JPH0669804A - D/a変換装置 - Google Patents
D/a変換装置Info
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- JPH0669804A JPH0669804A JP22378292A JP22378292A JPH0669804A JP H0669804 A JPH0669804 A JP H0669804A JP 22378292 A JP22378292 A JP 22378292A JP 22378292 A JP22378292 A JP 22378292A JP H0669804 A JPH0669804 A JP H0669804A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 高価なD/A変換回路を使用することなく、
その情報量を多くして高い信頼性の制御を行なうことが
可能で、かつ、構成回路部品点数を多くすることのない
D/A変換装置を提供すること。 【構成】 デューティ比制御回路4は、出力切替回路3
による判定が現在アイドリング制御中のとき、スロット
ル開度演算回路2からのディジタル値出力の所定の上位
Mビットと、前記上位Mビットのディジタル値に+1加
算したディジタル値とを、下位Lビットで表現されるデ
ューティ比で切替えて出力する。また、現在アイドリン
グ制御中でないとき、前記スロットル開度演算回路2か
らのディジタル値出力の所定の上位Mビットを連続出力
し、それをD/A変換回路5に入力してD/A変換し、
そのアナログ出力をローパスフィルタ6で平均化するも
のである。
その情報量を多くして高い信頼性の制御を行なうことが
可能で、かつ、構成回路部品点数を多くすることのない
D/A変換装置を提供すること。 【構成】 デューティ比制御回路4は、出力切替回路3
による判定が現在アイドリング制御中のとき、スロット
ル開度演算回路2からのディジタル値出力の所定の上位
Mビットと、前記上位Mビットのディジタル値に+1加
算したディジタル値とを、下位Lビットで表現されるデ
ューティ比で切替えて出力する。また、現在アイドリン
グ制御中でないとき、前記スロットル開度演算回路2か
らのディジタル値出力の所定の上位Mビットを連続出力
し、それをD/A変換回路5に入力してD/A変換し、
そのアナログ出力をローパスフィルタ6で平均化するも
のである。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は、ディジタル値をアナ
ログ値に変換するD/A変換装置に関し、D/A変換回
路のビット数より多いビット数のディジタルデータをD
/A変換する装置に関するものである。
ログ値に変換するD/A変換装置に関し、D/A変換回
路のビット数より多いビット数のディジタルデータをD
/A変換する装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】例えば、特開昭61−8437号公報に
示された車輌のエンジン制御用電子装置のように、アク
セルセンサの出力値に対応したスロットル開度となるよ
うに、マイクロコンピュータが直流モータ駆動回路へ指
令値を出力するものでは、この指令値の出力範囲が0度
から90度(スロットルの全閉〜全開)、その分解能は
アイドリング制御時には0.02度を要求されるため、
高分解能、例えば、12ビット(bit)以上のD/A
変換回路を必要とする。ところが、高分解能のD/A変
換回路は高価であり、結果として、車輌のエンジン制御
用電子装置に対する価格を持ち上げることになる。
示された車輌のエンジン制御用電子装置のように、アク
セルセンサの出力値に対応したスロットル開度となるよ
うに、マイクロコンピュータが直流モータ駆動回路へ指
令値を出力するものでは、この指令値の出力範囲が0度
から90度(スロットルの全閉〜全開)、その分解能は
アイドリング制御時には0.02度を要求されるため、
高分解能、例えば、12ビット(bit)以上のD/A
変換回路を必要とする。ところが、高分解能のD/A変
換回路は高価であり、結果として、車輌のエンジン制御
用電子装置に対する価格を持ち上げることになる。
【0003】この種の車輌のエンジン制御用電子装置の
問題に着目し、アナログ値で得られたアクセルセンサの
出力をA/D変換して所定のディジタル処理を行ない、
再びアナログ値とすべくD/A変換を行なうD/A変換
装置の従来例として、米国特許第4,638,228号
明細書及び特開昭61−66831号公報を挙げること
ができる。
問題に着目し、アナログ値で得られたアクセルセンサの
出力をA/D変換して所定のディジタル処理を行ない、
再びアナログ値とすべくD/A変換を行なうD/A変換
装置の従来例として、米国特許第4,638,228号
明細書及び特開昭61−66831号公報を挙げること
ができる。
【0004】まず、前記米国特許明細書の技術は、D/
A変換回路により閉制御ループに供給されるディジタル
値、例えば、8ビットの分解能を上げることを目的と
し、最下位のビットを制御済のパルス持続時間とパルス
間隔時間との比により截断するものである。このときD
/A変換回路の出力は、ローパスフィルタまたはコント
ローラの低域伝送特性またはアナログ信号を指令信号と
して使用する全制御ループの追随特性により平均化また
は積分される。なお、この際のパルス幅変調の反復周波
数は、ローパスフィルタまたは制御ループのフィルタ特
性によって決定される。
A変換回路により閉制御ループに供給されるディジタル
値、例えば、8ビットの分解能を上げることを目的と
し、最下位のビットを制御済のパルス持続時間とパルス
間隔時間との比により截断するものである。このときD
/A変換回路の出力は、ローパスフィルタまたはコント
ローラの低域伝送特性またはアナログ信号を指令信号と
して使用する全制御ループの追随特性により平均化また
は積分される。なお、この際のパルス幅変調の反復周波
数は、ローパスフィルタまたは制御ループのフィルタ特
性によって決定される。
【0005】このD/A変換装置は、最下位のビットを
制御済の衝撃係数により截断して、その截断効果によ
り、D/A変換回路の出力をアナログ値へと変換するこ
とにより、例えば、8ビットを使用する内燃機関の吸込
管において、スロットルのような燃料供給制御部材を8
ビット以上の情報として正確に制御することができる。
制御済の衝撃係数により截断して、その截断効果によ
り、D/A変換回路の出力をアナログ値へと変換するこ
とにより、例えば、8ビットを使用する内燃機関の吸込
管において、スロットルのような燃料供給制御部材を8
ビット以上の情報として正確に制御することができる。
【0006】また、特開昭61−66831号公報の技
術は、下位部分のディジタル値をD/A変換してアナロ
グ値とし、そのアナログ値をパルス幅変調し、そのパル
ス幅変調した値を上位部分のデューティ比出力値に加算
するものである。
術は、下位部分のディジタル値をD/A変換してアナロ
グ値とし、そのアナログ値をパルス幅変調し、そのパル
ス幅変調した値を上位部分のデューティ比出力値に加算
するものである。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】上記米国特許第4,6
38,228号明細書に記載の技術は、ディジタル値の
分解能を上げるために、最下位のビットを制御済のパル
ス持続時間とパルス間隔時間との比により截断制御する
ものである。したがって、D/A変換回路の出力は、制
御済みのアナログ値が所定のタイミングで截断され、そ
の振幅変化が大きくなり、その出力に高周波が重畳され
ることになる。このため、ローパスフィルタを通して平
均化または積分しても、その応答性を良くした場合に
は、急峻な変化を平滑化することが困難である。
38,228号明細書に記載の技術は、ディジタル値の
分解能を上げるために、最下位のビットを制御済のパル
ス持続時間とパルス間隔時間との比により截断制御する
ものである。したがって、D/A変換回路の出力は、制
御済みのアナログ値が所定のタイミングで截断され、そ
の振幅変化が大きくなり、その出力に高周波が重畳され
ることになる。このため、ローパスフィルタを通して平
均化または積分しても、その応答性を良くした場合に
は、急峻な変化を平滑化することが困難である。
【0008】また、特開昭61−66831号公報に掲
載の技術は、回路構成が複雑となり、しかも、下位部分
のディジタル値をパルス幅変調するものであるから、高
速開閉制御が必要となり、装置全体の回路構成が高価に
なる。
載の技術は、回路構成が複雑となり、しかも、下位部分
のディジタル値をパルス幅変調するものであるから、高
速開閉制御が必要となり、装置全体の回路構成が高価に
なる。
【0009】そこで、本発明は、高価なD/A変換回路
を使用することなく、その情報量を多くして高い信頼性
の制御を行なうことが可能であり、構成回路部品点数を
多くすることのないD/A変換装置の提供を課題とする
ものである。
を使用することなく、その情報量を多くして高い信頼性
の制御を行なうことが可能であり、構成回路部品点数を
多くすることのないD/A変換装置の提供を課題とする
ものである。
【0010】
【課題を解決するための手段】本発明のD/A変換装置
においては、Nビットのディジタル値を設定するディジ
タル値設定手段と、ディジタル値の所定の上位Mビット
のディジタル値と上位Mビットのディジタル値の最下位
ビットが異なるディジタル値とを、下位Lビット(但
し、N=M+L)で表現されるデューティ比で切替えて
出力するデューティ信号出力手段と、そのデューティ信
号出力手段の出力をD/A変換するD/A変換回路と、
更に、そのD/A変換回路の出力を平均化するローパス
フィルタとを具備するものである。
においては、Nビットのディジタル値を設定するディジ
タル値設定手段と、ディジタル値の所定の上位Mビット
のディジタル値と上位Mビットのディジタル値の最下位
ビットが異なるディジタル値とを、下位Lビット(但
し、N=M+L)で表現されるデューティ比で切替えて
出力するデューティ信号出力手段と、そのデューティ信
号出力手段の出力をD/A変換するD/A変換回路と、
更に、そのD/A変換回路の出力を平均化するローパス
フィルタとを具備するものである。
【0011】
【作用】本発明においては、Nビットのディジタル値が
設定される。そして、デューティ信号出力手段によっ
て、ディジタル値の所定の上位Mビットのディジタル値
と上位Mビットのディジタル値の最下位ビットが異なる
ディジタル値とを、下位Lビット(但し、N=M+L)
で表現されるデューティ比で切替えて出力する。このデ
ューティ信号出力手段の出力はD/A変換回路に入力さ
れてアナログ出力とされ、更に、その出力をローパスフ
ィルタを通してD/A変換回路の出力を平均化する。こ
れによって、アナログ出力としては、上位MビットのD
/A変換回路の出力に対して、このMビットの最下位ビ
ットの値を1/2L 倍した出力が加算され、Nビットの
ディジタル値に対応したアナログ出力となる。
設定される。そして、デューティ信号出力手段によっ
て、ディジタル値の所定の上位Mビットのディジタル値
と上位Mビットのディジタル値の最下位ビットが異なる
ディジタル値とを、下位Lビット(但し、N=M+L)
で表現されるデューティ比で切替えて出力する。このデ
ューティ信号出力手段の出力はD/A変換回路に入力さ
れてアナログ出力とされ、更に、その出力をローパスフ
ィルタを通してD/A変換回路の出力を平均化する。こ
れによって、アナログ出力としては、上位MビットのD
/A変換回路の出力に対して、このMビットの最下位ビ
ットの値を1/2L 倍した出力が加算され、Nビットの
ディジタル値に対応したアナログ出力となる。
【0012】
【実施例】以下、本発明の実施例のD/A変換装置を車
輌のエンジン制御用電子装置に使用した事例について説
明する。
輌のエンジン制御用電子装置に使用した事例について説
明する。
【0013】図1は本発明の一実施例におけるD/A変
換装置の全体機能構成図である。
換装置の全体機能構成図である。
【0014】図において、アクセルペタル11には、図
示しないポテンショメータ等からなるアクセルセンサが
配設されており、アクセルセンサからはアナログ値が出
力される。前記アクセルペタル11の踏込みによって決
定されるアクセルセンサからは、踏込みに応じたアナロ
グ値が出力され、そのアナログ値はA/D変換回路1に
入力される。本実施例に使用するA/D変換回路1で
は、10ビットのディジタル値出力となっている。A/
D変換回路1からの10ビットのディジタル値出力は、
スロットル開度演算回路2に入力され、そこで、アクセ
ルセンサ、エンジン回転数、車速の各ディジタル値を基
に、Nビットのディジタル値からなるスロットル20の
目標開度を設定する。因みに、本実施例では、12ビッ
トのディジタル値でスロットル目標開度を設定する。
示しないポテンショメータ等からなるアクセルセンサが
配設されており、アクセルセンサからはアナログ値が出
力される。前記アクセルペタル11の踏込みによって決
定されるアクセルセンサからは、踏込みに応じたアナロ
グ値が出力され、そのアナログ値はA/D変換回路1に
入力される。本実施例に使用するA/D変換回路1で
は、10ビットのディジタル値出力となっている。A/
D変換回路1からの10ビットのディジタル値出力は、
スロットル開度演算回路2に入力され、そこで、アクセ
ルセンサ、エンジン回転数、車速の各ディジタル値を基
に、Nビットのディジタル値からなるスロットル20の
目標開度を設定する。因みに、本実施例では、12ビッ
トのディジタル値でスロットル目標開度を設定する。
【0015】序で、本実施例のNビットのディジタル値
を設定するディジタル値設定手段としてのスロットル開
度演算回路2の出力は、出力切替回路3に入力する。出
力切替回路3ではエンジン回転数及び必要に応じて車速
を入力し、それらの入力をみて、現在アイドリング制御
中であるか否かを、車速がゼロのときにエンジン回転数
が所定の回転数より低いか否かで判定するものである。
を設定するディジタル値設定手段としてのスロットル開
度演算回路2の出力は、出力切替回路3に入力する。出
力切替回路3ではエンジン回転数及び必要に応じて車速
を入力し、それらの入力をみて、現在アイドリング制御
中であるか否かを、車速がゼロのときにエンジン回転数
が所定の回転数より低いか否かで判定するものである。
【0016】出力切替回路3で、現在アイドリング制御
中でないと判定されたとき、本実施例のデューティ信号
出力手段としてのデューティ比制御回路4を介すること
なく、12ビットのディジタル値からなるスロットル2
0の目標開度設定されたディジタル値の上位10ビット
をD/A変換回路5の入力とする。
中でないと判定されたとき、本実施例のデューティ信号
出力手段としてのデューティ比制御回路4を介すること
なく、12ビットのディジタル値からなるスロットル2
0の目標開度設定されたディジタル値の上位10ビット
をD/A変換回路5の入力とする。
【0017】出力切替回路3で現在アイドリング制御中
であると判定したとき、デューティ比制御回路4はデュ
ーティ比制御回路4からのディジタル値出力を繰返し発
生させる出力周期T(図3参照)で、D/A変換回路5
に入力するタイミングを1/2L またはその整数分の1
に分割した時間だけデューティ比制御に入る。即ち、出
力周期Tのタイミングを1/2L 分割した場合、下位2
ビットのディジタル値の、“0,0”、“0,1”、
“1,0”、“1,1”に対応して、“0,0”のと
き、1/2L 時間上位10ビットの出力を直接D/A変
換回路5の入力とする。また、下位2ビットのディジタ
ル値が“0,1”のとき、上位10ビットの出力を3/
2L 時間とし、上位10ビットのディジタル値+1の出
力を1/2L時間とし、D/A変換回路5の入力とす
る。
であると判定したとき、デューティ比制御回路4はデュ
ーティ比制御回路4からのディジタル値出力を繰返し発
生させる出力周期T(図3参照)で、D/A変換回路5
に入力するタイミングを1/2L またはその整数分の1
に分割した時間だけデューティ比制御に入る。即ち、出
力周期Tのタイミングを1/2L 分割した場合、下位2
ビットのディジタル値の、“0,0”、“0,1”、
“1,0”、“1,1”に対応して、“0,0”のと
き、1/2L 時間上位10ビットの出力を直接D/A変
換回路5の入力とする。また、下位2ビットのディジタ
ル値が“0,1”のとき、上位10ビットの出力を3/
2L 時間とし、上位10ビットのディジタル値+1の出
力を1/2L時間とし、D/A変換回路5の入力とす
る。
【0018】そして、下位2ビットのディジタル値が
“1,0”のとき上位10ビットの出力を2/2L 時間
とし、上位10ビットのディジタル値+1の出力を2/
2L 時間とし、D/A変換回路5の入力とする。更に、
下位2ビットのディジタル値が“1,1”のとき上位1
0ビットの出力を1/2L 時間とし、上位10ビットの
ディジタル値+1の出力を3/2L 時間とし、D/A変
換回路5の入力とする。
“1,0”のとき上位10ビットの出力を2/2L 時間
とし、上位10ビットのディジタル値+1の出力を2/
2L 時間とし、D/A変換回路5の入力とする。更に、
下位2ビットのディジタル値が“1,1”のとき上位1
0ビットの出力を1/2L 時間とし、上位10ビットの
ディジタル値+1の出力を3/2L 時間とし、D/A変
換回路5の入力とする。
【0019】このように、デューティ比制御回路4は、
D/A変換回路5に入力するタイミングを2L に分割し
て、1/2L 時間毎のデューティ比制御に入ることによ
り、1/2L の整数倍の時間だけ時間変調した情報の加
算とし、それをD/A変換回路5の入力とする。
D/A変換回路5に入力するタイミングを2L に分割し
て、1/2L 時間毎のデューティ比制御に入ることによ
り、1/2L の整数倍の時間だけ時間変調した情報の加
算とし、それをD/A変換回路5の入力とする。
【0020】前記D/A変換回路5の出力は、その出力
を平滑化するために、デューティ比制御回路4からのデ
ィジタル値出力を繰返し発生させる出力周期Tの周波数
よりも十分に低い遮断周波数を有するローパスフィルタ
(LPF)6に入力され、そこで平滑化されたアナログ
信号は差動増幅回路7に入力される。差動増幅回路7に
は、スロットル20の開度がスロットルセンサ22によ
って検出され、それが入力されているからその差が出力
となって、比較回路8に入力される。比較回路8では三
角波発生回路10の出力との比較によって、差動増幅回
路7の出力がパルス幅変調された出力となる。パルス幅
変調された出力は直流モータ駆動回路9を介して直流モ
ータ21を駆動し、スロットル20の開度を所定の開度
とする。
を平滑化するために、デューティ比制御回路4からのデ
ィジタル値出力を繰返し発生させる出力周期Tの周波数
よりも十分に低い遮断周波数を有するローパスフィルタ
(LPF)6に入力され、そこで平滑化されたアナログ
信号は差動増幅回路7に入力される。差動増幅回路7に
は、スロットル20の開度がスロットルセンサ22によ
って検出され、それが入力されているからその差が出力
となって、比較回路8に入力される。比較回路8では三
角波発生回路10の出力との比較によって、差動増幅回
路7の出力がパルス幅変調された出力となる。パルス幅
変調された出力は直流モータ駆動回路9を介して直流モ
ータ21を駆動し、スロットル20の開度を所定の開度
とする。
【0021】したがって、差動増幅回路7に入力される
D/A変換回路5の出力によって、スロットル20の開
度が設定される。
D/A変換回路5の出力によって、スロットル20の開
度が設定される。
【0022】なお、スロットル開度演算回路2及び出力
切替回路3、デューティ比制御回路4は、マイクロコン
ピュータCPUとして使用することもできる。また、A
/D変換回路1及びD/A変換回路5をマイクロコンピ
ュータCPUに内蔵させることもできる。
切替回路3、デューティ比制御回路4は、マイクロコン
ピュータCPUとして使用することもできる。また、A
/D変換回路1及びD/A変換回路5をマイクロコンピ
ュータCPUに内蔵させることもできる。
【0023】更に、本実施例におけるD/A変換装置の
動作を詳述する。
動作を詳述する。
【0024】図2は本発明の一実施例におけるD/A変
換装置の動作の説明図である。図3及び図4は本発明の
一実施例におけるD/A変換装置のスロットル開度演算
回路2及び出力切替回路3、デューティ比制御回路4を
マイクロコンピュータCPUで構成し、それをプログラ
ム制御する場合のフローチャートである。
換装置の動作の説明図である。図3及び図4は本発明の
一実施例におけるD/A変換装置のスロットル開度演算
回路2及び出力切替回路3、デューティ比制御回路4を
マイクロコンピュータCPUで構成し、それをプログラ
ム制御する場合のフローチャートである。
【0025】本実施例は、スロットル開度演算回路2及
び出力切替回路3、デューティ比制御回路4は、マイク
ロコンピュータCPUとして機能させている。
び出力切替回路3、デューティ比制御回路4は、マイク
ロコンピュータCPUとして機能させている。
【0026】このプログラムは、図示しない車輌のエン
ジン制御用電子装置のメインプログラムとしての初期化
が行なわれた後、このルーチンの処理に入る。
ジン制御用電子装置のメインプログラムとしての初期化
が行なわれた後、このルーチンの処理に入る。
【0027】最初に、1,2,3,4,・・・と計数す
るバイナリーカウンタからなるカウンタPhase に1を設
定する。カウンタPhase の1はデューティ比制御回路4
からD/A変換回路5に出力する出力周期Tを1/2L
分割した最初の1/2L 時間を示すものである。アクセ
ルセンサの出力をA/D変換回路1を介して入力し、そ
して、アクセルセンサ及びエンジン回転数、車速を入力
し、それらを基にスロットル目標開度を演算する。因
に、本実施例のスロットル目標開度は、図2に示すよう
に、12ビットのディジタル値D0 で出力される(ステ
ップS1〜ステップS3)。
るバイナリーカウンタからなるカウンタPhase に1を設
定する。カウンタPhase の1はデューティ比制御回路4
からD/A変換回路5に出力する出力周期Tを1/2L
分割した最初の1/2L 時間を示すものである。アクセ
ルセンサの出力をA/D変換回路1を介して入力し、そ
して、アクセルセンサ及びエンジン回転数、車速を入力
し、それらを基にスロットル目標開度を演算する。因
に、本実施例のスロットル目標開度は、図2に示すよう
に、12ビットのディジタル値D0 で出力される(ステ
ップS1〜ステップS3)。
【0028】ここで、スロットル目標開度の12ビット
のディジタル値D0 の上位Mビットを格納するメモリD
1 に対して、図2に示すように、スロットル目標開度の
ディジタル値D0 の上位10ビットを格納し、また、メ
モリD2 に対しては、スロットル目標開度のディジタル
値D0 の上位10ビットのディジタル値に+1を加算し
たディジタル値を格納する。そして、メモリEに対して
は、スロットル目標開度のディジタル値D0 の下位Lビ
ット(下位2ビット)を格納する(ステップS4)。
のディジタル値D0 の上位Mビットを格納するメモリD
1 に対して、図2に示すように、スロットル目標開度の
ディジタル値D0 の上位10ビットを格納し、また、メ
モリD2 に対しては、スロットル目標開度のディジタル
値D0 の上位10ビットのディジタル値に+1を加算し
たディジタル値を格納する。そして、メモリEに対して
は、スロットル目標開度のディジタル値D0 の下位Lビ
ット(下位2ビット)を格納する(ステップS4)。
【0029】次に、アイドリング制御中(ISC制御
中)であるか判定し、アイドリング制御中でないとき、
スロットル目標開度のディジタル値D0 の下位2ビット
を格納したメモリEの内容をみて、メモリEが2未満の
とき、スロットル目標開度のディジタル値D0 の上位1
0ビットを格納したメモリD1 の値を出力し、メモリE
が2以上のとき、スロットル目標開度のディジタル値D
0 の上位10ビットのディジタル値に+1を加算したメ
モリD2 の値を、D/A変換回路5に出力する(ステッ
プS6〜ステップS8)。即ち、ステップS6〜ステッ
プS8のルーチンは、スロットル目標開度のディジタル
値D0 の上位10ビットに対して、下位2ビットの値を
四捨五入するものである。
中)であるか判定し、アイドリング制御中でないとき、
スロットル目標開度のディジタル値D0 の下位2ビット
を格納したメモリEの内容をみて、メモリEが2未満の
とき、スロットル目標開度のディジタル値D0 の上位1
0ビットを格納したメモリD1 の値を出力し、メモリE
が2以上のとき、スロットル目標開度のディジタル値D
0 の上位10ビットのディジタル値に+1を加算したメ
モリD2 の値を、D/A変換回路5に出力する(ステッ
プS6〜ステップS8)。即ち、ステップS6〜ステッ
プS8のルーチンは、スロットル目標開度のディジタル
値D0 の上位10ビットに対して、下位2ビットの値を
四捨五入するものである。
【0030】また、アイドリング制御中であると判定し
たとき、まず、スロットル目標開度のディジタル値D0
の上位10ビットを格納したメモリD1 の値を出力し、
最初にカウンタPhase に+1をインクリメントし、その
状態でT/4(T/2L )時間の経過を待って、現在の
カウンタPhase に格納されている値がカウンタPhas
eに+1をインクリメントした結果が1に戻っているか
判定し、カウンタPhase に格納されている値が1
のとき、ステップS2からのルーチンに戻る(ステップ
S5、ステップS9〜ステップS12)。ここで、T/
4時間の経過は、デューティ比制御回路4からD/A変
換回路5に出力するタイミングを1/2L 分割し、それ
を時間で表現したものである。本実施例のデューティ比
の周期は、デューティ比制御回路4からのディジタル値
出力を繰返し発生させる出力周期Tの1/2L 倍したも
の、またはその整数分の1倍したものである。
たとき、まず、スロットル目標開度のディジタル値D0
の上位10ビットを格納したメモリD1 の値を出力し、
最初にカウンタPhase に+1をインクリメントし、その
状態でT/4(T/2L )時間の経過を待って、現在の
カウンタPhase に格納されている値がカウンタPhas
eに+1をインクリメントした結果が1に戻っているか
判定し、カウンタPhase に格納されている値が1
のとき、ステップS2からのルーチンに戻る(ステップ
S5、ステップS9〜ステップS12)。ここで、T/
4時間の経過は、デューティ比制御回路4からD/A変
換回路5に出力するタイミングを1/2L 分割し、それ
を時間で表現したものである。本実施例のデューティ比
の周期は、デューティ比制御回路4からのディジタル値
出力を繰返し発生させる出力周期Tの1/2L 倍したも
の、またはその整数分の1倍したものである。
【0031】ステップS12で現在のカウンタPhase に
格納されている値が1に戻っていないとき、ステップS
13〜ステップS15でそれを判定し、かつ、ステップ
S17〜ステップS19でメモリEの値を判定し、メモ
リEの値の大きさによってステップS16またはステッ
プS20でメモリD1 とメモリD2 を出力する。そし
て、カウンタPhase に+1をインクリメントし、現在の
カウンタPhase に格納されている値が、カウンタPhase
に+1をインクリメントした結果が4を越えているか判
定して、カウンタPhase に格納されている値が4を越え
ているときはカウンタPhase に1をセットして、カウン
タPhase に格納されている値が4以下のときは、直に、
ステップS11のルーチンに戻る(ステップS21〜ス
テップS23、ステップS11)。即ち、ステップS1
1〜ステップS23のルーチンでは、図2に示すよう
な、メモリEの値の大きさによってメモリD1 の値を出
力する時間t1 とメモリD2 の値を出力する時間t2
(但し、T=t1 +t2 )を出力するデューティ比(1
00×t2 /T)を決定する。
格納されている値が1に戻っていないとき、ステップS
13〜ステップS15でそれを判定し、かつ、ステップ
S17〜ステップS19でメモリEの値を判定し、メモ
リEの値の大きさによってステップS16またはステッ
プS20でメモリD1 とメモリD2 を出力する。そし
て、カウンタPhase に+1をインクリメントし、現在の
カウンタPhase に格納されている値が、カウンタPhase
に+1をインクリメントした結果が4を越えているか判
定して、カウンタPhase に格納されている値が4を越え
ているときはカウンタPhase に1をセットして、カウン
タPhase に格納されている値が4以下のときは、直に、
ステップS11のルーチンに戻る(ステップS21〜ス
テップS23、ステップS11)。即ち、ステップS1
1〜ステップS23のルーチンでは、図2に示すよう
な、メモリEの値の大きさによってメモリD1 の値を出
力する時間t1 とメモリD2 の値を出力する時間t2
(但し、T=t1 +t2 )を出力するデューティ比(1
00×t2 /T)を決定する。
【0032】このように、本実施例のD/A変換装置
は、アクセルセンサのアナログ出力をディジタル値出力
に変換するA/D変換回路1と、前記アクセルセンサ、
エンジン回転数、車速の各ディジタル値を基にスロット
ル20の目標開度をNビットのディジタル値出力として
設定するマイクロコンピュータCPU(ステップS3)
で構成されるスロットル開度演算回路2からなるディジ
タル値設定手段と、前記エンジン回転数を基に現在アイ
ドリング制御中か否かを判定するマイクロコンピュータ
CPU(ステップS5)で構成される出力切替回路3
と、前記出力切替回路3による判定が現在アイドリング
制御中のとき、スロットル開度演算回路2からのディジ
タル値出力の所定の上位Mビットと、前記上位Mビット
のディジタル値に+1加算したディジタル値とを、下位
Lビット(但し、N=M+L)で表現されるデューティ
比出力とし(ステップS9〜ステップS23)、また、
現在アイドリング制御中でないとき、前記スロットル開
度演算回路2からのディジタル値出力の所定の上位Mビ
ットを連続出力するマイクロコンピュータCPU(ステ
ップS6〜ステップS8)で構成されるデューティ比制
御回路4からなるデューティ信号出力手段と、前記デュ
ーティ比制御回路4からのディジタル値出力をD/A変
換するD/A変換回路5と、前記D/A変換回路5のア
ナログ出力を平均化するローパスフィルタ6とを具備す
るものである。
は、アクセルセンサのアナログ出力をディジタル値出力
に変換するA/D変換回路1と、前記アクセルセンサ、
エンジン回転数、車速の各ディジタル値を基にスロット
ル20の目標開度をNビットのディジタル値出力として
設定するマイクロコンピュータCPU(ステップS3)
で構成されるスロットル開度演算回路2からなるディジ
タル値設定手段と、前記エンジン回転数を基に現在アイ
ドリング制御中か否かを判定するマイクロコンピュータ
CPU(ステップS5)で構成される出力切替回路3
と、前記出力切替回路3による判定が現在アイドリング
制御中のとき、スロットル開度演算回路2からのディジ
タル値出力の所定の上位Mビットと、前記上位Mビット
のディジタル値に+1加算したディジタル値とを、下位
Lビット(但し、N=M+L)で表現されるデューティ
比出力とし(ステップS9〜ステップS23)、また、
現在アイドリング制御中でないとき、前記スロットル開
度演算回路2からのディジタル値出力の所定の上位Mビ
ットを連続出力するマイクロコンピュータCPU(ステ
ップS6〜ステップS8)で構成されるデューティ比制
御回路4からなるデューティ信号出力手段と、前記デュ
ーティ比制御回路4からのディジタル値出力をD/A変
換するD/A変換回路5と、前記D/A変換回路5のア
ナログ出力を平均化するローパスフィルタ6とを具備す
るものである。
【0033】したがって、本実施例においては、スロッ
トル開度演算回路2及び出力切替回路3、デューティ比
制御回路4を構成するマイクロコンピュータCPUのデ
ィジタル処理する処理回路のビット数がD/A変換回路
5のビット数を越えていても、そのソフトウエアによっ
て、D/A変換回路5の分解能以上の高分解能を付与す
ることができる。
トル開度演算回路2及び出力切替回路3、デューティ比
制御回路4を構成するマイクロコンピュータCPUのデ
ィジタル処理する処理回路のビット数がD/A変換回路
5のビット数を越えていても、そのソフトウエアによっ
て、D/A変換回路5の分解能以上の高分解能を付与す
ることができる。
【0034】そして、本実施例においては、スロットル
開度演算回路2からのディジタル値出力の所定の上位M
ビットと、前記上位Mビットのディジタル値に+1加算
したディジタル値とを、下位Lビットで表現されるデュ
ーティ比出力とするものであるから、上位Mビットのデ
ィジタル値をD/A変換したものを截断するのと違い、
デューティ比制御による出力の変動は上位Mビットのう
ちの最下位のディジタル値の変動にすぎない。故に、ア
イドリング制御中でない場合の出力変動が発生するのに
すぎないから、これによって高周波が重畳されることが
ない。また、応答性を高くしても、ローパスフィルタを
通過させることによって平均化できないということがな
い。
開度演算回路2からのディジタル値出力の所定の上位M
ビットと、前記上位Mビットのディジタル値に+1加算
したディジタル値とを、下位Lビットで表現されるデュ
ーティ比出力とするものであるから、上位Mビットのデ
ィジタル値をD/A変換したものを截断するのと違い、
デューティ比制御による出力の変動は上位Mビットのう
ちの最下位のディジタル値の変動にすぎない。故に、ア
イドリング制御中でない場合の出力変動が発生するのに
すぎないから、これによって高周波が重畳されることが
ない。また、応答性を高くしても、ローパスフィルタを
通過させることによって平均化できないということがな
い。
【0035】また、デューティ比制御回路4からのディ
ジタル値出力を繰返し発生させる周期Tの1/2L 倍ま
たはその整数分の1倍した間のデューティ比で制御でき
るから、回路素子のスイッチング速度を高速化する必要
がない。故に、全体の回路構成が廉価となる。
ジタル値出力を繰返し発生させる周期Tの1/2L 倍ま
たはその整数分の1倍した間のデューティ比で制御でき
るから、回路素子のスイッチング速度を高速化する必要
がない。故に、全体の回路構成が廉価となる。
【0036】特に、本実施例のD/A変換装置を車輌の
エンジン制御用電子装置に使用すれば、エンジン回転の
反応が指令値入力に対して数10ms程度遅れるから、
ローパスフィルタ6を省略し、D/A変換回路5の出力
を直接使用することもできる。勿論、ローパスフィルタ
6を用いればより品質を良くすることができる。
エンジン制御用電子装置に使用すれば、エンジン回転の
反応が指令値入力に対して数10ms程度遅れるから、
ローパスフィルタ6を省略し、D/A変換回路5の出力
を直接使用することもできる。勿論、ローパスフィルタ
6を用いればより品質を良くすることができる。
【0037】また、本実施例のD/A変換装置を車輌の
エンジン制御用電子装置に使用したとき、アイドリング
制御中の低回転のときのみ、D/A変換回路5の能力以
上の高分解能を持たせるものであり、高速回転のときに
はそれを行なわないので、エンジン回転数の増加に従っ
て処理頻度が増加する燃料噴射制御或いは点火時期制御
と同一マイクロコンピュータで処理させても、そのため
にマイクロコンピュータの処理能力を上げることがな
い。
エンジン制御用電子装置に使用したとき、アイドリング
制御中の低回転のときのみ、D/A変換回路5の能力以
上の高分解能を持たせるものであり、高速回転のときに
はそれを行なわないので、エンジン回転数の増加に従っ
て処理頻度が増加する燃料噴射制御或いは点火時期制御
と同一マイクロコンピュータで処理させても、そのため
にマイクロコンピュータの処理能力を上げることがな
い。
【0038】ところで、本実施例においては、アクセル
センサ、エンジン回転数、車速の各ディジタル値を基に
スロットル目標開度をNビットのディジタル値出力とし
て設定するスロットル開度演算回路2と、現在アイドリ
ング制御中でないとき、12ビットのディジタル値から
なるスロットル20の目標開度設定されたディジタル値
の上位10ビットをD/A変換回路5側の出力とし、現
在アイドリング制御中のとき、更に、下位2ビットのデ
ィジタル値をデューティ比制御によって加算した出力と
する出力切替回路3、及びD/A変換回路5に入力する
タイミングの周期Tを2L またはその整数倍に分割し
て、上位10ビットのディジタル値と上位10ビットの
ディジタル値+1の出力を用いて、1/2L またはその
整数倍分の1時間毎のデューティ比制御に入ることによ
り、1/2L の整数倍の時間だけ時間変調した情報を加
算し、それをD/A変換回路5側への出力とするデュー
ティ比制御回路4をマイクロコンピュータCPUで置換
えたものであるが、本発明を実施する場合には、スロッ
トル開度演算回路2の機能と、出力切替回路3及びデュ
ーティ比制御回路4の機能を有しておればよく、必ずし
も独立回路構成を意味するものではない。
センサ、エンジン回転数、車速の各ディジタル値を基に
スロットル目標開度をNビットのディジタル値出力とし
て設定するスロットル開度演算回路2と、現在アイドリ
ング制御中でないとき、12ビットのディジタル値から
なるスロットル20の目標開度設定されたディジタル値
の上位10ビットをD/A変換回路5側の出力とし、現
在アイドリング制御中のとき、更に、下位2ビットのデ
ィジタル値をデューティ比制御によって加算した出力と
する出力切替回路3、及びD/A変換回路5に入力する
タイミングの周期Tを2L またはその整数倍に分割し
て、上位10ビットのディジタル値と上位10ビットの
ディジタル値+1の出力を用いて、1/2L またはその
整数倍分の1時間毎のデューティ比制御に入ることによ
り、1/2L の整数倍の時間だけ時間変調した情報を加
算し、それをD/A変換回路5側への出力とするデュー
ティ比制御回路4をマイクロコンピュータCPUで置換
えたものであるが、本発明を実施する場合には、スロッ
トル開度演算回路2の機能と、出力切替回路3及びデュ
ーティ比制御回路4の機能を有しておればよく、必ずし
も独立回路構成を意味するものではない。
【0039】殊に、出力切替回路3は、現在アイドリン
グ制御中であるか否かを判定し、12ビットのディジタ
ル値からなるスロットル20の目標開度設定されたディ
ジタル値の上位10ビットをD/A変換回路5側の出力
としたり、現在アイドリング制御中のとき、更に、下位
2ビットのディジタル値をデューティ比制御によって加
算した出力とする切替えを行なうものである。しかし、
現在アイドリング制御中であるか否かを判定できれば、
アイドリング制御中でない場合には、デューティ比を0
%として出力することもできる。即ち、図3のステップ
S5の判定でアイドリング制御中でないと判定されたと
き、メモリEの値を“0,0”とし、ステップS9から
のルーチンに導けばよい。したがって、本発明を実施す
る場合の出力切替回路3は、現在アイドリング制御中で
あるか否かを判定できればよいことになる。この種の実
施態様の場合には、ソフトウエア的な判定のみで処理で
き、スイッチング回路を設けることなく、その出力の切
替が可能となる。
グ制御中であるか否かを判定し、12ビットのディジタ
ル値からなるスロットル20の目標開度設定されたディ
ジタル値の上位10ビットをD/A変換回路5側の出力
としたり、現在アイドリング制御中のとき、更に、下位
2ビットのディジタル値をデューティ比制御によって加
算した出力とする切替えを行なうものである。しかし、
現在アイドリング制御中であるか否かを判定できれば、
アイドリング制御中でない場合には、デューティ比を0
%として出力することもできる。即ち、図3のステップ
S5の判定でアイドリング制御中でないと判定されたと
き、メモリEの値を“0,0”とし、ステップS9から
のルーチンに導けばよい。したがって、本発明を実施す
る場合の出力切替回路3は、現在アイドリング制御中で
あるか否かを判定できればよいことになる。この種の実
施態様の場合には、ソフトウエア的な判定のみで処理で
き、スイッチング回路を設けることなく、その出力の切
替が可能となる。
【0040】また、本実施例においては、デューティ比
制御回路4において、出力切替回路3により現在アイド
リング制御中でないと判定されたとき、スロットル開度
演算回路2からのディジタル値の所定の上位Mビットの
連続出力は、下位Lビットのディジタル値を四捨五入
し、上位10ビットをD/A変換回路5側のディジタル
値出力を決定しているが、本発明を実施する場合には、
ステップS6及びステップS8を省略し、下位Lビット
のディジタル値の四捨五入を行なわないようにすること
もできる。しかし、本実施例のように、下位Lビットの
ディジタル値の四捨五入を行なうものでは、アイドリン
グ制御中でない場合、即ち、通常走行中のの情報の品質
を良くすることができる。
制御回路4において、出力切替回路3により現在アイド
リング制御中でないと判定されたとき、スロットル開度
演算回路2からのディジタル値の所定の上位Mビットの
連続出力は、下位Lビットのディジタル値を四捨五入
し、上位10ビットをD/A変換回路5側のディジタル
値出力を決定しているが、本発明を実施する場合には、
ステップS6及びステップS8を省略し、下位Lビット
のディジタル値の四捨五入を行なわないようにすること
もできる。しかし、本実施例のように、下位Lビットの
ディジタル値の四捨五入を行なうものでは、アイドリン
グ制御中でない場合、即ち、通常走行中のの情報の品質
を良くすることができる。
【0041】また、上記実施例では、上位Mビットに単
位データ1を加算したディジタル値を出力するように構
成したが、上位Mビットから単位データ1を減算し、1
0ビットのディジタル値−1の出力をデューティ出力し
てもよい。なお、この場合、下位Lビットの値が大きく
なるほどn/2L の係数nが小さくなるようデューティ
出力を行なう。
位データ1を加算したディジタル値を出力するように構
成したが、上位Mビットから単位データ1を減算し、1
0ビットのディジタル値−1の出力をデューティ出力し
てもよい。なお、この場合、下位Lビットの値が大きく
なるほどn/2L の係数nが小さくなるようデューティ
出力を行なう。
【0042】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のD/A変
換装置は、MビットのD/A変換回路を使用して、Nビ
ットのディジタル値に対応したアナログ出力を得ること
ができ、高価なD/A変換回路を使用することなく、そ
の情報量を多くして高い信頼性の制御を行なうことが可
能となる。
換装置は、MビットのD/A変換回路を使用して、Nビ
ットのディジタル値に対応したアナログ出力を得ること
ができ、高価なD/A変換回路を使用することなく、そ
の情報量を多くして高い信頼性の制御を行なうことが可
能となる。
【図1】図1は本発明の一実施例におけるD/A変換装
置の全体機能構成図である。
置の全体機能構成図である。
【図2】図2は本発明の一実施例におけるD/A変換装
置の動作の説明図である。
置の動作の説明図である。
【図3】図3は本発明の一実施例におけるD/A変換装
置を構成するマイクロコンピュータの制御プログラムの
一部分のフローチャートである。
置を構成するマイクロコンピュータの制御プログラムの
一部分のフローチャートである。
【図4】図4は本発明の一実施例におけるD/A変換装
置を構成するマイクロコンピュータの制御プログラムの
他の部分のフローチャートである。
置を構成するマイクロコンピュータの制御プログラムの
他の部分のフローチャートである。
1 A/D変換回路 2 スロットル開度演算回路 3 出力切替回路 4 デューティ比制御回路 5 D/A変換回路 6 ローパスフィルタ CPU マイクロコンピュータ
Claims (1)
- 【請求項1】 Nビットのディジタル値を設定するディ
ジタル値設定手段と、 前記ディジタル値設定手段により設定されたディジタル
値の所定の上位Mビットと、前記上位Mビットのディジ
タル値の最下位ビットが異なるディジタル値とを下位L
ビット(但し、N=M+L)で表現されるデューティ比
で切替えて出力するデューティ信号出力手段と、 前記デューティ信号出力手段からのディジタル値出力を
D/A変換するD/A変換回路と、 前記D/A変換回路のアナログ出力を平均化するローパ
スフィルタとを具備することを特徴とするD/A変換装
置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22378292A JPH0669804A (ja) | 1992-08-24 | 1992-08-24 | D/a変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22378292A JPH0669804A (ja) | 1992-08-24 | 1992-08-24 | D/a変換装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0669804A true JPH0669804A (ja) | 1994-03-11 |
Family
ID=16803629
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP22378292A Pending JPH0669804A (ja) | 1992-08-24 | 1992-08-24 | D/a変換装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0669804A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100345074B1 (ko) * | 1999-12-16 | 2002-07-20 | 주식회사 하이닉스반도체 | 딜레이 록 루프의 듀티 사이클 보정 회로 |
JP2007281844A (ja) * | 2006-04-06 | 2007-10-25 | Texas Instr Japan Ltd | 重みレベルを発生する方法および装置 |
JP2010198437A (ja) * | 2009-02-26 | 2010-09-09 | Taiheiyo Cement Corp | 位置決め制御ユニット、位置決め制御方法および位置決め制御プログラム |
JP2012129849A (ja) * | 2010-12-16 | 2012-07-05 | Nec Network & Sensor Systems Ltd | デジタルアナログ変換装置およびその制御方法 |
-
1992
- 1992-08-24 JP JP22378292A patent/JPH0669804A/ja active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100345074B1 (ko) * | 1999-12-16 | 2002-07-20 | 주식회사 하이닉스반도체 | 딜레이 록 루프의 듀티 사이클 보정 회로 |
JP2007281844A (ja) * | 2006-04-06 | 2007-10-25 | Texas Instr Japan Ltd | 重みレベルを発生する方法および装置 |
JP2010198437A (ja) * | 2009-02-26 | 2010-09-09 | Taiheiyo Cement Corp | 位置決め制御ユニット、位置決め制御方法および位置決め制御プログラム |
JP2012129849A (ja) * | 2010-12-16 | 2012-07-05 | Nec Network & Sensor Systems Ltd | デジタルアナログ変換装置およびその制御方法 |
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