JPH0669292B2 - サイリスタ変換器の制御装置 - Google Patents
サイリスタ変換器の制御装置Info
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- JPH0669292B2 JPH0669292B2 JP20489385A JP20489385A JPH0669292B2 JP H0669292 B2 JPH0669292 B2 JP H0669292B2 JP 20489385 A JP20489385 A JP 20489385A JP 20489385 A JP20489385 A JP 20489385A JP H0669292 B2 JPH0669292 B2 JP H0669292B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、交流電源電圧を整流し、出力側に備えたLCフ
ィルタを介して平滑された直流出力電圧を負荷に供給す
るサイリスタ変換器のための制御装置であって、制御入
力信号に応じた点弧角にてサイリスタ変換器内の個々の
サイリスタのための点弧信号を発生する点弧角調整手段
と、直流出力電圧の目標値信号と実際値信号とを比較演
算することにより前記点弧角調整手段のための制御入力
信号を作成する電圧調節手段とを備えたサイリスタ変換
器の制御装置に関する。
ィルタを介して平滑された直流出力電圧を負荷に供給す
るサイリスタ変換器のための制御装置であって、制御入
力信号に応じた点弧角にてサイリスタ変換器内の個々の
サイリスタのための点弧信号を発生する点弧角調整手段
と、直流出力電圧の目標値信号と実際値信号とを比較演
算することにより前記点弧角調整手段のための制御入力
信号を作成する電圧調節手段とを備えたサイリスタ変換
器の制御装置に関する。
例えば３相ブリッジ結線された６つのサイリスタからな
る変換器を用いて可変直流電圧を発生させる場合に、直
流出力電圧に含まれるリップルを低減するためにサイリ
スタ変換器は出力側にLCフィルタを備えている。また、
電源変動や負荷変動に起因する直流出力電圧の目標値か
らの誤差を修正するために、電圧調節器によるフィード
バック制御ループが設けられている。
る変換器を用いて可変直流電圧を発生させる場合に、直
流出力電圧に含まれるリップルを低減するためにサイリ
スタ変換器は出力側にLCフィルタを備えている。また、
電源変動や負荷変動に起因する直流出力電圧の目標値か
らの誤差を修正するために、電圧調節器によるフィード
バック制御ループが設けられている。
この場合にフィルタの共振点は、直流出力電圧のリップ
ル低減率が要求される値となるように選定される。
ル低減率が要求される値となるように選定される。
しかしながら、LC共振周波数をフィルタリアクトルよび
フィルタコンデンサの寸法的制約から思い通りに低く選
定できないことがある。このような場合には、、サイリ
スタ変換器の交流入力電圧の不平衝や個々のサイリスタ
間の点弧角バラツキ等に起因する商用周波数のリップル
が除去できず、またLC共振特性のために交流入力電圧
（交流電源電圧）の急変に対してフィードバック制御系
が速い回復制御をすることが困難であった。本発明の目
的とするところは、制御的手段により、かかる問題点を
解決することにある。
フィルタコンデンサの寸法的制約から思い通りに低く選
定できないことがある。このような場合には、、サイリ
スタ変換器の交流入力電圧の不平衝や個々のサイリスタ
間の点弧角バラツキ等に起因する商用周波数のリップル
が除去できず、またLC共振特性のために交流入力電圧
（交流電源電圧）の急変に対してフィードバック制御系
が速い回復制御をすることが困難であった。本発明の目
的とするところは、制御的手段により、かかる問題点を
解決することにある。
上記目的は、本発明によれば、電圧検出手段（５）と、
電流検出器（６）と、電圧調整手段（８）と、点弧角調
整手段（９）と、割り算手段(10)と、状態観測器(11)と
を有するサイリスタ変換器の制御装置であって、サイリ
スタ変換器は、サイリスタ（２）とLCフィルタ（３）と
を有し、交流電力を平滑された直流電力に変換するもの
であり、電圧調整手段（８）は、電圧検出器（５）によ
って検出される直流出力電圧の実際値信号と、電圧設定
器（７）によって設定される目標値信号とを比較演算し
てその偏差信号によりサイリスタ変換器（２）を制御す
る信号を生成して出力するものであり、状態観測器(11)
は、サイリスタ変換器（２）及びLCフィルタ（３）の伝
達関数を模擬するモデルを内蔵し、割り算手段(10)と、
電圧検出器（５）と、電流検出器（６）との出力を入力
し、サイリスタ変換器（２）が接続された交流電源電圧
およびLCフィルタのコンデンサ電流を推定演算するもの
であり、割り算手段(10)は、状態観測器(11)のコンデン
サ電流推定信号と電圧調整手段（８）の出力信号とを比
較してその偏差信号を入力し、状態観測器(11)から入力
した交流電源電圧推定信号で割り算してその結果を出力
し、点弧角調整手段（９）は、割り算手段(10)の出力を
入力してサイリスタ変換器（２）内の個々のサイリスタ
のための点弧信号を発生するものであることによって達
成される。
電流検出器（６）と、電圧調整手段（８）と、点弧角調
整手段（９）と、割り算手段(10)と、状態観測器(11)と
を有するサイリスタ変換器の制御装置であって、サイリ
スタ変換器は、サイリスタ（２）とLCフィルタ（３）と
を有し、交流電力を平滑された直流電力に変換するもの
であり、電圧調整手段（８）は、電圧検出器（５）によ
って検出される直流出力電圧の実際値信号と、電圧設定
器（７）によって設定される目標値信号とを比較演算し
てその偏差信号によりサイリスタ変換器（２）を制御す
る信号を生成して出力するものであり、状態観測器(11)
は、サイリスタ変換器（２）及びLCフィルタ（３）の伝
達関数を模擬するモデルを内蔵し、割り算手段(10)と、
電圧検出器（５）と、電流検出器（６）との出力を入力
し、サイリスタ変換器（２）が接続された交流電源電圧
およびLCフィルタのコンデンサ電流を推定演算するもの
であり、割り算手段(10)は、状態観測器(11)のコンデン
サ電流推定信号と電圧調整手段（８）の出力信号とを比
較してその偏差信号を入力し、状態観測器(11)から入力
した交流電源電圧推定信号で割り算してその結果を出力
し、点弧角調整手段（９）は、割り算手段(10)の出力を
入力してサイリスタ変換器（２）内の個々のサイリスタ
のための点弧信号を発生するものであることによって達
成される。
かかる本発明による解決手段によれば、交流電源電圧の
増減に対応して電圧調節手段の出力信号が交流電源電圧
推定信号にて変調され、それにより交流電源電圧の変化
に起因するサイリスタ変換器直流側電圧の変化分を丁度
相殺するように点弧角調調整手段への制御入力信号が変
化させられる。即ち、本発明によれば、従来のフィード
バック制御系に状態観測器を付加し、この状態観測器か
らの推定信号を用いて点弧角調整手段への制御入力信号
を変更するという、制御系の一部にフィードフォワード
的な要素を加味したフィードバック制御が行われるの
で、交流電源電圧の急変に対しても直流出力電圧の動揺
を抑えることができる。
増減に対応して電圧調節手段の出力信号が交流電源電圧
推定信号にて変調され、それにより交流電源電圧の変化
に起因するサイリスタ変換器直流側電圧の変化分を丁度
相殺するように点弧角調調整手段への制御入力信号が変
化させられる。即ち、本発明によれば、従来のフィード
バック制御系に状態観測器を付加し、この状態観測器か
らの推定信号を用いて点弧角調整手段への制御入力信号
を変更するという、制御系の一部にフィードフォワード
的な要素を加味したフィードバック制御が行われるの
で、交流電源電圧の急変に対しても直流出力電圧の動揺
を抑えることができる。
さらに、状態観測器からのコンデンサ電流推定信号を用
いてコンデンサ電流を負帰還したことによって、LCフィ
ルタの共振特性に制動をかけることができるので、商用
周波数のリップルを除去することができ、したがってLC
フィルタの寸法的制約を克服することができる。
いてコンデンサ電流を負帰還したことによって、LCフィ
ルタの共振特性に制動をかけることができるので、商用
周波数のリップルを除去することができ、したがってLC
フィルタの寸法的制約を克服することができる。
交流電源電圧は主回路に設けた計器用変圧器とこの計器
用変圧器の交流電圧出力を直流電圧信号に変換する整流
回路とによっても検出できるが、その場合に直流電圧信
号のリップルを除去するフィルタも必要であり、十分に
リップルを除去しようとする検出遅れが生じ、逆に検出
遅れを短縮しようとすると十分にリップルが除去できな
いという不都合がある。本発明において、状態観測器を
用いたことによる利点は、このことによるだけでなく、
ついでにコンデンサ電流推定信号が得られるところにも
ある。
用変圧器の交流電圧出力を直流電圧信号に変換する整流
回路とによっても検出できるが、その場合に直流電圧信
号のリップルを除去するフィルタも必要であり、十分に
リップルを除去しようとする検出遅れが生じ、逆に検出
遅れを短縮しようとすると十分にリップルが除去できな
いという不都合がある。本発明において、状態観測器を
用いたことによる利点は、このことによるだけでなく、
ついでにコンデンサ電流推定信号が得られるところにも
ある。
以下、図面を参照しながら、実施例に基づいて本発明を
更に詳細に説明する。
更に詳細に説明する。
第１図は本発明によるサイリスタ変換器の制御装置の実
施例を示すブロック図である。
施例を示すブロック図である。
変圧器１を介して３相交流電源に接続されるサイリスタ
変換器２は、３相ブリッジ結線された６つのサイリスタ
からなり出力側にはリアクトルＬとコンデンサＣとから
なるLCフィルタ３を備えている。LCフィルタ３により平
滑された直流出力電圧が負荷４に供給される。この直流
出力電圧は電圧検出器５によって検出され、また負荷電
流が電流検出器６によって検出される。直流出力電圧の
目標値は電圧設定器７にて設定される。電圧設定器７か
らの直流出力電圧の目標値信号Eo＊と電圧検出器５から
直流出力電圧の実際信号Eoとが電圧調節器８により比較
演算される。電圧調節器８としては例えばPI調節器が使
用される。電圧調節器８の出力信号は点弧角調整器９の
制御入力信号ｖとなる。点弧角調整器９は制御入力信号
ｖに応じた点弧角にて変換器２内の個々のサイリスタの
ための点弧信号を発生する。
変換器２は、３相ブリッジ結線された６つのサイリスタ
からなり出力側にはリアクトルＬとコンデンサＣとから
なるLCフィルタ３を備えている。LCフィルタ３により平
滑された直流出力電圧が負荷４に供給される。この直流
出力電圧は電圧検出器５によって検出され、また負荷電
流が電流検出器６によって検出される。直流出力電圧の
目標値は電圧設定器７にて設定される。電圧設定器７か
らの直流出力電圧の目標値信号Eo＊と電圧検出器５から
直流出力電圧の実際信号Eoとが電圧調節器８により比較
演算される。電圧調節器８としては例えばPI調節器が使
用される。電圧調節器８の出力信号は点弧角調整器９の
制御入力信号ｖとなる。点弧角調整器９は制御入力信号
ｖに応じた点弧角にて変換器２内の個々のサイリスタの
ための点弧信号を発生する。
さらに、本発明にしたがって、電圧調節器８と点弧角調
節器９との間に割算器10が挿入されており、そして点弧
角調節器９、サイリスタ変換器２およびLCフィルタ３の
伝達特性を模擬するモデルを有する状態観測器11が設け
られている。状態観測器11は、電圧検出器５からの直流
出力電圧の実際値信号Eoと、電流検出器６からの直流出
力電流の実際値信号izと、点弧角調整器９の制御入力信
号ｖとを入力されて、交流電源電圧の推定信号 とコンデンサ電流の推定信号 とを出力する。交流電源電圧の推定信号 は割算器10の分母入力に導かれ、コンデンサ電流の推定
信号 はデインＫの比例要素12を介して電圧調節器８の出力側
に設けられた加算器13のところに負帰還されている。
節器９との間に割算器10が挿入されており、そして点弧
角調節器９、サイリスタ変換器２およびLCフィルタ３の
伝達特性を模擬するモデルを有する状態観測器11が設け
られている。状態観測器11は、電圧検出器５からの直流
出力電圧の実際値信号Eoと、電流検出器６からの直流出
力電流の実際値信号izと、点弧角調整器９の制御入力信
号ｖとを入力されて、交流電源電圧の推定信号 とコンデンサ電流の推定信号 とを出力する。交流電源電圧の推定信号 は割算器10の分母入力に導かれ、コンデンサ電流の推定
信号 はデインＫの比例要素12を介して電圧調節器８の出力側
に設けられた加算器13のところに負帰還されている。
第２図は第１図における状態観測器11の詳細を示す。こ
れによれば、点弧角調整器９およびサイリスタ変換器２
の伝達特性を模擬する要素として、無駄時間特性を時定
数Ｔで近似する１次遅れ要素21、点弧角と出力電圧の非
線形特性を模擬する非線形要素22、交流入力電圧の出力
電圧への影響を模擬する掛算器23とが設けられている。
点弧角調整器９が非線形補償回路を備えている場合は非
線形要素22は省略可能である。これらの部分は、点弧角
調調整器９の制御入力信号ｖ（第１図参照）と第１図の
割算器10に導くべき交流電源電圧の推定信号 とからサイリスタ変換器２の出力電圧の推定信号 を発生する。積分要素24,25はLCフィルタ３の伝達特性
を模擬するために設けられている。即ち、積分要素24は
インダクタンスＬにおける電流、電圧の関係を模擬して
おり、該当する推定信号 の差を積分時間Ｔ１（＝Ｌ）でもって積分することによ
り、インダクタンスＬの電流の推定信号 を出力する。この推定信号 と電流検出器６からの直流出力電流の実際値信号izとの
差を積分要素25は、コンデンサＣにおける電流、電圧の
関係を模擬しており、その差を積分時間Ｔ２（＝Ｃ）で
もって積分することによって直流出力電圧の推定信号 を出力する。さらに、直流出力電圧の実際値信号Eoと推
定信号 と偏差が零になるように、その偏差がゲインｇ０を持つ
比例要素27を介して積分要素26に入力されて交流電源電
圧の推定信号 が調整される。それぞれゲインｇ１,g２を持つ比例要素
28,29は動作安定化のために設けられている。
れによれば、点弧角調整器９およびサイリスタ変換器２
の伝達特性を模擬する要素として、無駄時間特性を時定
数Ｔで近似する１次遅れ要素21、点弧角と出力電圧の非
線形特性を模擬する非線形要素22、交流入力電圧の出力
電圧への影響を模擬する掛算器23とが設けられている。
点弧角調整器９が非線形補償回路を備えている場合は非
線形要素22は省略可能である。これらの部分は、点弧角
調調整器９の制御入力信号ｖ（第１図参照）と第１図の
割算器10に導くべき交流電源電圧の推定信号 とからサイリスタ変換器２の出力電圧の推定信号 を発生する。積分要素24,25はLCフィルタ３の伝達特性
を模擬するために設けられている。即ち、積分要素24は
インダクタンスＬにおける電流、電圧の関係を模擬して
おり、該当する推定信号 の差を積分時間Ｔ１（＝Ｌ）でもって積分することによ
り、インダクタンスＬの電流の推定信号 を出力する。この推定信号 と電流検出器６からの直流出力電流の実際値信号izとの
差を積分要素25は、コンデンサＣにおける電流、電圧の
関係を模擬しており、その差を積分時間Ｔ２（＝Ｃ）で
もって積分することによって直流出力電圧の推定信号 を出力する。さらに、直流出力電圧の実際値信号Eoと推
定信号 と偏差が零になるように、その偏差がゲインｇ０を持つ
比例要素27を介して積分要素26に入力されて交流電源電
圧の推定信号 が調整される。それぞれゲインｇ１,g２を持つ比例要素
28,29は動作安定化のために設けられている。
このようにして、状態観測器11は交流電源電圧の推定信
号 と共に、積分器25の入力端のところで、コンデンサＣの
電流の推定信号 を発生する。
号 と共に、積分器25の入力端のところで、コンデンサＣの
電流の推定信号 を発生する。
すでに第１図で説明したように、交流電源電圧の推定信
号 は割算器10の分母入力となり、コンデンサＣの電流の推
定信号 はゲインＫの比例要素12を介して電圧調節器８の出力側
に設けられた加算器13のところへ負帰還される。
号 は割算器10の分母入力となり、コンデンサＣの電流の推
定信号 はゲインＫの比例要素12を介して電圧調節器８の出力側
に設けられた加算器13のところへ負帰還される。
割算器10は第２図における掛算要素23における交流電源
電圧による変動特性をフィードフォワード制御に準じた
制御にて高速補償し、交流電源電圧の変動に起因する直
流出力電圧の変動を抑制する。
電圧による変動特性をフィードフォワード制御に準じた
制御にて高速補償し、交流電源電圧の変動に起因する直
流出力電圧の変動を抑制する。
また、フィルタ３における伝達特性は、 Eo／Ed＝１／（１＋ｓ２LC） にて表せる共振特性であるが（ｓはラプラス演算子）、
コンデンサＣの電流をゲインＫにて負帰還することによ
って、特性は、ほぼ Eo／Ed＝１／（１＋sKL＋Ｓ２LC） に変わり、共振特性に制動をかけることができるので、
小型のLCフィルタでもって、商用周波数のリップルを除
去することができる。
コンデンサＣの電流をゲインＫにて負帰還することによ
って、特性は、ほぼ Eo／Ed＝１／（１＋sKL＋Ｓ２LC） に変わり、共振特性に制動をかけることができるので、
小型のLCフィルタでもって、商用周波数のリップルを除
去することができる。
第１図は本発明によるサイリスタ変換器の制御装置の実
施例を示すブロック図、第２図は第１図における状態観
測器の構成例を示すブロック図である。 ２……サイリスタ変換器 ３……LCフィルタ、５……電圧検出器 ６……電流検出器、７……電圧設定器 ８……電圧調節器、９……点弧角調整器 10……割算器、11……状態観測器 12……比例要素、13……加算要素 14……制御装置
施例を示すブロック図、第２図は第１図における状態観
測器の構成例を示すブロック図である。 ２……サイリスタ変換器 ３……LCフィルタ、５……電圧検出器 ６……電流検出器、７……電圧設定器 ８……電圧調節器、９……点弧角調整器 10……割算器、11……状態観測器 12……比例要素、13……加算要素 14……制御装置
Claims (1)
- 【請求項１】電圧検出手段（５）と、電流検出器（６）
と、電圧調整手段（８）と、点弧角調整手段（９）と、
割り算手段(10)と、状態観測器(11)とを有するサイリス
タ変換器の制御装置であって、 サイリスタ変換器は、サイリスタ（２）とLCフィルタ
（３）とを有し、交流電力を平滑された直流電圧に変換
するものであり、 電圧調整手段（８）は、電圧検出器（５）によって検出
される直流出力電圧の実際値信号と、電圧設定器（７）
によって設定される目標値信号とを比較演算してその偏
差信号によりサイリスタ変換器（２）を制御する信号を
生成して出力するものであり、 状態観測器(11)は、サイリスタ変換器（２）及びLCフィ
ルタ（３）の伝達関数を模擬するモデルを内蔵し、割り
算手段(10)と、電圧検出器（５）と、電流検出器（６）
との出力を入力し、サイリスタ変換器（２）が接続され
た交流電源電圧およびLCフィルタのコンデンサ電流を推
定演算するものであり、 割り算手段(10)は、状態観測器(11)のコンデンサ電流推
定信号と電圧調整手段（８）の出力信号とを比較してそ
の偏差信号を入力し、状態観測器(11)から入力した交流
電源電圧推定信号で割り算してその結果を出力し、 点弧角調整手段（９）は、割り算手段(10)の出力を入力
してサイリスタ変換器（２）内の個々のサイリスタのた
めの点弧信号を発生するものである サイリスタ変換器の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20489385A JPH0669292B2 (ja) | 1985-09-17 | 1985-09-17 | サイリスタ変換器の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20489385A JPH0669292B2 (ja) | 1985-09-17 | 1985-09-17 | サイリスタ変換器の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6268074A JPS6268074A (ja) | 1987-03-27 |
| JPH0669292B2 true JPH0669292B2 (ja) | 1994-08-31 |
Family
ID=16498140
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20489385A Expired - Fee Related JPH0669292B2 (ja) | 1985-09-17 | 1985-09-17 | サイリスタ変換器の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0669292B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008190650A (ja) * | 2007-02-06 | 2008-08-21 | Ntn Corp | シールリング |
| CN104038042B (zh) * | 2013-03-04 | 2016-12-28 | 珠海格力电器股份有限公司 | 交错式功率因数校正电路及其控制方法 |
-
1985
- 1985-09-17 JP JP20489385A patent/JPH0669292B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6268074A (ja) | 1987-03-27 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |