JPH0668543B2 - チヤ−プ信号受信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はチャープ変調信号を用いたチャープ信号受信装
置に関する。

〔従来の技術〕

チャープ信号送受信装置の一例として，送信信号にチャ
ープパルス変調を行なって送信し，ターゲットより反射
してきたエコー信号をコヒーレント検波し，ＡＤ変換し
てディジタル信号で地上へ送信し，更に地上でマッチド
フィルタを用いて復調及び画像処理を行なってターゲッ
トの画像を得るマイクロ波センサがある。このような送
受信装置において地上からのエコー信号レベルは，反射
散乱断面積σ_０の変化に応じて変動する。このためAGC
を用いて受信レベルの変動に拘わらず受信装置出力レベ
ルを一定とする機能が必要とされる。

第４図はこのような従来の受信装置を示し、可変利得増
幅器１、ＡＧＣ増幅器２、ピーク値を検出する検波器
３、低域濾波器４とを含む。このような回路において、
可変利得増幅器１の出力の一部から検波器３を用いてピ
ーク値を検出し、低減濾波器４を通してＡＧＣ増幅器２
に入力する。ＡＧＣ増幅器２は、低域濾波器４の出力を
保持するためのコンデンサを含む保持回路と、基準電圧
Ｅを発生する基準電圧源と、保持回路で保持された出力
と基準電圧Ｅとを入力とし、これらを比較して増幅する
比較増幅器とを有し、可変利得増幅器１の出力の変化に
応じて可変利得増幅器１の利得を変化させることにより
出力を一定に保つように動作する。

このような従来の受信装置によるAGCダイナミックレン
ジの動作を第５図に示す。このAGCダイナミックレンジ
の下限は従来の受信装置では受信装置としてのS/N比で
制限されていた。ここでは，Ｓは受信装置入力レベル，
Ｎは受信装置入力でのノイズレベルであり， Ｎ＝KTBF 但し，Ｋ：ボルツマン定数 Ｔ：絶対温度 Ｂ：受信装置帯域幅 Ｆ：受信装置入力等価雑音指数 で示される。

S/N比が約１０dB程度になると，ＳとＮとの和，即ち
（Ｓ＋Ｎ）レベルがＳレベルの変化に対してリニアでな
くなるため，AGCがＳレベルの変化にリニアに追随しな
くなる。また，Ｎレベルの中にＳレベルが埋もれてしま
うと，Ｓレベルの変化を検出できず，AGC動作不能，即
ち入力レベルの変化に応じて出力レベルも変化するよう
になるため，S/N比約１０dBがほぼ受信装置ダイナミッ
クレンジの下限となっていた。一方，上限は可変利得増
幅器１の可変利得範囲の上限に相当する。したがって，
AGCダイナミックレンジは第５図に示す如く，上限，下
限を有する。

〔発明が解決しようとする問題点〕

一方，チャープ信号は第３図(a)に示すように，パルス
幅Ｔで周波数偏移ΔＦのチャープ変調を受けている。地
上で第３図(b)に示す逆特性のマッチドフィルタで復調
を行なうと，周波数偏移ΔＦに分散されていた信号が第
３図(c)に示すように，一周波数に集中するため，パル
ス圧縮率＝ΔＦ×Ｔだけ信号レベルが増加する。ところ
が，ノイズにはコヒーレンシがないため，ノイズレベル
はマッチドフィルタで復調してもレベル変化はなくS/N
比はパルス圧縮率分だけ改善される。即ち，チャープ変
調を用いた受信装置では，S/N１０dB以下でもマッチド
フィルタで復調後はS/N比が改善されるため，システム
としては信号の識別が可能であるにも拘わらず，受信機
のAGCダイナミックレンジが前述した如くS/N約１０dBで
動作しなくなり，実際にはシステムとして機能しなくな
るという問題がある。

また，従来，AGCダイナミックレンジ改善の為AGCループ
内に狭帯域のフィルタを挿入したり，あるいはパイロッ
ト信号を挿入して該パイロット信号のレベルを検出して
AGC動作を行う等の方法がある。

しかし，前者，すなわちフィルタ挿入方法に於いてはフ
ィルタを狭帯域にするほど温度変化が問題となる。一
方，パイロット信号挿入による後者の場合，パイロット
信号分だけ帯域が広がる為占有周波数帯域が広がるこ
と，また送信部にパイロット信号を付加する手段を必要
とするという問題がある。

このような問題に鑑み，本発明はチャープ信号受信装置
に於いて，受信信号がチャープ変調されている事を利用
して従来技術の問題を発生する事なくAGCのダイナミッ
クレンジを広げることができるようにすることを目的と
している。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、チャープ変調された受信チャープ信号が入力
される可変利得増幅器と、該可変利得増幅器の出力のピ
ーク値を検出する検波器と、該検波器の出力に基づいて
前記可変利得増幅器の利得を制御するＡＧＣ増幅器とを
含むチャープ信号受信装置において、前記可変利得増幅
器の出力と前記検波器との間に、前記受信チャープ信号
の特性とは逆特性のマッチドフィルタを挿入接続したこ
とを特徴とする。

〔実施例〕

第１図は本発明によるチャープ信号受信装置の一実施例
である。本実施例は，第４図に示す従来の受信装置に於
いて，可変利得増幅器１と検波器３との間に受信チャー
プ信号を圧縮する為のマッチドフィルタ５を挿入した構
成となっている。

ここで，マッチドフィルタ５は受信チャープ信号とチャ
ープ特性が逆のSAW分散型遅延線で実現する事が出来
る。第３図はこの特性を示す。

第３図(a)は受信チャープ信号特性，第３図(b)はマッチ
ドフィルタ５，すなわちSAW分散型遅延線の特性であ
り，第３図(a)と逆特性となっている。第３図(c)は受信
チャープ信号の時間波形であり，SAW分散型遅延線を通
るとコヒーレント検波されて第３図(d)のように圧縮率
＝Ｂ×Ｔだけ信号レベルは増大する。

一方，雑音にはコヒーレンシはないから雑音レベルに変
化はなく，S/Nは圧縮率＝Ｂ×Ｔだけ改善される事にな
る。

動作について説明すると、可変利得増幅器１の出力はマ
ッチドフィルタ５を通った後、検波器３により受信波形
のピーク値が検出される。ピーク検波された信号は低域
濾波器４を通ってＡＧＣ増幅器２に入力される。ＡＧＣ
増幅器２は第４図で説明したものと同じ構成を有してお
り、低域濾波器４の出力は保持回路で保持され、比較増
幅器で基準電圧Ｅと比較増幅されて可変利得増幅器１に
負帰還されることで可変利得増幅器１の利得が制御され
る。

ここで、可変利得増幅器１の利得をＨ、比較増幅器の利
得をＧとすると、受信装置としての出力ｅは、 （ｅ−Ｅ）・Ｇ・Ｈ＝ｅ で表され、 ｅ＝Ｇ・Ｈ・Ｅ／（１−Ｇ・Ｈ） となる。

ここでＧ》１とすると、 ｅｋ・Ｅ（但し、ｋは定数）となり、出力ｅは基準
電圧Ｅに比例した一定電圧が得られる。

特に、本発明のように受信チャープ信号の特性と逆の特
性を有するマッチドフィルタを使用することにより、検
波器３によるピーク検波は第３図（ｄ）に示すようなパ
ルス状信号に対して行われ、ピーク検波された信号はＡ
ＧＣ増幅器２内の保持回路により保持される。ここで、
保持回路におけるコンデンサの時定数は前記パルス状信
号の繰り返し周期Ｔに応じて設定され、ピーク値の検波
期間ｔ１と保持回路における保持期間ｔ２とは第６図
(a)に示すような関係となる。これに対し、本発明のよ
うなマッチドフィルタを使用しない場合には、検波期間
ｔ１と保持回路における保持期間ｔ２との関係は第６図
（ｂ）に示すようになる。

なお、ノイズはランダム位相でコヒーレンシが無く、レ
ベル変化は無いのでＡＧＣ回路が動作することは無く、
これはＳ／Ｎ比が改善されることを意味する。

本実施例は以上の様な回路になっており，従来の受信装
置に比しS/Nが劣化してもAGC回路内のS/Nは圧縮比分だ
け改善される為，第２図に示す様に大幅に受信機ダイナ
ミックレンジを拡大する事が出来る。

〔発明の効果〕

以上説明した様に，本発明は受信信号の帯域幅を劣化さ
せる事なく，AGCループのS/Nを改善する事が出来る為，
チャープ信号伝送において圧縮比によるS/N改善効果を
期待出来る信号レベルまで受信ダイナミックレンジを拡
大する事が出来るという利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す図，第２図はそのAGC
特性図，第３図は第１図の実施例におけるAGC回路内の
マッチドフィルタによるノイズレベル改善を説明するた
めの図，第４図は従来の受信装置を示す図，第５図はそ
のAGC特性図。第６図はＡＧＣ増幅器における動作を本
発明と従来の場合とで比較説明するための波形図であ
る。 １……可変利得増幅器，２……AGC増幅器，３……検波
器，４……低域波器，５……マッチドフィルタ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】チャープ変調された受信チャープ信号が入
   力される可変利得増幅器と、該可変利得増幅器の出力の
   ピーク値を検出する検波器と、該検波器の出力に基づい
   て前記可変利得増幅器の利得を制御するＡＧＣ増幅器と
   を含むチャープ信号受信装置において、前記可変利得増
   幅器の出力と前記検波器との間に、前記受信チャープ信
   号の特性とは逆特性のマッチドフィルタを挿入接続した
   ことを特徴とするチャープ信号受信装置。