JPH0671180B2 - 利得制御信号の関数として入力信号に利得を与える装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は一般的に増幅器、又は増幅器を用いたアナログ
信号乗算器に関係し、特に（１）信号制御利得（すなわ
ち減衰又は増幅）を有する増幅器と、（２）前記増幅器
を用いたアナログ信号乗算器で、（ａ）相対的に低い電
圧源で動作し、（ｂ）集積回路形式で製造できるように
した乗算器に関する。

多くの装置、特に音声及び映像信号を処理する装置で
は、電気指令又は制御信号に応答して信号利得を制御す
る回路を含む。これらの装置の内のいくつかは信号利得
を制御することにより雑音低減を行なうのに特に有用で
ある。商業的にも成功した雑音低減用の信号利得制御回
路の１型式には、1973年１月30日にデビッド・イー・ブ
ラツクマーに発行された米国特許第3,714,462号に記載
され特許請求されている型式の乗算回路と共マサチユー
セツツ州の会社であるDBX社製造認可のもの（以後便宜
上これらの回路を集団的に「DBX乗算回路」と呼ぶ）を
含む。DBX乗算回路は一般に入力信号の対数関数として
の第１信号を与える装置と、第１信号と制御信号の代数
和の逆対数関数としての出力信号を与える第１信号に応
答する装置とを含む。DBX乗算回路は「両極性」で、入
力信号は正負どちらか又は両極性であることを意味して
いる。回路により与えられる「利得」は増幅又は減衰で
ある。

集積回路の出現により、特に音声と映像の分野で相当低
電圧直流源で動作可能な低価格の信号利得制御装置に対
する要求が生じてきている。例えば、現在利用可能な携
帯用ステレオ、音声テープ・レコーダのあるものは3V直
流電池源により動作するようにした１個以上の集積回路
を含む。これらのレコーダの内の少なくとも１つは直流
1.6Vのような低い直流電圧で標準的に動作し続ける。こ
のレコーダに電力を与える電池は従つて十分に長い寿命
を有する。現在市販のIC DBX乗算回路は可変信号利得を
与える点では有効であるが、通常少なくとも直流8.0Vと
少なくとも直流−4.0Vの２電源により電力を与えなけれ
ばならない。

従つて、本発明の目的は相当低い直流電圧源で動作可能
な信号利得制御装置を提供することである。

本発明の他の目的は改良された信号利得制御装置を提供
することである。

本発明の他の目的は集積回路形式で容易に製造される信
号利得制御装置を提供することである。

本発明のさらに他の目的はNPN電導型のトランジスタを
含む信号乗算回路を提供することである。

本発明のさらに他の目的はNPNトランジスタを用いた両
極性信号乗算回路（すなわち両極性の信号を処理可能）
を提供することである。

そして本発明のさらに他の目的は上述した型式の携帯用
音声テープ・レコーダに用いるような単一の相当低い電
圧源で動作するようにされた信号乗算回路を提供するこ
とである。

本発明の信号利得制御装置により達成される以上の及び
他の目的は制御可能な信号利得因子を有する新規の増幅
器を用いることにより達成されることが望ましい。

従つて、本発明の他の目的は制御可能な信号利得因子を
有する改良された増幅器を提供することである。

本発明の上述した及び他の全ての目的は、（１）入力信
号に利得を与える改良された信号利得制御装置と、
（２）信号利得制御装置の望ましい実施例に用いる改良
された増幅器とによつて達成される。

信号利得制御装置は、演算増幅器と、演算増幅器の入力
端子と出力端子との間の帰還路と、（１）入力端子に印
加された入力電流信号と、（２）第１制御信号とに応答
してこれらの関数として演算増幅器の出力端子の出力電
圧を変更する帰還路に配置した第１の可変インピーダン
ス装置とを組合せて含む。演算増幅器の出力端子と装置
の出力端子との間に結合された信号路は、（ａ）増幅器
の出力端子の出力電圧と、（ｂ）第２の制御信号とに応
答してこれらの関数として発生される装置の出力端子の
出力電流を変更する第２の可変インピーダンス装置を含
む。入力と出力電流との間に与えられる利得は第２及び
第１制御信号の比の関数である。

本発明の他の側面は、入力信号に装置信号利得を与える
改良された信号利得制御装置を提供することである。こ
の装置は入力信号を受取る入力装置と、入力信号に応答
する出力信号を与える出力装置とを含む型式のものであ
る。装置は、第１制御信号を発生する装置と、入力信号
と第１制御信号とに応答して中間信号を発生する装置
と、第２制御信号を発生する装置と、前記中間信号と前
記第２制御信号とに応答して前記出力信号を発生する装
置と、を組合せて含み、装置信号利得は第１制御信号に
対する第２制御信号の比の関数である。

本発明の望ましい増幅器は入力抵抗と帰還抵抗を有する
型式のもので、少なくとも抵抗の内の一方はバイポーラ
・トランジスタを含む。可変抵抗として機能するように
飽和域で動作するようトランジスタにバイアスをかける
装置が設けられている。増幅器により与えられる電圧利
得はトランジスタのベースに印加される制御信号の関数
である。

本発明の他の目的は部分的には明らかであり、又部分的
には以後現われる。従つて本発明は以下の詳細な開示で
例証される構成、素子の組合せ、部品の配置を有し又特
許請求の範囲で示される出願の範囲を有する装置を含
む。

本発明の特性と目的のより完全な理解のため、添附の図
面と関連した以下の詳細な説明を参照しなければならな
い。

図面では同一番号は同じ又は同様部品を指定するのに用
いられる。

第１図に示す本発明による信号利得制御装置の実施例
は、入力電圧信号Vinを受信するようにされ、（入力電
圧を電流に変換する）入力抵抗14を介して演算増幅器16
の反転入力端子へ接続された入力端子12を有する演算増
幅器段10を含む。演算増幅器16の非反転入力端子は装置
アースに接続され、一方出力と反転入力端子はトランジ
スタQ₁を介して接続されて帰還路を形成する。

NPN電導型であることが望ましいトランジスタQ₁はその
コレクタを増幅器16の反転入力端子に接続し、そのエミ
ッタを増幅器の出力端子に接続してある。本発明による
と、ベースは電流源18から制御電流 の形式で第１制御信号を受取るよう接続され、一方トラ
ンジスタQ₁は飽和域で動作するようバイアスされる。ト
ランジスタQ₁がバイアスされる方法は装置の特定の応用
例に依存する。トランジスタQ₁をバイアスする１つの技
術は以後第３図及び第５図と関連して記述される。

NPNトランジスタの飽和域は、ｎ型材（トランジスタQ₁
のコレクタとエミッタは各々ｎ型材で作られている）に
ｐ型材（トランジスタQ₁のベース）より負の電位を与え
た時に与えられる。換言すると両接合部が順方向バイア
スされる。これは、ベースｐ型材がエミッタｎ型材より
正の電位（順方向バイアス接合部）であり、コレクタｎ
型材より負の電位（逆方向バイアス接合部）である順方
向能動域や、ベースｐ型材がエミッタｎ型材より負の電
位（逆方向バイアス接合部）であり、コレクタｎ型材よ
り正（順方向バイアス接合部）である逆方向能動域や、
ベースｐ型材がコレクタ及びエミッタｎ型材の両方より
負の電位にある遮断域（この状態は両接合部が逆方向バ
イアスされている）と対比される。トランジスタの能
動、飽和、遮断域の説明にはグレイ・ポール・イーとサ
ール・キヤンベル・エル著の電子原理、物理、モデル及
び回路、ニユーヨーク州ジヨン・ウイーリー・アンド・
サンズ社出版261、262頁及び770−781頁を参照された
い。

トランジスタQ₁はトランジスタが飽和域で動作している
限り可変抵抗として機能する。トランジスタQ₁により与
えられる実際の電導度はベース電流 の関数である。従つて段10は（RQ₁/R₁₄）に等しい電圧
利得を有する反転増幅段として動作する、ここでRQ₁は
トランジスタQ₁により与えられる帰還抵抗で、ベース電
流 の関数であり、R₁₄は抵抗14により与えられる入力抵抗
である。

第１図に示す信号利得制御装置はさらに出力段19を含
む。段19はトランジスタQ₁と同じ電導型の第２のトラン
ジスタQ₂を含む。トランジスタQ₂は同一構造を有し、そ
れ故その電気的転送特性（その電流利得、すなわち順方
向及び逆方向ベータやそのベース対エミッタ電圧／コレ
クタ電流（Ｖ_be/I_ｃ）転送特性を含む）をトランジスタ
Q₁と整合される。トランジスタQ₂もベース電流 に線形に関連するコンダクタンスを有する可変抵抗とし
て機能するようにその飽和域で動作するようバイアスさ
れる（以下の第３図及び第５図と関連して記述される方
法で）。トランジスタQ₁とQ₂とを整合させることによ
り、各トランジスタの可変抵抗は各ベース電流の変化に
従つて同様に変化する。トランジスタQ₂のエミッタは増
幅器16の出力により形成される接合部20に接合される。
トランジスタQ₂のベースはベース電流 を与える電流源28に接続され、そのコレクタは演算増幅
器22の反転入力に接続される。演算増幅器22は装置アー
スに接続された非反転入力と、（１）抵抗24を介して反
転入力への帰還路と、（２）装置の出力端子26とに接続
された出力とを有する。段19も（R₂₄/RQ₂）に等しい電
圧利得を有する反転増幅器段として機能し、ここでR₂₄
は抵抗24により与えられる固定の帰還抵抗で、RQ₂はベ
ース電流 の関数である可変入力抵抗であることが認められる。

動作中各トランジスタの特定のコレクタ・エミッタ電圧
Ｖ_ce対コレクタ電流Ｉ_ｃはベース電流Ｉ_ｂの振幅レベル
の関数である。これは第２図に示すグラフ表示により図
示され、ここで各曲線はベース電流の特定値（任意の値
Ｉ_ｂ＝Ｉ_ｂ′、Ｉ_ｂ″、Ｉ_ｂが示されている）に対す
るコレクタ・エミッタ電圧Ｖ_ceとコレクタ電流Ｉ_ｃとの
間の近似的な理論的な関係式である。特定のベース電流
に対する各曲線はＶ_ceとＩ_ｃとの間で線形関係式を示し
ていない。従つて、各段10,19の転送関数は非線形であ
る。しかしながら、以後明らかになるように、２段が共
に動作すると、これらの非線形特性は線形装置を与える
ように互い相補し合う。言い換えると、各曲線は幾何学
的意味で各地の曲線と同様である（すなわち同一形状で
異なるスケールである）。

動作時に、（１）トランジスタQ₁とQ₂の直流電流を零に
（以後述べる方法で）セットし、（２）トランジスタQ₁
とQ₂の各ベースに正電流である制御電流 を印加する、ここで「正」は電流がベースに流れ込むこ
とを意味する、ことにより各トランジスタQ₁、Q₂は飽和
域にバイアスされる。音声信号であるＶ_inは入力端子12
に印加される。入力端子12の入力電圧信号Ｖ_inが正極性
の時増幅器段10への入力電流Ｉ_inは正である。増幅器16
はトランジスタQ₁とQ₂の共通エミッタの接合部20で電圧
降下を生じさせる。これは増幅器16の反転入力の入力電
流によりコレクタ電流Ｉ_ｃを等化させるのに十分な の増加を生じる。前述し、第２図のグラフから明らかな
ように、Ｖ_ceの値は の値に依存する。

接合部20の電圧降下は又トランジスタQ₂のエミッタに電
圧をセットする。トランジスタQ₂のエミッタとコレクタ
がベースより負の間は、エミッタの電圧降下はトランジ
スタQ₂のコレクタをエミッタよりさらに正にする。トラ
ンジスタQ₂のコレクタ・エミッタ電圧 はそれ故増加する。トランジスタQ₁とQ₂上のコレクタ・
エミッタ電圧は実際には理論的には常に等しい。

の増加はトランジスタQ₂のコレクタ電流 の増加させる。トランジスタQ₂の値 のベース電流の設定により決定される。

入力電圧Ｖ_inが増加し、抵抗24の入力電流が増加する
間、トランジスタQ₁とQ₂の動作は動作点に近接し、トラ
ンジスタQ₁とQ₂のベース・コレクタ接合は逆方向バイア
スされてトランジスタは順方向能動域動作を開始するこ
とが認められる。この動作点でトランジスタはＶ_ce/I_ｃ
共通エミッタ曲線の順方向能動域の平坦部分に近接す
る。

端子12のＶ_inが十分に低い負極性である時トランジスタ
Q₁は飽和域にとどまる。入力端子12の負電圧は増幅器16
の反転入力への負電流Ｉ_inを生じる。増幅器16はトラン
ジスタQ₁とQ₂の共通エミッタの接合部20の電圧上昇を起
こさせる。これは増幅器16の反転入力の入力電流により
コレクタ電流 と等しくするのに十分な の減少を生じる。

は負ではあるが、依然として の値に依存している。

接合部20の電圧上昇は又トランジスタQ₂のエミッタの電
圧をセットする。トランジスタQ₁とQ₂のコレクタ・エミ
ッタ電圧は依然として理論的には等しい。トランジスタ
Q₂の値 のベース電流の設定により決定される。

第３図及び第５図の説明から明らかとなるように、エミ
ッタを共通に接続したトランジスタQ₁とQ₂を第１図に示
したが、各々のコレクタとエミッタを逆方向に接続し
て、トランジスタQ₁とQ₂を共通コレクタで接続すること
も可能である。これは本願では動作理論を説明しないい
β_ｆとβ_ｒ（以下で定義）に関してのみ２つの動作モー
ドが変化するために生じる。

第１図に示した構造により与えられる電流利得はベース
電流 の比の関数であることを以下に示す。

特に、エバース・モール・トランジスタ・モデルはＩ_ｂ
（ベース電流）、Ｉ_ｃ（コレクタ電流）及びＶ_ce（コレ
クタ・エミッタ電圧）を以下の通りに関係づける。

（１） Ｖ_ce＝Ｖ_ｔ・ln〔（β_ｆ／β_ｒ）〔Ｉ_ｃ＋（β
_ｒ＋１）Ｉ_ｂ〕／〔β_ｆＩ_ｂ−Ｉ_ｃ〕〕 ここでＶ_ｔはkT/qに等しい熱電圧（ここでｋとｑは定
数、Ｔは動作温度）、 lnは自然対数関数、 β_ｆは大信号順方向注入共通エミッタ・シヨート回路電
流利得、 β_ｒは大信号逆方向注入共通エミッタ・シヨート回路電
流利得である。

第１図を参照すると、トランジスタQ₁とQ₂は同一構造で
あるためトランジスタの各値β_ｆとβ_ｒは理論的には同
じである。

増幅器16,22の入力端子間にオフセツト電圧差が存在せ
ず、２つのトランジスタのコレクタ・エミッタ電圧が同
一であると仮定すると、 ここで はトランジスタQ₁のコレクタ・エミッタ電圧、 はトランジスタQ₂のコレクタ・エミッタ電圧である。式
（１）を再び参照し、トランジスタQ₁のコレクタ電流 とトランジスタQ₂のコレクタ電流 との間の関係式を以下のように導く。

式（３）は以下に変換される。

式（４）は以下に変換される。

又は であるため、 このように、２つの増幅器16,22が同一の入力オフセツ
ト電圧を有する場合、各トランジスタQ₁とQ₂のコレクタ
・エミッタ電圧Ｖ_ceは等しく、トランジスタにより与え
られる装置の電流利得は２つのベース電流 との比に等しい。

この比は例えばトランジスタの差動対により、又は第３
図及び第５図の説明から明らかなように容易に設定可能
である。式（６）は電流利得を定義するが、入力電流 は入力抵抗14のため電流に変換される入力電圧から得ら
れるため全体の装置利得は電圧利得として表示可能であ
る。同様に、出力電流 は出力抵抗24により出力電圧に変換される。

第３図は、第１図に示す本発明による信号利得制御装置
を雑音低減方式に基づき信号の伸長（デコード）を行う
装置に適用した回路図を示す。この装置は全体を40で示
す利得セルと信号レベル検出器42を含む。

利得セル40は第１図の装置要素を含む。入力端子12、抵
抗14,24、演算増幅器16,22、トランジスタQ₁,Q₂に加え
て、セル40は増幅器16,22の入力間のオフセツト電圧の
効果を最小にする装置を含むため、トランジスタQ₁とQ₂
のコレクタ・エミッタ電圧Ｖ_ceは等しく保持され、トラ
ンジスタは の特定値に対して正しい動作曲線で動作する。第３図の
トランジスタQ₁とQ₂のエミッタ電流のバイアス点を零に
等しくすることにより設計目的は満たされる。トランジ
スタQ₁とQ₂は第１図に示したものと逆の構成で使用され
ているため、これは式（１）のIcを零とするのに等し
く、従つて式（１）は （８） Ｖ_ce＝Ｖ_ｔ・ln〔〔β_ｒ＋１）／β_ｒ〕 となる。ここでβ_ｒは実際にはβ_ｆの値である。

式（８）はそれ故Ｖ_ceがＩ_ｂの値とは独立であることを
意味している。従つて、トランジスタQ₁とQ₂のコレクタ
・エミッタ電圧の直流バイアス値は実質的に全条件の利
得（Ｉ_b2/I_b1）以下に等しい。

阻止コンデンサ44は抵抗14と直列に入力端子12と増幅器
16の反転入力との間に結合される、一方コンデンサ46は
トランジスタQ₂のエミッタと増幅器22の反転入力との間
に結合されることが望ましい。コンデンサ46は比較的大
きくなければならない。例えば、音声信号伝送には、Ｉ
_b2の値が100マイクロアンペアの範囲にある場合には100
マイクロフアラツドのオーダーの容量値で満足できる。

コンデンサ46が問題の周波数でシヨート回路として作動
する限り、トランジスタQ₁とQ₂は同じＶ_ceの増分変化を
経験する。それ故この実施例では式（２）により提示さ
れる条件は実質的に満たされる。又は、演算増幅器16,2
2を当該技術において公知の方法で調節して増幅器の入
力のオフセットを等しくすることも可能である。オフセ
ツトを等化する他の方法も当該技術において公知であ
る。

理論的には、装置の理想的動作にはトランジスタQ₁とQ₂
の順方向及び逆方向電流利得β_ｆとβ_ｒはコレクタ電流
と無関係でなければならない。言い換えると、第２図の
曲線の各々は幾何学的意味で同様で（すなわち同一形
状、異なるスケール）、歪は生じない。しかしながら実
際には、バイポーラ・トランジスタはこの特性を示さな
い。従つて第３図の望ましい実施例では、Ｖ_ce/I_ｃ応答
曲線をより同じようにする装置が設けられている。

この装置は各トランジスタQ₁とQ₂に対して少なくとも１
つのトランジスタの形式であることが望ましい。追加ト
ランジスタはトランジスタQ₁、Q₂と同じ伝導型である。
追加トランジスタはトランジスタQ₁、Q₂と同じ構造で、
特定のベース電流に対して並列電導路を与えるようにダ
イオード・モードで接続されている。

特に第４図に示すように、トランジスタQ₁、Q₂と同じ伝
導型でそのＶ_be/I_ｃ特定を各々整合させた２つのトラン
ジスタQ₃、Q₄が示したように各々ダイオード・モードで
接続されている。ダイオード接続は、トランジスタQ₃の
ベースとコレクタを一諸にしてトランジスタQ₁のベース
に接続することにより与えられる。同様に、トランジス
タQ₄のベースとコレクタは一緒にトランジスタQ₂のベー
スに接続される。代りに、又は加えて、第４図に示すよ
うに構造がトランジスタQ₁、Q₂と同じ追加トランジスタ
Q₅、Q₆を用いて別の又は追加の並列路を設けることもで
きる。特に、トランジスタQ₁のベースとコレクタの間に
トランジスタQ₅をダイオード接続し、トランジスタQ₂の
ベースとコレクタの間にトランジスタQ₆をダイオード接
続することにより並列路を設けることが可能となる。入
力信号を伸長（デコード）するためには、（ベース電流
Ｉ_b1を与える）電流源18は基準電流源で、一方ベース電
流Ｉ_b2は端子12の入力信号から得られる。

特に、検出器42は端子12の入力信号の振幅レベルを検出
するためその入力が接続され、その出力に検出した振幅
レベルの関数としての直流値を有する信号を与える。検
出器42は端子12の入力電圧信号の検出振幅レベルのRMS
値の対数関数として出力電圧信号を与える型式（例えば
1972年８月１日にデビツト・イー・ブラツクマーに与え
られた米国特許第3,681,618号に記述され特許請求され
ているもの）であることが望ましいが、公知のピーク及
び平均検出器のような他の型式の検出器も利用可能であ
る。

検出器42の出力はトランジスタQ₇のエミッタに接続され
る。トランジスタQ₇はダイオード接続され、ベースとコ
レクタを一緒に接続されている。トランジスタQ₇のベー
スとコレクタは又電流基準源48とトランジスタQ₈のベー
スにも接続されている。トランジスタQ₈は、電圧源Ｖ_cc
により電力を与えられるようにされている上部電圧レー
ルにそのコレクタを接続されている。トランジスタQ₈の
エミッタもトランジスタQ₁₀のベースに接続されてい
る。トランジスタQ₁₀のコレクタはPNPトランジスタQ₁₁
のコレクタとベースへ、そしてPNPトランジスタQ₁₂のベ
ースに接続されている。エミッタQ₁₁とQ₁₂は上部電圧レ
ールに接続されている。トランジスタQ₁₂のコレクタは
トランジスタQ₂のベースへ電流Ｉ_b2を与える。このよう
にＩ_b2は検出器42の制御電圧出力の関数であり、又検出
器の出力は入力端子12の電圧入力Ｖ_inの関数である。こ
の結果Ｉ_b2/I_b1の比、従つて装置40の電流利得は入力信
号の関数である。検出器42を図示の方法で利用すること
により、入力電圧信号は動的に伸長可能である。

第５図は、第１図に示す本発明による信号利得制御装置
を雑音低減方式に基づき信号の圧縮（コード化）を行う
装置に適用した回路図である。即ち、第１図に示す装置
において電流源18,28を切換えて18からの基準電流をト
ランジスタQ₂のベースに印加し、コレクタQ₁₂からの電
流をトランジスタQ₁のベースに印加する。加えて、検出
器42の入力を出力端子26に接続して検出器42に出力電圧
を検出させる。このように、圧縮用には、電流Ｉ_b1を出
力信号から得てＩ_b2を基準源から得る。

最後に、第３図及び第５図の装置を単一電源で動作させ
るため、増幅器16を望ましく設計し、増幅器22の非反転
入力をこれらの図面に示すように接続する。

特に、抵抗14をNPNトランジスタQ₁₃のベースに接続し、
トランジスタQ₁₃はエミッタを装置アースに接続され、
コレクタは基準電流源50とPNPトランジスタQ₁₄のベース
に接続される。トランジスタQ₁₄のコレクタは装置アー
スに接続され、一方そのエミッタは基準電流源52とNPN
トランジスタQ₁₅のベースに接続されている。トランジ
スタQ₁₅はコレクタを電圧源Ｖ_ccに接続し、抵抗56を介
して接合部20で増幅器16の出力と基準電流源54にエミッ
タを接続している。

入力バイアス電流を補正する装置も備えることが望まし
い。この装置は、ベースを増幅器16の入力に接続し、コ
レクタを装置アースに接続し、エミッタをPNPトランジ
スタQ₁₇のコレクタに接続したPNPトランジスタQ₁₆を含
むことが望ましい。PNPトランジスタQ₁₇はベースとエミ
ッタを各々NPNトランジスタQ₁₈のベースとコレクタに接
続している。トランジスタQ₁₈はコレクタを電圧源Ｖ_cc
に、エミッタを基準電流源58に接続している。

増幅器22の非反転入力は基準電源60とダイオード62の陽
極とに接続されている。ダイオード62の陰極はダイオー
ド64の陽極に接続され、その陰極は装置アースに接続さ
れている。電源18,48,50,52,54,58,60により与えられる
基準電流は、必要な電流レベルを与えるためＶ_cc又はア
ースに適当に結合されているトランジスタにより容易に
与えることが可能であり、従つて単一電源Ｖ_ccを用いて
装置に電力を与えることが可能である。必要な電流レベ
ルは以下の通りである。電源18＝10マイクロアンペア、
電源48＝7.5マイクロアンペア、電源50＝3.5マイクロア
ンペア、電源52＝15マイクロアンペア、電源54＝150マ
イクロアンペア、電源58＝3.5マイクロアンペア、電源6
0は約50マイクロアンペアである。

トランジスタQ₁、Q₂、Q₃、Q₄は（そして使用する時には
トランジスタQ₅とQ₆も）全てNPNトランジスタであるた
め図示した装置はＩ_ｃ形式で容易に製造可能である。必
要な唯一の電源であるＶ_ccの値は室温で直流1.6Vまで下
げることができ、この時でも装置は有効に動作する。本
装置は正負両入力電圧信号に対して動作するためバイポ
ーラ（両極性）である。

本発明の範囲から逸脱することなく図示した装置にある
種の変更を加えられる。例えば、トランジスタQ₁、Q₂、
Q₃、Q₄、Q₅の各々はNPN伝導型であることが望ましい
が、PNP型トランジスタを用いて動作実施例を得ること
が可能である。さらに、第３図及び第５図で電源18は基
準電源として図示されているが、電源18から第３図で与
えられる信号は端子12で入力電圧から実際に得られるも
のであり、又第５図で電源18から与えられる信号は端子
26の出力電圧から得られる。このように両制御信号は第
３図の入力信号の関数であり、又第５図の出力信号の関
数であり、これらから得られる。このような構成では、
利得はＩ_b2/I_b1の比の関数として依然変化し、両電流Ｉ
_b1、Ｉ_b2は各入力と出力電圧により変化する。

トランジスタQ₁、Q₂のベースへの電流入力を反転し、電
源18からの出力電流をトランジスタQ₁のベースへ送り込
み、トランジスタQ₁₂のコレクタから与えられる電流を
トランジスタQ₂のベースに送ると、圧縮器には実質的に
無限の圧縮を与える。

本明細書で記述した本発明の範囲から逸脱することなく
上記装置にある種の変更を加えうるため、添付した図面
に含まれる全ての事項は例示と解釈して限定する意図で
はない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の信号利得制御装置の１実施例の部分ブ
ロツク及び部分概略図である。第２図は本発明に用いる
トランジスタの標準的な共通エミッタ特性曲線を図示す
る。第３図は、第１図に示す本発明による信号利得制御
装置を雑音低減方式に基づき信号の伸長（デコード）を
行う装置に適用した回路図を示す。第４図は本発明で可
変抵抗として用いるバイポーラ・トランジスタへの変更
を図示する。第５図は、第１図に示す本発明による信号
利得制御装置を雑音低減方式に基づき信号の圧縮（コー
ド化）を行う装置に適用した回路図である。 符号の説明 12……入力端子、14……入力抵抗、16,22……演算増幅
器、Q₁、Q₂……トランジスタ、18,28……電流源、26…
…出力端子、24……帰還抵抗。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭55−56712（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−157108（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−37616（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−101952（ＪＰ，Ａ) 米国特許3714462（ＵＳ，Ａ)

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力信号を受けるための装置入力端子（1
   2）と出力信号を供給するための装置出力端子（26）を
   もつ型の、入力信号に利得を与えるための信号利得制御
   装置において、 （ａ） 第１段は、 （ｉ）第１増幅器入力端子及び第１増幅器出力端子をも
   つ第１増幅器（16）と、 （ii）上記装置入力端子（12）と上記第１増幅器入力端
   子との間に結合される第１インピーダンス手段（14）
   と、 （iii）上記第１増幅器入力端子と上記第１増幅器出力
   端子との間に結合され、帰還抵抗を第１制御電流信号
   （Ｉ_b1）の関数として上記第１増幅器に与える第２イン
   ピーダンス手段（Q₁）を含む第１帰還路とを含み、 （ｂ） 第２段は、 （ｉ）第２増幅器入力端子及び第２増幅器出力端子をも
   つ第２増幅器（22）と、 （ii）上記第１増幅器出力端子と上記第２増幅器入力端
   子の間の伝送路内に結合され、入力抵抗を第２制御電流
   信号（Ｉ_b2）の関数として上記第２増幅器の入力に与え
   る第３インピーダンス手段（Q₂）と、 （iii）上記第２増幅器入力端子と上記第２増幅器出力
   端子間に結合され、帰還抵抗を与えるための第４インピ
   ーダンス手段（24）を含む第２帰還路とを含み、 上記第２及び第３インピーダンス手段（Q₁,Q₂）のそれ
   ぞれは、第１及び第２制御電流信号（Ｉ_b1,I_b2）のそれ
   ぞれの関数としてのコンダクタンス値をもちその飽和領
   域内で動作するようバイアスされるバイポーラトランジ
   スタであり、また上記利得は上記第２制御電流信号と上
   記第１制御電流信号との比（Ｉ_b2/I_b1）の関数であるこ
   とを特徴とする信号利得制御装置。
2. 【請求項２】特許請求の範囲第１項の装置において、上
   記バイポーラトランジスタ（Q₁,Q₂）の各々の、エミッ
   タ及びコレクタはそれぞれ対応する通路に結合されてそ
   の通路に抵抗を与え、これにより上記各トランジスタは
   上記第１及び第２制御電流信号（Ｉ_b1,I_b2）の１つの関
   数としてのコンダクタンス値をもち、またこれらトラン
   ジスタのベースはそれぞれ対応する制御電流信号
   （Ｉ_b1,I_b2）の少なくとも一部を受けるように接続され
   ている信号利得制御装置。
3. 【請求項３】特許請求の範囲第２項の装置において、上
   記２つのトランジスタは同じ導電型でかつ同じ構造であ
   ることを特徴とする信号利得制御装置。
4. 【請求項４】特許請求の範囲第２項の装置において、上
   記２つのトランジスタの各々に対して、さらにダイオー
   ドを含み、各ダイオードは、それぞれのトランジスタの
   ベースと上記コレクタ及びエミッタのうちの１つとの間
   に接続されることを特徴とする信号利得制御装置。
5. 【請求項５】特許請求の範囲第４項の記載の装置におい
   て、上記ダイオードの各々は、ダイオードモードで接続
   されそのベースエミッタ電圧／コレクタ電流（Vbe/Ic）
   特性が上記第１及び第２トランジスタと整合した第３の
   トランジスタを有することを特徴とする信号利得制御装
   置。