ
セットC3を割り当てるだけでよい。最大化要件を満たす
トレリスは第8図の通りである。
セットを第4図に示すようなトレリスの結合線に割り当
てることができる。そのような最大化は、本発明の特徴
ではないが、TCM技術の基本的要素である。第7図に示
した例はこのような問題を理解しやすくするためのもの
である。この例では、たたみ込み式コーダの時間t0にお
ける状態0から、同じ状態0へのコード化シーケンスす
なわち経路が、時間t1、t2、t3...で連続した状態0を
経ると想定する。エラー状態が発生して、時間t0とt1と
の間に信号を修正した場合、0ビットではなく1ビット
が送られたように見え、コード化シーケンスは第4図の
トレリスに従って結合線10をたどって状態1に向かう。
状態0に戻るもっとも早い方法は、状態1から状態2ま
で結合線01をたどり、次に時間t3で状態2から状態1ま
で結合線10をたどるものである。水平の結合線00にサブ
セットC0が割り当てられる場合には、状態0から状態1
までの結合線10にサブセットC2を割り当てて、2点間の
最長距離すなわち が得られるようにしなくてはならない。この場合、後
は、結合線01にサブセットC1を、そして結合線11にサブ
セットC3を割り当てるだけでよい。最大化要件を満たす
トレリスは第8図の通りである。
復号動作を単純化するため、区分処理は、すべての信号
点配置について系統的に同じ規則に従わなくてはならな
い。たとえば、どの正方形信号点配置に関与するかとは
無関係に、左上端部に置かれているシンボルは、第5図
に示すように必ずサブセットC0に関するものでなくては
ならない。この要件はまた対角形信号点配置の場合にも
充たされなければならず、8点からなる配置におけるサ
ブセットC2の左下端部(第6図を参照)に置かれている
シンボルもまた32、128、または512点からなる配置のサ
ブセットC2に関するものでなくてはならない。
点配置について系統的に同じ規則に従わなくてはならな
い。たとえば、どの正方形信号点配置に関与するかとは
無関係に、左上端部に置かれているシンボルは、第5図
に示すように必ずサブセットC0に関するものでなくては
ならない。この要件はまた対角形信号点配置の場合にも
充たされなければならず、8点からなる配置におけるサ
ブセットC2の左下端部(第6図を参照)に置かれている
シンボルもまた32、128、または512点からなる配置のサ
ブセットC2に関するものでなくてはならない。
さらに、後で復号動作に関してみるように、各信号点配
置内のシンボルの座標は、スケールの変更により、すべ
ての信号点配置が1024点の信号点配置に正確に適合し、
どの信号点配置が各サブチャネルに使用されるかには無
関係にそれらの要件を充たすことができるように、比例
係数を用いて相互に誘導することが好ましい。そのサブ
チャネルに割り当てられているビット・シーケンスから
当該の信号点配置に属するシンボルを生成することは、
後で説明するように信号点配置内の信号点の数とは無関
係に単一の式から誘導される。
置内のシンボルの座標は、スケールの変更により、すべ
ての信号点配置が1024点の信号点配置に正確に適合し、
どの信号点配置が各サブチャネルに使用されるかには無
関係にそれらの要件を充たすことができるように、比例
係数を用いて相互に誘導することが好ましい。そのサブ
チャネルに割り当てられているビット・シーケンスから
当該の信号点配置に属するシンボルを生成することは、
後で説明するように信号点配置内の信号点の数とは無関
係に単一の式から誘導される。
第9図に関して、DTEからのmビット・グループが10桁
レジスタ50にロードされる。レジスタ50の追加値は“0"
ビットに対応する。たたみ込み式コーダ52に送られるビ
ットb1は、m個の有意ビットのうちから選択される。す
なわちビットb1はランクnのビットである。ただし、 たたみ込み式コーダは、先に見たように、ビットb1から
コード化された2つのビットB0B1を変換器54に供給す
る。変換器54は、それらをコード化シーケンス内のラン
クがn1とn2のビットに変換する。それらの値を、当該の
サブセットの関数として以下の表に示す。
レジスタ50にロードされる。レジスタ50の追加値は“0"
ビットに対応する。たたみ込み式コーダ52に送られるビ
ットb1は、m個の有意ビットのうちから選択される。す
なわちビットb1はランクnのビットである。ただし、 たたみ込み式コーダは、先に見たように、ビットb1から
コード化された2つのビットB0B1を変換器54に供給す
る。変換器54は、それらをコード化シーケンス内のラン
クがn1とn2のビットに変換する。それらの値を、当該の
サブセットの関数として以下の表に示す。
表2に、mが奇数の場合のビットn1、n2の値を示す。
表3に、mが偶数の場合のビットn1とn2の値を示す。
m−1個の非コード化ビットと2個のコード化ビット
n1、n2からなるセットが、10桁レジスタ56にロードされ
る。その最大桁数は1024点の配置に対応する。この場
合、m=9である。次にm+1ビットのコード化シーケ
ンスが生成機構58に供給され、2m+1個の点からなる配置
内に対応するシンボルをもたらす。
n1、n2からなるセットが、10桁レジスタ56にロードされ
る。その最大桁数は1024点の配置に対応する。この場
合、m=9である。次にm+1ビットのコード化シーケ
ンスが生成機構58に供給され、2m+1個の点からなる配置
内に対応するシンボルをもたらす。
生成機構58内で信号点配置のシンボルをどう管理するか
について次に説明する。
について次に説明する。
ビット・シーケンスは、BIT(i)値で信号化される。
ただし、iはその値が1ないし10の範囲の指数である。
したがって最大1024個までのシンボルが生成できる。所
与のシンボルの座標は、複素平面の2つの軸を個別に考
慮することによって計算される。このようにして、実軸
及び虚軸上の点の座標を表す、次式のような2つの量Re
と Imが定義される。
ただし、iはその値が1ないし10の範囲の指数である。
したがって最大1024個までのシンボルが生成できる。所
与のシンボルの座標は、複素平面の2つの軸を個別に考
慮することによって計算される。このようにして、実軸
及び虚軸上の点の座標を表す、次式のような2つの量Re
と Imが定義される。
Re=B(6)+2.B(5)+4.B(4) +8.B(3)+16.B(2)+32.B(1) Im=B(12)+2.B(11)+4.B(10) +8.B(9)+16.B(8)+32.B(7) 12桁のベクトルB(i)は、ビット(i)から誘導され
た配置を含む。
た配置を含む。
値B(i)は次のように割り当てられる。m/2の整数部
に等しい値nをまず算出する。値nから、各軸に割り当
てられるビットの数が決定される。
に等しい値nをまず算出する。値nから、各軸に割り当
てられるビットの数が決定される。
B(1)=BIT(1),...,B(n+1)=BIT(n+1) B(7)=BIT(n+2),...,B(n+7)=BIT(2.n
+2) このようにして信号点配置内のシンボルの位置が決定さ
れる。
+2) このようにして信号点配置内のシンボルの位置が決定さ
れる。
次に残りのビットの値B(i)を設定することにより、
スケールの値と信号点配置のタイプが決定できる。すな
わち、m+1が偶数の場合には、正方形信号点配置が含
まれていることを意味し、すでに転送された値は変更さ
れないままとなる。しかし、m+1が奇数の場合には、
シンボルが特定の値をとるのを防止することによって、
m+2次の正方形信号点配置か対角形信号点配置が得ら
れる。したがって次のように設定する。
スケールの値と信号点配置のタイプが決定できる。すな
わち、m+1が偶数の場合には、正方形信号点配置が含
まれていることを意味し、すでに転送された値は変更さ
れないままとなる。しかし、m+1が奇数の場合には、
シンボルが特定の値をとるのを防止することによって、
m+2次の正方形信号点配置か対角形信号点配置が得ら
れる。したがって次のように設定する。
B(n+7)=BIT[(m+2)/2] この条件から、虚軸の座標は実軸の座標によって決ま
る。
る。
最後に、次のビットの値を設定することによって、シン
ボルの座標を配置内の点の関数として調整する。
ボルの座標を配置内の点の関数として調整する。
B(n+2)=1,かつ B(n+8)=1 得られた座標は複素シンボルZをもたらすように中央合
せされていないので、変換を行なう。
せされていないので、変換を行なう。
この手法では、シンボルを配置内の点の数とは無関係に
単一の式から生成することができる。したがって必要な
計算がかなり少なくてすむ。
単一の式から生成することができる。したがって必要な
計算がかなり少なくてすむ。
たとえば、4個のビットが利用可能であるとすると、上
記の処理で、16点の配置内の16個のシンボルのうちの1
つが生成される。
記の処理で、16点の配置内の16個のシンボルのうちの1
つが生成される。
TCM復号 前述のように、最適復号動作は、チャネルによって導入
される摂動の影響を受けやすい非数量化シンボルから、
コード化シーケンスがトレリス中をたどる可能性の最も
高い(「Prob」)経路を決定する働きをする。したがっ
て、受信シーケンスY=(Y0、Y1、...)は、次のよう
な場合にXkを選択する最適復号基準を使って復号され
る。
される摂動の影響を受けやすい非数量化シンボルから、
コード化シーケンスがトレリス中をたどる可能性の最も
高い(「Prob」)経路を決定する働きをする。したがっ
て、受信シーケンスY=(Y0、Y1、...)は、次のよう
な場合にXkを選択する最適復号基準を使って復号され
る。
Prob(Y|Xk)>Prob(Y|Xj) (j≠k) この場合、システムの性能を向上させることが望ましい
ので、生成されるコード化処理は、変調動作中に、j≠
kのあらゆる可能なシーケンスXjとXkの間のユークリッ
ド距離が最大になるように記号をコード化した。
ので、生成されるコード化処理は、変調動作中に、j≠
kのあらゆる可能なシーケンスXjとXkの間のユークリッ
ド距離が最大になるように記号をコード化した。
したがって、第10図に示すように、復号シーケンスY′
=(Y′0、Y′1...)が時間kに送信シーケンスX=
(X0、X1)から放散し、かつ2つのシーケンスが数遷移
後に再度収れんする場合には、XとY′との間の距離の
2乗は次式のようになる。
=(Y′0、Y′1...)が時間kに送信シーケンスX=
(X0、X1)から放散し、かつ2つのシーケンスが数遷移
後に再度収れんする場合には、XとY′との間の距離の
2乗は次式のようになる。
D2(X,Y′)=(X0−Y′0)2 +(X1−Y′1)2+(X2−Y′2)2 次に、復号動作は、そのユークリッド距離の2乗が次式
を満足するようなシーケンスを保持する。
を満足するようなシーケンスを保持する。
d2(Y,Xk)<d2(Y,Xj) (j≠k) ビタビ・アルゴリズムは、最尤要件に関して最適の復号
法であり、この問題に対する満足のゆく解決策を与え
る。
法であり、この問題に対する満足のゆく解決策を与え
る。
周知のように、ビタビ・アルゴリズムは、各状態ごと
に、最短合計距離に対応する残存経路を記憶する反復処
理である。ノイズ・シンボルが含まれていることから生
じる変更を例示するため、例として、第11図に示したト
レリスの特別の場合の、状態0に対応する残存経路の時
間kTと(k+1)Tの間の延長部について考えることに
する。
に、最短合計距離に対応する残存経路を記憶する反復処
理である。ノイズ・シンボルが含まれていることから生
じる変更を例示するため、例として、第11図に示したト
レリスの特別の場合の、状態0に対応する残存経路の時
間kTと(k+1)Tの間の延長部について考えることに
する。
状態0で収れんする2回の遷移は、状態0または状態2
から生じるので、時間(k+1)Tにおける残存経路
は、時間kTに状態0または状態2に導くような経路の1
つを必然的にたどることになる。それら2つの経路のう
ちのどちらがこの目的に対して最適であるか判断するた
め、時間kTにおける状態0の残存経路に関連する合計距
離d0、状態2に対応するd2、及びトレリスの遷移に関連
する非ノイズ信号Y0とY2を使用することができる。次
に、下記の量を求めることによって2つの経路間の合計
距離を比較する。ただし、rは受信記号を表す。
から生じるので、時間(k+1)Tにおける残存経路
は、時間kTに状態0または状態2に導くような経路の1
つを必然的にたどることになる。それら2つの経路のう
ちのどちらがこの目的に対して最適であるか判断するた
め、時間kTにおける状態0の残存経路に関連する合計距
離d0、状態2に対応するd2、及びトレリスの遷移に関連
する非ノイズ信号Y0とY2を使用することができる。次
に、下記の量を求めることによって2つの経路間の合計
距離を比較する。ただし、rは受信記号を表す。
d0+(r−Y0)2and d2+(r−Y2)2 最初の値が2番目の値より小さい場合、時間(k+1)
Tにおける状態0の残存経路は、記号Y0に関連する遷移
が追加された時間kTにおける状態0の残存経路に対応す
る。最初の値が2番目の値より大きい場合には、時間kT
における状態2の残存経路を使用し、それに記号Y2に関
連する遷移を追加する。次に、対応する合計距離を記憶
して、さらに拡張が行なえるようにする。
Tにおける状態0の残存経路は、記号Y0に関連する遷移
が追加された時間kTにおける状態0の残存経路に対応す
る。最初の値が2番目の値より大きい場合には、時間kT
における状態2の残存経路を使用し、それに記号Y2に関
連する遷移を追加する。次に、対応する合計距離を記憶
して、さらに拡張が行なえるようにする。
したがって、復号アルゴリズムに関して行なわれなくて
はならない動作には次のステップがある。
はならない動作には次のステップがある。
− 各結合線ごとにメトリックス(r−Yi)2を評価す
る。ただし、rは受信記号であり、Yiはトレリスの遷移
に関連する非ノイズ信号である。
る。ただし、rは受信記号であり、Yiはトレリスの遷移
に関連する非ノイズ信号である。
− これらの量を各残存経路の合計距離に加えて、経路
のメトリックスを求める。
のメトリックスを求める。
− 様々な拡張メトリックスを比較して、各状態ごとに
新しい残存経路を決定する。
新しい残存経路を決定する。
ただし、上記ではトレリス内で発生する可能性のある並
列遷移については考慮されていない(1024点の配置では
そのような遷移が256回ある)。したがって、アルゴリ
ズムを単純化することが必要である。信号点配置を形成
するために実行される区分動作時に適用される規則の結
果とは、信号点配置内で決定すべきある点に最も近い4
個の点が4つのサブセットに属することである。
列遷移については考慮されていない(1024点の配置では
そのような遷移が256回ある)。したがって、アルゴリ
ズムを単純化することが必要である。信号点配置を形成
するために実行される区分動作時に適用される規則の結
果とは、信号点配置内で決定すべきある点に最も近い4
個の点が4つのサブセットに属することである。
また、サブセット0、1、2または3のうちの2つのシ
ンボルが4個の最近接点中に同時に存在してはならな
い。これは、どのような信号点配置を考慮する場合でも
適用される。
ンボルが4個の最近接点中に同時に存在してはならな
い。これは、どのような信号点配置を考慮する場合でも
適用される。
したがって、4個の最近接点に関連する結合線のメトリ
ックスは、復号アルゴリズム内で重要な役割を果たす4
個の単一値を表す。最小メトリックスを表す結合線のみ
が残存経路の決定に寄与する。そのメトリックスがより
大きな、残りの並列遷移に対応する結合線は無視でき
る。
ックスは、復号アルゴリズム内で重要な役割を果たす4
個の単一値を表す。最小メトリックスを表す結合線のみ
が残存経路の決定に寄与する。そのメトリックスがより
大きな、残りの並列遷移に対応する結合線は無視でき
る。
このことから、トレリス内の並列遷移の数にはかかわら
ず、4個の最近接点に対応するメトリックスの評価だけ
で、復号動作をビタビ・アルゴリズムによって実行する
のに十分であり、したがってその複雑さがかなり減少す
ることが示唆される。たとえば、コード化された1024点
の配置の場合、1024個ではなく4個のメトリックスだけ
を計算すればよい。また、アルゴリズムの複雑さがもは
や処理される信号点配置に依存しなくなり、その代わり
に、たたみ込み式コーダによって許されるサブセットの
数のみに依存するようになる。
ず、4個の最近接点に対応するメトリックスの評価だけ
で、復号動作をビタビ・アルゴリズムによって実行する
のに十分であり、したがってその複雑さがかなり減少す
ることが示唆される。たとえば、コード化された1024点
の配置の場合、1024個ではなく4個のメトリックスだけ
を計算すればよい。また、アルゴリズムの複雑さがもは
や処理される信号点配置に依存しなくなり、その代わり
に、たたみ込み式コーダによって許されるサブセットの
数のみに依存するようになる。
したがって、受信シンボルに最も近い4個の隣接点及び
それと対応するサブセット番号を決定するには、ビタビ
・アルゴリズムを実行する前に中間ステップが必要であ
る。この場合も、使用する信号点配置の形状から、動作
がかなり単純化できるので、復号処理全体がさらに単純
化される。
それと対応するサブセット番号を決定するには、ビタビ
・アルゴリズムを実行する前に中間ステップが必要であ
る。この場合も、使用する信号点配置の形状から、動作
がかなり単純化できるので、復号処理全体がさらに単純
化される。
コード化信号点配置はすべて類似の行に基づいているの
で、復号処理を単純に一般化することができる。これ
は、各信号点配置内のシンボルの座標が、ある正方形信
号点配置から別の正方形信号点配置に、またはある対角
形信号点配置から別の対角形信号点配置に変わるとき、
比例係数を用いて相互に誘導されるからである。
で、復号処理を単純に一般化することができる。これ
は、各信号点配置内のシンボルの座標が、ある正方形信
号点配置から別の正方形信号点配置に、またはある対角
形信号点配置から別の対角形信号点配置に変わるとき、
比例係数を用いて相互に誘導されるからである。
したがって16点、64点及び256点の配置のスケールを、1
024点配置のスケールに合致するように縮小することが
できる。そのためには、適切な2のべき乗を決定すれば
よい。したがって縮小された16点配置は、第12図に示す
ように(ここでは点が重ねられている)、64点配置にあ
てはまる。同様に、連続したスケールの変更により、64
点配置は256点配置にあてはめることができ、また256点
配置は1024点配置にあてはめることができる。
024点配置のスケールに合致するように縮小することが
できる。そのためには、適切な2のべき乗を決定すれば
よい。したがって縮小された16点配置は、第12図に示す
ように(ここでは点が重ねられている)、64点配置にあ
てはまる。同様に、連続したスケールの変更により、64
点配置は256点配置にあてはめることができ、また256点
配置は1024点配置にあてはめることができる。
正方形信号点配置のスケール係数を下記にmの関数とし
て示す。
て示す。
同様に、連続したスケールの変更により、8点配置は、
第13図に示すように32点配置にあてはめることができ、
32点配置は128点配置にあてはめることができ、さらに1
28点配置は512点配置にあてはめることができる。
第13図に示すように32点配置にあてはめることができ、
32点配置は128点配置にあてはめることができ、さらに1
28点配置は512点配置にあてはめることができる。
対角形配置のスケール係数を下記にmの関数として示
す。
す。
すべての信号点配置に対してスケールの変更を適用する
と、1024点配置または512点配置で受信シンボルに対す
る最近接点を決定することになる。
と、1024点配置または512点配置で受信シンボルに対す
る最近接点を決定することになる。
受信シンボルに対する4個の最近接点の決定は通常のプ
ロセスであり、その記号のxとy座標を関連する配置の
点に対応する真上と真下の座標と比較するものである。
唯一の問題点は、受信シンボルが信号点配置の外部にあ
る点で表される場合である。このような場合、その点
は、x軸またはy軸のいずれかに平行な方向での平行移
動によって、あるいはその点が配置の隅にある場合は2
重平行移動によって、その配置内の位置まで移動しなく
てはならない。次いで最近接点が、次に説明するように
決定される。
ロセスであり、その記号のxとy座標を関連する配置の
点に対応する真上と真下の座標と比較するものである。
唯一の問題点は、受信シンボルが信号点配置の外部にあ
る点で表される場合である。このような場合、その点
は、x軸またはy軸のいずれかに平行な方向での平行移
動によって、あるいはその点が配置の隅にある場合は2
重平行移動によって、その配置内の位置まで移動しなく
てはならない。次いで最近接点が、次に説明するように
決定される。
4個の最近接点が決定されると、トレリスの各結合線に
関連するメトリックスを求め、残存経路を延長すること
が可能になる。先にみたように、これには、所与の状態
に導くいくつかの経路のそれぞれについての計算が必要
である。しかし、可能な経路のそれぞれに複数の信号点
配置が使用されるので、各信号点配置の特性が、その経
路に関するメトリックスの評価に影響を与える。
関連するメトリックスを求め、残存経路を延長すること
が可能になる。先にみたように、これには、所与の状態
に導くいくつかの経路のそれぞれについての計算が必要
である。しかし、可能な経路のそれぞれに複数の信号点
配置が使用されるので、各信号点配置の特性が、その経
路に関するメトリックスの評価に影響を与える。
第14図に示した例に関して、時間(k−1)Tで相互に
放散し、続いて時間(k+1)Tで収れんするような2
つの経路間の距離を計算してみる。サブセット復号処理
は連続する各瞬間に最近接点を決定するので、それらの
隣接点のみがトレリスに示されている。
放散し、続いて時間(k+1)Tで収れんするような2
つの経路間の距離を計算してみる。サブセット復号処理
は連続する各瞬間に最近接点を決定するので、それらの
隣接点のみがトレリスに示されている。
再度たたみ込み式コーダに関連する第8図のサブセット
を考えると、第1の経路はサブセットC0、C0、C0に対応
し、第2の経路はサブセットC2、C1、C2に対応すること
がわかる。したがって、2つの経路間の最小距離つまり
メトリックスは次のようになる。
を考えると、第1の経路はサブセットC0、C0、C0に対応
し、第2の経路はサブセットC2、C1、C2に対応すること
がわかる。したがって、2つの経路間の最小距離つまり
メトリックスは次のようになる。
d2=(C2-C0)2+(C1-C0)2+(C2-C0)2 ただし、信号点配置は時間Tごとに異なる可能性がある
ので、サブセット間の最短距離も異なる。したがって第
5図と第6図に戻ると、最小値C2−C0及びC1−C0をm=
2かm=3かに応じてd0の関数として求めることができ
る。
ので、サブセット間の最短距離も異なる。したがって第
5図と第6図に戻ると、最小値C2−C0及びC1−C0をm=
2かm=3かに応じてd0の関数として求めることができ
る。
下記の第4表に、時間(k−1)T、kT及び(k+1)
Tにおいて異なるmの値を持つ4個の経路のメトリック
ス値を示す。
Tにおいて異なるmの値を持つ4個の経路のメトリック
ス値を示す。
したがって、m=2が使用される信号点配置が少ないほ
ど、メトリックスの値が低くなることがわかる。m=3
(5d0 2)に対応する3個の信号点配置を含むシーケンス
では、その値は、m=2(10d0 2)に対応する3個の信
号点配置を含むシーケンスの半分となる。当業者なら容
易に確認できるように、使用されるシーケンスがかなり
高い値のmを持つ信号点配置を含む場合にはメトリック
スの値がさらに小さくなる。この場合、メトリックス
は、m=9に対応する信号点配置だけを含む最低の値に
なる。
ど、メトリックスの値が低くなることがわかる。m=3
(5d0 2)に対応する3個の信号点配置を含むシーケンス
では、その値は、m=2(10d0 2)に対応する3個の信
号点配置を含むシーケンスの半分となる。当業者なら容
易に確認できるように、使用されるシーケンスがかなり
高い値のmを持つ信号点配置を含む場合にはメトリック
スの値がさらに小さくなる。この場合、メトリックス
は、m=9に対応する信号点配置だけを含む最低の値に
なる。
したがって、メトリックスの重みは使用される信号点配
置によって異なり、復号動作の精度がさらに落ちる。そ
のため、2つの経路間のメトリックスの最適な最大化を
可能にする本発明の基本的特徴の1つは、処理される信
号点配置に応じてメトリックスに重みを付けて信号点配
置の変化とは無関係に距離が求められるようにすること
である。この動作はメトリックスに、すべてのメトリッ
クスの異なる値をm=2に対応する信号点配置のみから
なるシーケンスに対応する特定の値に還元する係数を掛
けることになる。
置によって異なり、復号動作の精度がさらに落ちる。そ
のため、2つの経路間のメトリックスの最適な最大化を
可能にする本発明の基本的特徴の1つは、処理される信
号点配置に応じてメトリックスに重みを付けて信号点配
置の変化とは無関係に距離が求められるようにすること
である。この動作はメトリックスに、すべてのメトリッ
クスの異なる値をm=2に対応する信号点配置のみから
なるシーケンスに対応する特定の値に還元する係数を掛
けることになる。
m=2に対応する信号点配置が基準として選択されたも
のとして、そのメトリックスに適用される重み付け係数
をmの関数として表5に示す。
のとして、そのメトリックスに適用される重み付け係数
をmの関数として表5に示す。
第14図に示すシーケンスの場合、簡単な計算により、m
の値とは無関係に、メトリックスの値が常に10d0 2とな
ることがわかる。
の値とは無関係に、メトリックスの値が常に10d0 2とな
ることがわかる。
今説明したように、メトリックスに重みを付けると、従
来のビタビ・アルゴリズムを修正なしにそのまま使用す
ることができる。
来のビタビ・アルゴリズムを修正なしにそのまま使用す
ることができる。
以上、コード化速度R=1/2の4状態たたみ込み式コー
ダに関して本発明を説明したが、別のタイプのたたみ込
み式コーダを使用することもできる。TCM技術では、前
述のように、2つの隣接経路間の「自由距離」または最
小距離を増加することによって、コード化処理を向上さ
せることができる。したがって、選択すべきたたみ込み
式コーダは、各種サブセットのシンボル間の距離を増加
させるものでなくてはならない。したがって第15図に示
したタイプのたたみ込み式コーダを使用することができ
る。このコーダは、3個の遅延セルS0、S1、S2、2個の
入力ビット・セルb1、b2、及び2個の排他的OR回路を含
む。この場合、これは、2つの入力ビットに対し3個の
出力ビット(B0、B1、B2)を供給する8状態コーダであ
る(R=2/3)。そのコード化動作は原則として「1/2」
コーダによって行なわれる動作と同じであるが、復号動
作はサブセット及びビタビ・アルゴリズムの両方に関し
て修正しなくてはならない。このような修正は、当業者
なら本発明の開示を利用して容易に実施することができ
る。ただし、採用するたたみ込み式コーダの状態の数及
びサブセットの数が増加した結果、「自由距離」が増加
するためにコード化処理は向上するが、復号処理の複雑
さも不可避的に増大することに留意されたい。このこと
をシステム性能を分析する際に留意する必要がある。
ダに関して本発明を説明したが、別のタイプのたたみ込
み式コーダを使用することもできる。TCM技術では、前
述のように、2つの隣接経路間の「自由距離」または最
小距離を増加することによって、コード化処理を向上さ
せることができる。したがって、選択すべきたたみ込み
式コーダは、各種サブセットのシンボル間の距離を増加
させるものでなくてはならない。したがって第15図に示
したタイプのたたみ込み式コーダを使用することができ
る。このコーダは、3個の遅延セルS0、S1、S2、2個の
入力ビット・セルb1、b2、及び2個の排他的OR回路を含
む。この場合、これは、2つの入力ビットに対し3個の
出力ビット(B0、B1、B2)を供給する8状態コーダであ
る(R=2/3)。そのコード化動作は原則として「1/2」
コーダによって行なわれる動作と同じであるが、復号動
作はサブセット及びビタビ・アルゴリズムの両方に関し
て修正しなくてはならない。このような修正は、当業者
なら本発明の開示を利用して容易に実施することができ
る。ただし、採用するたたみ込み式コーダの状態の数及
びサブセットの数が増加した結果、「自由距離」が増加
するためにコード化処理は向上するが、復号処理の複雑
さも不可避的に増大することに留意されたい。このこと
をシステム性能を分析する際に留意する必要がある。
F.発明の効果 以上説明したように本発明によれば、コード化及び復号
動作が大幅に単純化されるので、TCMのリアルタイム演
算が可能となり多周波モデムの性能を従来のモデムの性
能と同等にすることができる。
動作が大幅に単純化されるので、TCMのリアルタイム演
算が可能となり多周波モデムの性能を従来のモデムの性
能と同等にすることができる。
第1図は、本発明によるモデムのブロック・ダイヤグラ
ムである。 第2図は、本発明によるモデムの送信部に設けられたコ
ード化手段の図である。 第3図は、第2図のコード化手段の一部となるたたみ込
み式コーダの概略図である。 第4図は、第3図のたたみ込み式コーダに関連するトレ
リスを表す図である。 第5図は、mが偶数である信号点配置の場合に、サブセ
ットを配置する方法の説明図である。 第6図は、mが奇数である信号点配置の場合に、サブセ
ットを配置する方法の説明図である。 第7図は、2つの隣接経路と、第3図のたたみ込み式コ
ーダによって供給されるビットの関連する組合せを示す
図である。 第8図は、異なる結合線に関連するトレリスとサブセッ
トを表す図である。 第9図は、たたみ込み式コーダの出力部におけるビット
の配列を示す、モデムの送信部内のコード化ブロックの
図である。 第10図は、ビタビ・アルゴリズムによって遂行される復
号動作時に得られる隣接経路の例を表す図である。 第11図は、ビタビ・アルゴリズムで使用される残存経路
技法を示す、第10図に示したものと同じ図である。 第12図は、64点配置上に重ねた縮小16点配置の点を示す
図である。 第13図は、32点配置上に重ねた縮小8点配置の点を示す
図である。 第14図は、ビタビ・アルゴリズムによって遂行される復
号処理時に得られる、結合線が異なる信号点配置に関連
づけられた2つの隣接経路を表す図である。 第15図は、第3図のたたみ込み式コーダとは異なるたた
み込み式コーダの図である。
ムである。 第2図は、本発明によるモデムの送信部に設けられたコ
ード化手段の図である。 第3図は、第2図のコード化手段の一部となるたたみ込
み式コーダの概略図である。 第4図は、第3図のたたみ込み式コーダに関連するトレ
リスを表す図である。 第5図は、mが偶数である信号点配置の場合に、サブセ
ットを配置する方法の説明図である。 第6図は、mが奇数である信号点配置の場合に、サブセ
ットを配置する方法の説明図である。 第7図は、2つの隣接経路と、第3図のたたみ込み式コ
ーダによって供給されるビットの関連する組合せを示す
図である。 第8図は、異なる結合線に関連するトレリスとサブセッ
トを表す図である。 第9図は、たたみ込み式コーダの出力部におけるビット
の配列を示す、モデムの送信部内のコード化ブロックの
図である。 第10図は、ビタビ・アルゴリズムによって遂行される復
号動作時に得られる隣接経路の例を表す図である。 第11図は、ビタビ・アルゴリズムで使用される残存経路
技法を示す、第10図に示したものと同じ図である。 第12図は、64点配置上に重ねた縮小16点配置の点を示す
図である。 第13図は、32点配置上に重ねた縮小8点配置の点を示す
図である。 第14図は、ビタビ・アルゴリズムによって遂行される復
号処理時に得られる、結合線が異なる信号点配置に関連
づけられた2つの隣接経路を表す図である。 第15図は、第3図のたたみ込み式コーダとは異なるたた
み込み式コーダの図である。
Claims (5)
- 【請求項1】データ端末装置(DTE)との間で送受され
る直列ビット列がビット・グループに分割され、各グル
ープのビット数mは、電話回線の帯域幅の前記グループ
に関連するサブチャネルkの特性によって決定される、
トレリス・コード化変調技術を利用した多周波式モデム
において、 前記ビット・グループのそれぞれにおけるmビットに応
答してm+1ビットを供給するコード化手段、 各サブチャネルkに関連する前記m+1ビットに応答し
て、2m+1個のシンボルの信号点配置に関する値X(k)
の複素シンボルを供給する変換手段、及び すべてのサブチャネルに対応する複素シンボルのシーケ
ンスX(k)の離散的逆フーリエ変換によって得られ、
後で電話回線を介して伝送される前に、ディジタル/ア
ナログ変換器によってアナログ信号に変換される、ディ
ジタル・サンプルのシーケンスを時間定義域内で供給す
る第1の変換手段 を含む送信部と、 電話回線から受信したアナログ信号から誘導されるディ
ジタル・サンプル・シーケンスを時間定義域内で供給す
る、アナログ/ディジタル変換器、 ディジタル・サンプル・シーケンスの離散的フーリエ変
換を実行することによって得られる、各サブチャネルk
に関連する複素シンボルのシーケンスY(k)を周波数
定義域内で供給する第2の変換手段、及び 各記号Y(k)に応答して、mビット・グループを供給
するビタビ復号手段 を含む受信部 を含むことを特徴とするモデム。 - 【請求項2】前記ビタビ復号手段が、前記サブチャネル
kに使用されるメトリックスが前記サブチャネルに関連
するビット数mに応じ、2つの隣接経路間の最短合計距
離の値が、前記経路を構成するシンボルに関連する信号
点配置とは無関係となるように重み付けされるビタビ・
アルゴリズムを使用することを特徴とする、 特許請求の範囲第1項に記載のモデム。 - 【請求項3】ビット数mに関連するサブチャネルkに使
用されるメトリックスに2m-2に等しい係数が乗算され
て、2つの隣接経路間の最短合計距離が、mの最小値
(m=2)に対応する信号点配置のみを使用する2つの
経路間の最短合計距離の値に等しくなることを特徴とす
る、 特許請求の範囲第2項に記載のモデム。 - 【請求項4】mの異なる値に関連する異なる信号点配置
が単一の幾何形状モデルにもとづいて、mに応じた縮小
係数を信号点配置に適用すると、縮小された信号点配置
の各点が、mが偶数の場合は1024点配置の点上に、また
mが奇数の場合は512点配置の点上に重なるように選択
されることを特徴とする、 特許請求の範囲第1項または第2項に記載のモデム。 - 【請求項5】前記コード化手段が、サブチャネルkに関
連するグループ内のmビットから選択された1つの入力
ビットごとに、4サブセット・トレリスを定義する2個
の出力ビットを供給する「1/2」たたみ込み式コーダを
含み、前記グループ内の他のm−1ビットは前記コード
化手段によって変更されないことを特徴とする、 特許請求の範囲第1項ないし第4項のいずれかに記載の
モデム。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
EP19880480096 EP0373277B1 (fr) | 1988-12-13 | 1988-12-13 | Modem multifréquence utilisant la modulation codée par treillis |
EP88480096.2 | 1988-12-13 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02185141A JPH02185141A (ja) | 1990-07-19 |
JPH0683284B2 true JPH0683284B2 (ja) | 1994-10-19 |
Family
ID=8200506
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1270495A Expired - Lifetime JPH0683284B2 (ja) | 1988-12-13 | 1989-10-19 | モデム |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP0373277B1 (ja) |
JP (1) | JPH0683284B2 (ja) |
DE (1) | DE3883540T2 (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5233629A (en) * | 1991-07-26 | 1993-08-03 | General Instrument Corporation | Method and apparatus for communicating digital data using trellis coded qam |
DE4318547A1 (de) * | 1993-06-04 | 1994-12-08 | Rohde & Schwarz | Verfahren zur digitalen Modulation mit Sinusträger |
FI97836C (fi) * | 1994-10-31 | 1997-02-25 | Nokia Telecommunications Oy | Menetelmä tietoliikenneyhteyden muodostamiseksi |
JP3521016B2 (ja) * | 1995-03-27 | 2004-04-19 | 松下電器産業株式会社 | 直交周波数分割多重信号の受信方法および受信装置 |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4679227A (en) * | 1985-05-20 | 1987-07-07 | Telebit Corporation | Ensemble modem structure for imperfect transmission media |
FR2604316B2 (fr) * | 1986-07-02 | 1989-05-05 | France Etat | Procede et installation de communication de donnees numeriques vers des mobiles |
-
1988
- 1988-12-13 EP EP19880480096 patent/EP0373277B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1988-12-13 DE DE19883883540 patent/DE3883540T2/de not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-10-19 JP JP1270495A patent/JPH0683284B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3883540T2 (de) | 1994-03-17 |
EP0373277B1 (fr) | 1993-08-25 |
EP0373277A1 (fr) | 1990-06-20 |
DE3883540D1 (de) | 1993-09-30 |
JPH02185141A (ja) | 1990-07-19 |
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