JPH0660286A - 負荷駆動用パルス幅変調回路 - Google Patents

負荷駆動用パルス幅変調回路

Info

Publication number
JPH0660286A
JPH0660286A JP3175428A JP17542891A JPH0660286A JP H0660286 A JPH0660286 A JP H0660286A JP 3175428 A JP3175428 A JP 3175428A JP 17542891 A JP17542891 A JP 17542891A JP H0660286 A JPH0660286 A JP H0660286A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
circuit
pulse
command signal
gradient coil
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP3175428A
Other languages
English (en)
Inventor
Jerry K Goff
ケイ．ゴフ ジェリ
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
PAFUOOMANSU CONTROLS Inc
Performance Controls Inc
Original Assignee
PAFUOOMANSU CONTROLS Inc
Performance Controls Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by PAFUOOMANSU CONTROLS Inc, Performance Controls Inc filed Critical PAFUOOMANSU CONTROLS Inc
Publication of JPH0660286A publication Critical patent/JPH0660286A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/493—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode the static converters being arranged for operation in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0043—Converters switched with a phase shift, i.e. interleaved
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Magnetic Resonance Imaging Apparatus (AREA)
  • Arrangements For Transmission Of Measured Signals (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【目的】 磁気共鳴型画像処理システムにおけるグラデ
ィエント・コイルの制御等に好適に使用することがで
き、従前のＰＷＭ回路に比較して電流リプルを低減し、
帯域幅を増大させることができる負荷駆動用パルス幅変
調回路を提供すること。 【構成】 対応する制御信号によって電源からの電圧が
選択的に与えられるようにして負荷に対して接続された
少なくとも一対のブリッジ回路をもち、対をなすブリッ
ジ回路に与えられるべき制御信号は、時間において互い
にずらされていることを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本願発明は、指令信号に応答して
負荷に流れる電流を発生させるための、パルス幅変調シ
ステムの分野に関する。本願発明は、サーボ・アンプ、
ブラシレス・モータ、あるいはこの種の機器類における
運動制御の分野において特に有用である。そして本願発
明は、磁気共鳴型画像処理（ＭＲＩ）システムにおける
グラディエント・コイルの駆動に用いると特に好適であ
る。
【０００２】
【発明の背景】サーボ・メカニズムによってモータを制
御することはよく知られているところであり、この場
合、モータを流れる電流は所望の値に保持され、かつこ
の所望の値は指令信号によって表される。このサーボ・
メカニズムは、指令信号電圧とフィードバック電圧とを
比較することによりモータを流れる電流を調整し、上記
フィードバック電圧は、モータ電流を表す適当に換算さ
れた信号となっている。上記指令信号とフィードバック
信号との間の差は、「エラー信号」と呼ばれ、そしてこ
れは、負荷に対して電流を与えるアンプを駆動するのに
用いられる。
【０００３】モータを駆動することが可能な信号を与え
るようにするため、上記エラー信号のレベルを増大させ
るために、線形パワーアンプが用いられてきた。しかし
ながら、線形アンプは電力を浪費し、かつこうした電力
浪費はシステムの効率を実質的に低下させる。電力を浪
費するシステムには、ヒート・シンク、冷却ファン、あ
るいはこの種の熱放散装置を備えねばならず、したがっ
て、こうしたシステムの寸法および重量は増加する。こ
のアンプにおいて浪費される電力を補填するためにエネ
ルギを用いることは、動作の全コストを増大させること
になり、無駄である。さらには、過大な熱がアンプ内に
用いられている半導体装置の寿命を短縮するということ
も知られている。
【０００４】モータを駆動するために用いられる上記の
線形アンプには、上述した欠点があるため、電力浪費を
起こさないパワー・ステージを設けることが好ましいと
いうことはこれまで認識されてきている。そのための一
つのアプローチがパルス幅変調（ＰＷＭ）回路である。
パルス幅変調回路においては、指令信号はパルス列を生
成するために用いられ、各パルスの幅は、指令信号の瞬
間値に関連させられている。上記のパルスは、指令信号
と、鋸刃波あるいは三角波からなるディザー信号とを比
較する比較器を用いることによって発生させられる。指
令信号がディザー信号を超えているとき、比較器の出力
はハイ・レベルとなり、その他の場合には比較器の出力
はロー・レベルとなる。このように、比較器の出力は、
指令信号を表すパルス列を含むことになる。
【０００５】上記のパルスは次に、負荷に対して電圧を
間欠的に与えるための１またはそれ以上のトランジスタ
のような電子スイッチ装置を駆動するために用いられ
る。トランジスタがスイッチとして用いられる場合、そ
れらは完全オン（すなわち飽和状態）あるいは完全オフ
（「カット・オフ」）の両方の場合がある。トランジス
タが飽和されているとき、ほとんど電圧降下がなく、一
方遮蔽（カット・オフ）状態にあるとき無視しうる電流
しか発生しないので、実際上トランジスタ内部において
電力が浪費されることはない。要するに、ＰＷＭ回路
は、負荷に対して電源電圧を与えるスイッチを含んでお
り、そのスイッチはそれ自体では目に見えるほどの電力
を消費しないのである。
【０００６】実際問題として、トランジスタ・スイッチ
は、全くの遮蔽状態あるいは無抵抗状態となることがな
いので、ごく小さな電力を消費する。しかしながら、線
形アンプにおいては約４０％の効率であるのに比較し
て、ＰＷＭ回路の効率は、約９０ないし９５％の高い効
率が可能である。
【０００７】ＰＷＭ回路における一つの問題は、電流リ
プルである。電動モータのような誘導的および抵抗的負
荷に電圧が突然与えられると、モータを流れる電流は、
時間の経過とともにほとんど線形的に上昇する。そして
電圧がなくなると、すなわち電圧パルスの後端部におい
て、モータを流れる電流は即座に０とはならず、誘導子
の磁場が消滅していくにしたがって時間とともにほぼ線
形的に低下する。このように、負荷に与えられる入力電
圧パルスは、結果的に電流にリプルを与えることになる
のである。このリプルは、すべてのＰＷＭアンプに対し
て固有のものである。モータのインダクタンスは、ある
程度まで上記のリプルを平滑化するフィルタとして働
く。このリプルの大きさは、供給電圧に比例するととも
にスイッチング周波数とモータのインダクタンスとに逆
比例する。しかしながら、ほとんどの場合において、モ
ータのインダクタンスおよび供給電圧は固定されてい
る。上記リプルを低減する最も簡単な方法は、したがっ
て、スイッチング周波数を増大させることである。しか
しながら、このようにすると、トランジスタ・スイッチ
におけるスイッチング・ロスを増大させることになる。
【０００８】従来技術におけるＰＷＭ回路において、最
大電圧エクスカーション（電圧暴走）が供給電圧の大き
さの２倍にもなるという事実によっても、上記リプルの
量はさらに増大させられる。このように、供給電圧をＶ
とすると、パルスを発生するスイッチング・ネットワー
クは、負荷に対して＋Ｖと−Ｖの電圧を交互に与えるこ
とになる。そして、最大電圧エクスカーションは、２Ｖ
となる。この電圧エクスカーションが大きくなればなる
ほど、電流リプルも大きくなる。
【０００９】電流リプルは、モータにおいてエネルギを
浪費するがゆえに望ましくない。このリプル電流波形に
は、平均値と、実効値とが含まれている。モータは、平
均電流に対してのみ反応することができる。電流にリプ
ルが含まれている場合には、実効値は平均値より大きく
なる。実効値と平均値との差は、ただ無駄な熱をモータ
に発生させるだけであり、効率を低下させる。最大効率
を発生させるためには、平均電流と実効電流が等しくな
ければならない。このような条件は、リプルが存在しな
い場合においてのみ、すなわち一定の直流波形が存在す
る場合にのみ生じるものである。
【００１０】本願発明は所与のディザー信号の基本周波
数および所与の供給電圧の大きさに対し、従来技術のＰ
ＷＭ回路と比較して、４の因子によって負荷における電
流リプルを低減するＰＷＭ信号を発生する回路を提供し
ている。本願発明はまた、フィルタ・コンデンサを通っ
て流れるリプル電流を低減する。そして本願発明は、負
荷に対して所望の極性の電圧を与えるための電気通路を
規定する独特のブリッジ回路を含んでいる。
【００１１】
【発明の要約】一つの実施例において、本願発明の装置
は、互いに接続され、かつそれぞれ負荷に接続された二
つのブリッジ回路を含んでいる。上記二つのブリッジ回
路は、好ましくはトランジスタのような電子スイッチか
らなるスイッチ群を備えている。そしてこれらのスイッ
チに対する入力には、各スイッチをオンおよびオフに切
り換え、かつ負荷への電圧付与のための種々の電気的経
路を開けそして閉じる電子パルスを含んでいる。
【００１２】上記電子スイッチに与えられるパルスは、
指令信号から発生している。この指令信号の絶対値は、
ディザー信号と比較される。このディザー信号は好まし
くは三角波形となっており、そして、上記指令信号が上
記ディザー信号より大きくなっているときにパルスが発
生させられる。あるいは、上記指令信号は、時間におい
てｔ／２ずらされたディザー信号と上記と同様にして比
較される。ここにおいてｔはディザー信号の周期であ
る。上記の比較によって別のパスル列が出力される。上
記双方のパルス列の補数が得られ、この補数は、上記ブ
リッジにおける個々の電子スイッチの幾つかに対して与
えられる。
【００１３】上記ブリッジは、入力パルスの個々の状況
に応じて負荷に電圧を与えるための論理回路構成を備え
ている。上記各ブリッジは次のように接続されている。
すなわち、負荷に対して与える電圧についての寄与があ
る瞬間においては互いに打ち消し合い、そして他の瞬間
においては上記寄与が同一の極性をもつように互いに接
続されている。これにより、上記元の二つのパルス列の
いずれかにおいてパルスが存在する瞬間には負荷に与え
られる電圧が０となり、他の全ての時間的瞬間において
は上記負荷に与えられる電圧が供給電圧と等しくなると
いう結果となる。
【００１４】上記指令信号は、ディザー信号と、ｔ／２
だけずらされたディザー信号の双方と比較されることか
ら、負荷に対して与えられる電圧パスルの有効周波数
は、従来技術のＰＷＭ回路に比較して２倍となる。ま
た、負荷に接続される両ブリッジが同一の電源に接続さ
れているため、最大電圧エクスカーションは、供給電圧
の大きさを超えることができない。この最大電圧エクス
カーションは、従来技術におけるＰＷＭ回路のエクスカ
ーションの半分となっている。負荷における電流リプル
の量は周波数に逆比例し、電圧エクスカーションに直接
比例するのであるから、本願発明の回路は、同一の程度
の電源、同一周波数のディザー信号をもつＰＷＭ回路と
比較した場合、４の因子により、リプルの量を効果的に
低減することになる。本願発明は、したがって、電源の
フィルタ・コンデンサを通って流れるリプル電流をも低
減する。
【００１５】他の実施例においては、一対のブリッジ回
路の代わりに、二対あるいはそれ以上の対のブリッジを
もっている。各対は、各対に用いられるディザー信号が
他の対に用いられるディザー信号に比較して時間的にず
らされていることを除き、同一の指令信号と同一のディ
ザー信号に基づいて作動する。一般的には、ｎ対のブリ
ッジ回路が設けられている場合、ｉ番目のディザー信号
は、（ｉ−１）番目のディザー信号に対してｔ／２ｎだ
け時間的にずらされている。ここにおいてｔは各ディザ
ー信号の周期である。各対のブリッジは、負荷に対し、
互いに並列に接続されている。したがって、本願発明の
目的は、負荷を駆動するための改良されたパルス幅変調
（ＰＷＭ）回路を提供することである。
【００１６】本願発明の他の目的は、比較しうる電圧お
よび周波数パラメータをもつ従来技術のＰＷＭ回路に比
較して、４の因子によって負荷における電流リプルが効
果的に低減されるＰＷＭ回路を提供することである。本
願発明の他の目的は、電流リプルが１／（４ｎ）の因子
によって効果的に低減されるＰＷＭ回路を提供すること
である。ここにおいてｎは回路中に存在するブリッジの
ペア数である。
【００１７】本願発明のさらに他の目的は、ＰＷＭ回路
の帯域幅を拡張することである。本願発明のさらに他の
目的は、特にサーボ・モータの制御、あるいは同種の適
用において、ＰＷＭ回路の効率を高めることである。本
願発明のさらに他の目的は、負荷に対する電流の制御方
法を提供することである。本願発明のさらに他の目的
は、複数個の巻き線をもつブラシレス・モータの効率制
御に使用しうる回路を提供することである。
【００１８】本願発明のさらに他の目的は、電源のスイ
ッチングおよび他の目的のために使用しうる回路を提供
することである。本願発明のさらに他の目的は、磁気共
鳴型画像処理システムにおけるグラディエント・コイル
の制御に有用な回路を提供することである。
【００１９】
【実施例の説明】以下、本願発明の好ましい実施例を図
面を参照して具体的に説明する。図１は、本願発明の回
路の作動を示す一群の波形を表している。回路それ自体
は、図２および図３に概略的に示されている。
【００２０】図２は、本願発明と協働させるべく修正さ
れたサーボ・アンプ・フィードバック・ループの一般的
配置構成を示している。指令信号ＩC は、加算回路３０
において、負荷３２からの電流信号ｉL と結合されてい
る。この結合された電流信号は、アンプ３４およびアン
プ３６を通過する。なおアンプ３６は、図に示されてい
るとおり、反転型アンプとなっている。アンプ３４およ
びアンプ３６からの信号は、それぞれ比較器４０、４２
に入力され、ここにおいて、鋸刃波生成器３８によって
発生させられた鋸刃波状あるいは三角波状のディザー信
号と比較される。
【００２１】上述した信号の比較は、図１の(a) 、(b)
、および(c) に示されている。電流信号Ｉは、ディザ
ー信号Ｄと比較され、ＤがＩを超える場合には比較器４
０の出力はハイ・レベルとなり、その他の場合には、比
較器４０の出力はロー・レベルとなる。比較の結果は信
号ｘであり、これは図１の(b) に表れている。この信号
ｘはこのように、電圧ｖによって規定される振幅をもつ
パルス列となる。そして電圧ｖは、比較器の出力電圧の
最大値を表している。
【００２２】同時に、アンプ３６から出力される負の電
流信号（−Ｉ）が、比較器４２においてディザー信号と
比較される。図２に示されるように、このディザー信号
は、比較器４２における反対側入力部に接続されてい
る。このような接続により、ディザー信号が上記負の電
流信号（−Ｉ）より小さい場合に比較器からの出力がハ
イ・レベルとなる。比較器４２の出力は、図１の(c) に
示されるパルス列となる。このパルス列はここでは信号
ｘ′とする。図１の(b) および(c) は、同一の電圧スケ
ールによって描かれている。ここで信号ｘと信号ｘ′は
それぞれ独立した信号であり、かならずしも互いの波形
が鏡で写したようになっていないことに注意するべきで
ある。このことは、指令電流信号が一般的には時間によ
って変化するということから事実といえるのである。
【００２３】さらに、図１において、反転された指令信
号を用いるかわりに、時間的にずらされたディザー信号
を反転しない指令信号と比較し、「プライム（主）」信
号を得るようにすることもできることに注目するべきで
ある。時間的なずれの量は、この場合、ｔ／２となる。
ここにおいてｔは、ディザー信号の周期である。
【００２４】これらの信号ｘおよびｘ′は、補数生成回
路４４、４６に入力され、信号ｙおよびｙ′がそれぞれ
生成される。これらの信号は、図１において(d) および
(e)にそれぞれ示されている。これらの信号は、上記信
号ｘおよびｘ′に従属した信号である。すなわちこれら
の信号は、単に補数をとることによって得られるからで
ある。
【００２５】上記信号ｘおよびｙは、参照符号４８で示
されるブリッジＡに入力される。一方信号ｘ′および
ｙ′は、参照番号５０によって示されるブリッジＢに入
力される。これらのブリッジの構造は、後に詳細に説明
する。負荷３２は、これらの二つのブリッジに接続され
ており、この状況は、図２においては簡略化した形態で
示されている。この連結の正確な形態は、後に説明す
る。
【００２６】図３は、図２においてブロックの形態で表
されていたブリッジ回路を示している。このブリッジ回
路は、電圧Ｖをもって電源に接続されている。ここで一
般的にＶとｖは必ずしも等しくないことに注意すべきで
ある。通常負荷に対して最終的に与えられる電圧Ｖは制
御パルスの振幅であるｖよりもかなり大きい。ブリッジ
Ａは、スイッチ６０、６２、６４、および６６を含んで
いる。これらのスイッチは、好ましくは、トランジスタ
等の電子的スイッチである。ブリッジＢは、スイッチ６
８、７０、７２および７４を含んでおり、好ましくは上
記ブリッジＡにおけるスイッチと同じものが用いられ
る。負荷３２は、誘導子７６、７８、８０、および８２
を介して上記二つのブリッジ回路に接続されている。こ
の負荷は、モータあるいはその他の誘導的または抵抗的
負荷であってよい。
【００２７】図３において模式的に示されているよう
に、ブリッジＡの各スイッチは、信号ｘまたはｙのうち
の一方によって制御される。一方、ブリッジＢの各スイ
ッチは、信号ｘ′またはｙ′の一方によって制御され
る。スイッチに対する入力パルス信号がハイ・レベルで
あるとき、このスイッチは閉じられて、入力信号がロー
・レベルであるときこのスイッチは、開けられる。
【００２８】本願発明の回路の作動は、図１の(a) にお
いて１、２、３、４の番号を付された四つの場合を考え
ることによって解析することができる。第一の場合にお
いてｘがロー・レベル、ｘ′がロー・レベルとなってい
る。第二の場合においてｘがハイ・レベルとなり、ｘ′
がロー・レベルとなる。第三の場合においてｘがロー・
レベルとなり、ｘ′がロー・レベルとなる。そして第四
の場合においては、ｘがロー・レベルとなり、ｘ′がハ
イ・レベルとなる。なお、上記第一の場合と第二の場合
が同じパターンとなっているが、これらは物理的に独立
の場合であることに注意するべきである。第三の場合に
おける持続時間あるいは「幅」は、必ずしも第一の場合
のそれと等しくはならない。指令信号は時間によって変
化するからである。
【００２９】まず、第一の場合について考える。ここに
おいて指令信号の絶対値はディザー信号の絶対値を超え
ている。信号ｘおよびｘ′はロー・レベルにあり、信号
ｙおよびｙ′はハイ・レベルにある。したがって、図３
において、スイッチ６０、６６、７０、および７２は閉
じており、その他のスイッチは開いている。電流は、電
源（＋Ｖ）からスイッチ６０、誘導子８０、負荷３２、
誘導子７６、スイッチ６６を通って電源に戻ることによ
り、ブリッジＡを介して負荷を流れる。ここで電源電圧
＋Ｖが負荷における「＋」を付された端子に接続される
場合、負荷に与えられる電圧は正となり、電源電圧が
「−」を付された端子に与えられる場合には、負荷に対
する「見掛け」の電圧は負となる。このように、第一の
場合においては、負荷からみた電圧は、電源電圧の負の
値（−Ｖ）となる。このようにしてブリッジＡによって
負荷に与えられる電圧は、図１の(f) グラフに示されて
いる。
【００３０】同時に、電流は、電源からスイッチ７２、
誘導子８２、負荷３２、誘導子７８、およびスイッチ７
０を通ることによって、ブリッジＢから負荷に対して流
れることができる。電圧の極性は、ブリッジＡと同様で
ある。ブリッジＢを介して負荷に与えられる電圧は、図
１における(g) に示されている。
【００３１】ブリッジＡおよびブリッジＢは、負荷に対
して（−Ｖ）の電圧を与えるのであるが、Ｖボルトのみ
がこの回路で利用可能であるため、負荷からみた電圧
は、Ｖボルトを超えることができない。そのため、ブリ
ッジＡとブリッジＢの寄与を結合すると、その結果は、
図１の(h) に示すようになる。図１の(h) は、負荷から
みた実際の電圧を示している。したがって、図１の(h)
は、ブリッジＡとブリッジＢの正味の効果を示してい
る。
【００３２】次に、第二の場合について検討する。この
場合においてはディザー信号は正となっており、指令信
号より大きくなっている。信号ｘはハイ・レベルとな
り、信号ｘ′はロー・レベルとなる。そして信号ｙはロ
ー・レベルとなり、信号ｙ′はハイ・レベルとなる。し
たがって、スイッチ６２、６４、７０、および７２のみ
が閉状態となる。ブリッジＡに対しては、電流は電源
（＋Ｖ）からスイッチ６４、誘導子７６、負荷３２、誘
導子８０、およびスイッチ６２を通って流れる。ブリッ
ジＡはしたがって、図１の(f) に示すように、負荷に対
して（＋Ｖ）の正電圧を与える。ブリッジＢに対して
は、電流は、電源から、スイッチ７２、誘導子８２、負
荷３２、誘導子７８、およびスイッチ７０を介して流れ
る。したがって、ブリッジＢは、負荷に対して（−Ｖ）
の負の電圧を与える。なぜならば、ブリッジＢは、電源
を負荷に対してブリッジＡの場合と反対方向に接続する
からである。ブリッジＢの効果は、図１の(g) に示され
ている。これらの二つのブリッジによる正味の効果は、
図１の(h) に示されている。このように、第二の場合に
おいては、負荷からみた電圧は０ボルトになる。
【００３３】次に第三の場合について検討する。ここに
おいてディザー信号の絶対値は、再び指令信号の絶対値
より小さくなっている。したがって、結果は上記第一の
場合と同様である。図１の(h) は、第三の場合において
負荷からみた電圧が（−Ｖ）ボルトとなることを示して
いる。
【００３４】次に第四の場合においては、ディザー信号
は負となり、その絶対値は指令信号の信号の絶対値より
大きくなる。信号ｘがロー・レベルとなり、信号ｘ′が
ハイ・レベルとなる。そして信号ｙはハイ・レベルとな
り、信号ｙ′はロー・レベルとなる。このとき閉状態と
なるスイッチは、スイッチ６０、６６、６８および７４
のみとなる。このときブリッジＡを流れる回路は、スイ
ッチ６０、誘導子８０、負荷３２、誘導子７６、および
スイッチ６６となる。したがって負荷からみたブリッジ
Ａによる電圧は（−Ｖ）となる。この状況は図１の(f)
に示されている。ブリッジＢを通る回路には、スイッチ
６８、誘導子７８、負荷３２、誘導子８２、およびスイ
ッチ７４が含まれる。したがって負荷からみたブリッジ
Ｂによる電圧は（＋Ｖ）となる。この状況は図１の(g)
に示されている。二つのブリッジの正味の効果は、図１
の(h) に示されているように、負荷からみた電圧が０ボ
ルトとなることである。
【００３５】誘導子あるいはその均等物は、上記第二の
場合および第四の場合において、短絡を防止するために
必要である。たとえば第二の場合において、誘導子がな
いと、電源（＋Ｖ）からスイッチ６４、スイッチ７０を
通って直接的に電源に戻るという電流流れが起こりう
る。また、スイッチ７２とスイッチ６２を通る短絡も起
こりうる。同様に、第四の場合において、誘導子がない
と、電源（＋Ｖ）からスイッチ６０、スイッチ７４を通
って電源に戻る短絡が起こりうる。また、スイッチ６
８、およびスイッチ６６を通る短絡も起こりうる。パル
ス周波数が充分に高く、パルスの周期がこの誘導子の時
定数よりも小さい限りにおいて、これらの誘導子は上記
の短絡を防止する。
【００３６】図１の(h) すなわち負荷に与えられる正味
電圧のグラフを検討すると、本願発明の利点が明らかに
なる。第一に、図１の(h) のパルス周波数は、信号ｘに
おけるパルス周波数の２倍となっている。信号ｘは、従
来技術のＰＷＭ信号と均等である。パルスを発生するた
めに、ディザー信号の正となっている部分と負となって
いる部分の双方を用いることにより、本願発明の回路
は、負荷に与えるＰＷＭ信号の周波数を結果的に２倍と
している。第二に、図１の(h) における信号の最大電圧
エクスカーションはＶとなる。すなわち、この値は電源
電圧の大きさであり、従来技術におけるように２Ｖでは
ない。すでに説明したように、負荷における電流リプル
は、ＰＷＭ信号の周波数を高めることにより低減され、
ＰＷＭ信号の電圧エクスカーションを低減することによ
っても低下させられる。このように、比較可能な周波数
のディザー信号と、同一電圧の電源とをもつ従来のＰＷ
Ｍ回路と比較した場合、本願発明は、４の因子によって
リプルの低減を達成する。本願発明のＰＷＭ回路の効果
的な帯域幅は、従来技術のＰＷＭ回路よりも格段に大き
くなっている。けだし、指令信号がより頻繁にサンプリ
ングされるからである。
【００３７】本願発明は、ディザー信号の周波数を単に
高めることによって発生する望ましくないスイッチング
・ロスを回避している。各スイッチは、信号ｘ、ｘ′、
ｙ、ｙ′によって別々に制御されている。別々に用いら
れるこれらの信号のすべては、図１の(h) の波形の周波
数の１／２の周波数をもっている。したがって、これら
のスイッチは、過度なスイッチング速度によって駆動さ
れるのではない。しかしながら、負荷からみた図１の
(h) の波形は、高周波数となっている。
【００３８】好ましい実施例において、誘導子７６、７
８は、磁気的に結合される。しかしながら巻き方向は逆
となっている。同様のことが誘導子８０、８２の対につ
いてもいえる。ただし、一方の対の誘導子は、他方の対
の誘導子に対して磁気的に結合されない。この各対の誘
導子における磁気的結合は、これらの対をなす誘導子を
同一のコアに巻き付けることによって最も簡単に達成さ
れる。しかし、電気的な接続は、図３に示すのと同様と
される。このような配置は、システムの利用可能な帯域
幅を増大させる。なぜならば、各ブリッジが出力を分配
しているとき、誘導効果が打ち消し合う傾向となるから
である。所与のアンプ原因および供給電圧に対し、帯域
幅は、負荷それ自体によってのみ限定される。各対をな
す誘導子の上記磁気的結合は、図３において、誘導子の
そばに付された点によって模式的に表されている。
【００３９】本願発明は、上述したように誘導子を巻か
なくても実施することができるが、この場合には帯域幅
が低下する。図４は三層ブラシレス・モータの駆動にお
ける本願発明の適用を示す模式図である。ブラシレス・
モータの三つの巻き線が、参照符号６１、６２、および
６３によって示されている。各巻き線は、参照番号７
１、７２、および７３によってそれぞれ概略的に示され
ているブリッジ回路に接続されている。各ブリッジ回路
は、四つのスイッチと、二つの誘導子が設けられている
ことを除き、図３に示されているブリッジ回路と同様で
ある。巻き線はすべて一点において接続されているた
め、図４における各対をなすブリッジは、図３における
ブリッジ全体と電気的に等価であることが理解できよ
う。
【００４０】破線７５は、モータ・シャフト（図示略）
がエンコーダ７６に対して接続されていることを模式的
に示している。このエンコーダの出力は、電流指令回路
７８を制御する適当な論理回路に対して接続されてい
る。この回路７８は、入力として指令電流を受入れ、か
つ、出力として三つの指令電流を発生する。これらの指
令電流は、各ブリッジのための指令「副信号」を含んで
いる。この指令電流は、図１および図２に関して説明し
たのと同様の手法によって、三つの別々のパルス列を発
生するために用いられ、かつこのパルスは、上記と同様
の手法によって各ブリッジを制御するために用いられ
る。このパルスは、実質的に同時に発生させられ、かつ
各ブリッジのスイッチに与えられる。明らかに、図４に
おけるブリッジの数は限定されず、かつこの回路は、ｎ
個の巻き線と、ｎ個のブリッジを持つというように簡単
に一般化することができる。
【００４１】図３の実施例において、負荷に接続される
一対のブリッジが設けられている。図５には、上記の対
をなすブリッジが二つ設けられている実施例を示してい
る。これらの図から理解できるように、この実施例は、
図４の実施例とは異なっている。
【００４２】図５について説明すると、各スイッチは一
般式「ｎＸｍ」からなる三つの文字をもつ四角形で示さ
れている。ここにおいて、ｎおよびｍは整数であり、Ｘ
は、文字「Ａ」あるいは「Ｂ」のいずれかを示してい
る。文字「Ａ」および、文字「Ｂ」は、図３におけるブ
リッジＡおよびブリッジＢと対応するスイッチを示して
いる。すなわち、文字「Ａ」および文字「Ｂ」は、図３
に示されるように、負荷の一方に配置されたスイッチま
たは他方に配置されたスイッチをそれぞれ示している。
整数ｎは、「Ａで示されたセット」あるいは「Ｂで示さ
れたセット」に含まれる所与のスイッチの数である。整
数ｍは、「セクション」番号であり、図３に示されるタ
イプにおいて、単一の「セクション」は、一対のブリッ
ジを構成している。
【００４３】仮に、ｍに一つの値が与えられたスイッチ
のみを考慮し、その他のスイッチを考慮外におくと、こ
の回路は、図３に示された回路となることに注意するべ
きである。たとえば、スイッチ１Ａ１、２Ａ１、３Ａ
１、４Ａ１、１Ｂ１、２Ｂ１、３Ｂ１、および４Ｂ１、
これらのスイッチに接続される誘導子、並びに負荷のみ
を含む回路は、図３の回路と同一となる。さらに一般化
する必要のため、図３において用いられた説明に比較
し、図５における説明が変更される。図３においてｘお
よびｙと呼ばれた信号は、図５においてはｘ1 およびｘ
1 ・バーとしてそれぞれ示されている。（あるいは二番
目のセクションの場合はｘ2 およびｘ2 ・バーとして示
される）。（ｘ1 ′のような）「主信号」は、すでに説
明した実施例におけると同様の意味をもっている。
【００４４】図５の実施例において、ｘ1 およびｘ
2 は、時間においてｔ／４だけ互いにずらされているこ
とを除き、同様の指令信号を表していることに注意する
ことが重要である。なおここにおいてｔは各パルス列の
周期である。ｘ1 から得られるすべての信号（すなわち
ｘ1 ・バー、ｘ1 ′、およびｘ1 ′・バー）は、ｘ2 か
ら得られる対応する信号と、それぞれ同様に関係づけら
れている。
【００４５】時間的にずらされたパルス列ｘ1 およびｘ
2 を発生させるには、少なくとも二つの方法がある。好
ましい方法においては、ｘ2 は信号ｘ1 を発生させるの
に用いたディザー信号に対して時間的にずらされた三角
波形（すなわちディザー信号）から発生させられる。他
の方法においては、信号ｘ1 を、信号ｘ2 を生成させる
タイム・シフティング・ネットワークに入力する。同一
の信号が上記第二の方法におけるサンプリング頻度の２
倍の頻度で効果的にサンプリングされるので、第一の方
法の方が好ましい。これにより、システムの有効帯域幅
が増大する。
【００４６】図５において、各誘導子は、好ましくは、
図３の実施例について説明したのと同様の手法によって
接続される。このような接続の方法は、前述と同様にし
て、黒丸によって示されている。しかしならがら、図５
において、一つのセクション内に対をなす誘導子が連結
される一方、異なるセクションに所属する誘導子は接続
されていないことに注意するべきである。
【００４７】図５の回路は、図３の回路が発生するリプ
ルよりも少ないリプルを発生する。要するに、図５は、
二対の位置ブリッジが負荷に対して並列に接続されてい
る。これらの各対をなすブリッジは、互いにわずかに相
互作用をするかもしれない。しかしながら、ノードにお
ける電圧ジッタは低レベルにあり、かつこの相互作用が
回路の性能に対して悪影響を及ぼすということは見出さ
れなかった。
【００４８】図５に示された概念は、さらに一般化する
ことができる。指令信号は、三つの時間的にずらされた
パルス列ｘ1 、ｘ2 およびｘ3 を生成するのに用いるこ
とができる。各パルス列はｔ／６だけ時間的にずらされ
ている。ここでｔはパルス列の周期である。実際のとこ
ろ、パルス列が互いにｔ／２ＮだけずらされたＮ対のブ
リッジを用いることができる。したがって、図５は、上
記Ｎが２の場合を表している。図６は、上記Ｎが３の場
合を示している。
【００４９】Ｎ対のブリッジを用いた一般化された場合
においては、信号ｘi は、上述した少なくとも二つの方
法の一つにしたがって発生させることができる。図８
は、この場合の好ましい方法を示している。図８の例に
おいて、Ｎは２に等しいが、概念は、Ｎがいかなる値を
とっていても同様である。図８において、指令信号Ｉ
は、比較器１３０および１３２において比較され、信号
ｘ1 およびｘ2 をそれぞれ生成する。同様に、反転され
た指令信号が比較器１３１および１３３においてディザ
ー信号１２０および１２２と比較され、信号ｘ1 ′およ
びｘ2 ′をそれぞれ生成する。ディザー信号１２２は、
時間においてｔ／４だけずらされていることを除き、デ
ィザー信号１２０と同様の三角波形を含んでいる。ここ
においてｔはディザー信号の周期である。図８の回路は
したがって、パルス列信号ｘ1 、ｘ2、ｘ1 ′およびｘ
2 ′を発生する。そしてこれらのパルス列信号は、回路
内において、図５および図６と同様にして用いられる。
【００５０】もちろん、図８に示された方法は、Ｎ個の
時間的にずらされたディザー信号を含むように一般化す
ることができる。この場合連続する二つのディザー信号
間の時間的なずれは、ｔ／２Ｎとなる。この場合におい
ても、ｔはディザー信号の周期である。ただ一つのディ
ザー信号（したがって、Ｎ＝１）が用いられた図２の実
施例は、Ｎ個のディザー信号用として一般化された回路
における一つの特殊な場合と考えることができることに
注意するべきである。
【００５１】また、信号ｘi ′は、様々な均等な方法に
よって発生させられることにも注意するべきである。ｉ
番目の「主」信号ｘi ′は、時間的にずらされたｉ番目
のディザー信号（時間ずれはｔ／２であり、ｔはディザ
ー信号の周期である）と比較することにより、または、
指令信号をｉ番目のディザー信号の反転信号と比較する
ことにより得ることができる。上記の二つの方法は互い
に等価であり、またｉ番目のディザー信号を指令信号の
反転信号と比較するという、図８に示される方法と等価
である。上記の方法は、最も簡単な方法であると思われ
る。
【００５２】信号ｘi を発生させる第二の方法は、以下
の通りである。信号ｘ1 は、図２の回路と同等の回路に
よって発生させられ、そして、Ｎ−１個の別々のタイム
・シフティング・ネットワークに並列に入力され、所望
の数の時間的にずらされた信号ｘi を生成する。実施に
おいてこの方法を用いる場合、時間的なずれを発生させ
るための数値解析手法を用いるコンピュータによって行
うと好適である。上述したように、第一番目の方法が一
般的には好ましい。なぜならば、Ｎ個の時間的にずらさ
れたディザー信号を用いることは、第二の方法における
と同様の頻度で指令信号がＮ回サンプリングされること
を意味し、これにより、回路の帯域幅が増大するからで
ある。Ｎ対のブリッジが設けられる場合、負荷における
電流リプルは、１／（４Ｎ）の因子によって効果的に低
減させられる。
【００５３】図７は、磁気共鳴型画像処理（ＭＲＩ）シ
ステムにおける本願発明の利用を示す模式図である。Ｍ
ＲＩシステムは、通常医療診断用に用いられ、ＭＲＩ・
プロセスに対して臨界なグラディエント・コイルのため
の高出力駆動アンプを必要とする。図７において、ＭＲ
Ｉ・システムは、大きな永久磁石１００と、患者１０４
を取り巻くグラディエント・コイル１０２を含んでい
る。この図はただ一つのグラディエント・コイルを示し
ているが、符号１０２は、複数個の独立したコイルを記
号的に表したものであるといえることも理解されよう。
このグラディエント・コイルは、上記永久磁石による磁
場を修正する。すなわち、これらのグラディエント・コ
イルは、磁場の中にグラディント（勾配）を発生させ、
これにより、装置として、患者の身体の選択された部位
における原子を励磁させることができるのである。した
がって、このグラディエント・コイルにおける電流を変
更することにより、この装置は、他のいかなる機械的な
動作部品を用いることなく、患者の身体のあらゆる部位
をスキャンしうることになる。一つの実施例において、
磁場を変化させうる三つの異なった方向性をもって、三
つのグラディエント・コイルが設けられる。
【００５４】図７におけるグラディエント・コイル１０
２は、ドライバ１０６によって駆動される。ドライバ１
０６は、上述したＰＷＭ回路のいずれをも代表してい
る。コイル１０２は、ＰＷＭ回路に対する「負荷」を表
している。これらのコイル内でのリプル電流がきわめて
低レベルであるために、すでに説明した本願発明の特徴
により、患者の身体のあらゆる部位の非常に正確なスキ
ャニングを達成することが可能となるのである。図７に
おいてはただ一つのドライバが示されているが、要素１
０６は、複数の独立したドライバを代表させうることが
理解されよう。たとえば、各個別のグラディエント・コ
イルに対して一つのドライバを装備させることができ
る。
【００５５】本願発明は、また、スイッチ電源とともに
用いることもできる。すなわち、本願発明のブリッジ回
路は、モータの代わりに変圧器を駆動するために用いる
ことができ、駆動電圧は、固定したり、変化させたりす
ることができる。本願発明は、その他の様々な方法に改
良することができる。たとえば、電子スイッチは、その
等価な装置と置き換えられうる。また、本願発明は、上
述した特定のブリッジ・トポロジーに限定されることが
ないだけではなく、図１に表された方法を採用するその
他の方法を含んでいる。
【００５６】たとえば、ＰＷＭ回路は、ディザー信号の
絶対値が指令信号の絶対値よりも大きいかまたは小さい
かを決定することができるということのみが必要なので
ある。これらの条件を決定する回路の出力は、負荷に与
える電圧を発生させるために用いることができるのであ
る。ディザー信号の絶対値が指令信号の絶対値よりも大
きいとき、負荷に対して第一の電圧を与えられ、ディザ
ー信号の絶対値が指令信号の絶対値よりも小さいときに
は、異なる値をもつ第二の電圧が与えられるのである。
上述した実施例において、第一の電圧は、−Ｖであり、
第二の電圧は０である。したがって、本願発明は、異な
るパルス・パターンは、均等な物理的結果を発生させる
ために定義することができるというように、多くの均等
な回路を含むように一般化されうるということが明らか
であるというべきである。さらには、負荷に与える電圧
の制御のために、異なるブリッジ・トポロジーが使用さ
れうる。上述したように、ブリッジ回路の対の数は変更
しうる。そして、本願発明は、多くの異なる環境におい
て用いることが可能であり、上述した特定の実施例に限
定されるというものではないというべきである。本願発
明の上述した修正あるいはその他の修正は、特許請求の
範囲の精神および範囲内において見出すことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願発明の作動を示す波形図である。
【図２】本願発明のパルス幅変調回路のブロック図であ
り、この発明のブリッジ回路がブロック形態で示してあ
る。
【図３】本願発明のブリッジ回路の概略図であり、図２
においてブロックで示されているブリッジ回路が示され
ている。
【図４】三層ブラシレス・モータの制御に本願発明がい
かにして用いられうるかを示す概略図である。
【図５】選択可能な他の実施例の概略図であり、二対の
ブリッジが負荷に接続されており、それぞれの対のブリ
ッジは、指令信号から取り出された時間的に互いにずら
されたパルス列に基づいて作動する。
【図６】図５と同様の概略図であり、三対のブリッジが
負荷に対して接続されている。
【図７】磁気共鳴型画像処理システムにおける本願発明
の利用状態を示す概略図である。
【図８】指令信号および二つの時間的にずらされたディ
ザー信号を用いて４つの時間的にずらされたパルス列の
生成を示す概略図である。
【符号の説明】
３０ 加算回路 ３２ 負荷 ３４ アンプ ３６ アンプ ３８ 鋸刃波生成器 ４０，４２ 比較器 ４４，４６ 補数生成回路 ４８ ブリッジＡ ５０ ブリッジＢ ６０，６２，６４，６６ （ブリッジＡの）スイッチ ６８，７０，７２，７４ （ブリッジＢの）スイッチ ７６，７８，８０，８２ 誘導子 １００ 永久磁石 １０２ グラディエント・コイル １０４ 患者 １０６ ドライバ １３０，１３２ 比較器 １３１，１３３ 比較器

Claims (26)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 負荷に流れる電流を提供するための回路
    であって、以下の要素を含むもの。 (a) 負荷に接続された第一のブリッジ回路、この第一
    のブリッジ回路は、第一の制御信号に応答して負荷に対
    して電源からの電圧を選択的に与える手段を含んでい
    る、 (b) 負荷に接続される第二のブリッジ回路、この第二
    のブリッジ回路は、第二の制御信号に応答して負荷に対
    して電源からの電圧を選択的に与える手段を含んでい
    る、 (c) 上記第二の制御信号は、時間においてずらされた
    上記第一の制御信号を含んでいる。
  2. 【請求項２】 上記制御信号は、周期をもっており、時
    間的なずれ量は、ｔを制御信号の周期としたとき、ｔ／
    ４となっている、請求項１の回路。
  3. 【請求項３】 上記第一および第二のブリッジ回路は、
    スイッチング手段を含んでおり、各スイッチング手段
    は、上記第一および第二の制御信号から得られたパルス
    によって開閉作動し、上記ブリッジ回路は、電源から負
    荷を通って電源に戻る電流路を同時的に与える手段を含
    んでいる、請求項１の回路。
  4. 【請求項４】 上記制御信号は、指令信号を、相互に時
    間的にずらされた二つのディザー信号とを比較すること
    により発生させられるパルスを含んでいる、請求項１の
    回路。
  5. 【請求項５】 負荷を流れる電流を与えるための回路で
    あって、次の要素を含むもの。負荷に対して接続された
    複数個の制御回路であって、この制御回路の数はＮとし
    て表され、Ｎ番目の制御回路は、当該Ｎ番目の制御回路
    と連係するＮ番目のパルス列に応答して負荷に対する電
    源からの電圧を選択的に与える手段をもっており、 かつ、各パルス列は、時間的にずらされていること除
    き、同一であり、さらに、連続するパルス列間の時間的
    ずれは、ｔをパルス列の周期をした時、ｔ／２Ｎとなっ
    ている。
  6. 【請求項６】 上記各制御回路は少なくとも一つのブリ
    ッジ回路をもっており、このブリッジ回路は、スイッチ
    ング手段をもっており、かつこの各スイッチング手段
    は、上記パルス列のパルスによって開閉され、さらに、
    上記ブリッジ回路は、上記電源から負荷を通って電源に
    戻る電流通路を同時的に与える手段を備えている、請求
    項５の回路。
  7. 【請求項７】 上記パルス列は、指令信号を複数のディ
    ザー信号と比較することにより発生させられ、この複数
    のディザー信号は、時間的なずれを持っていることを除
    き実質的に同一である、請求項６の回路。
  8. 【請求項８】 各制御回路は一対のブリッジ回路を含ん
    でおり、対をなす各ブリッジ回路は、誘導子を介して負
    荷に接続されており、各対をなすブリッジ回路内の少な
    くとも幾つかの誘導子は磁気的に結合されており、か
    つ、異なる制御回路の誘導子は、実質的に磁気的に結合
    されていない、請求項６の回路。
  9. 【請求項９】 負荷を流れる電流を与える回路であっ
    て、上記電流は所定の最大電圧をもつ電源によって発生
    させられ、上記負荷を流れる電流は指令信号によって決
    定されるものであって、以下の要素を含む回路。 (a) 指令信号を第一のパルス列に変換する手段であっ
    て、この第一のパルス列のパルスは、指令信号の値を表
    すパルス幅をもっており、この第一のパルス列は信号ｘ
    1 と呼ばれるもの、 (b) 上記指令信号を反転し、かつこの反転された指令
    信号を第二のパルス列に変換する手段であって、この第
    二のパルス列のパルスは上記指令信号の値を表すパルス
    幅をもっており、この第二のパルス列は信号ｘ1 ′と呼
    ばれるもの、 (c) 信号ｘ1 の補数である、信号ｘ1 ・バーと呼ばれ
    る信号を発生する手段、 (d) 信号ｘ1 ′の補数である、信号ｘ1 ′・バーと呼
    ばれる信号を発生する手段、 (e) 信号ｘ2 、ｘ3 、…ｘn であって、ｘi は時間的
    にずれていることを除きｘi-1 と同一であるような複数
    の信号を発生する手段、および、ｘ1 に関し、ｘ1 ・バ
    ー、ｘ1 ′およびｘ1 ′・バーとなるように、ｘi に関
    連して信号ｘi・バー、ｘi ′、およびｘi ′・バーを
    発生させる手段、 (f) ｎ対のブリッジ回路であって、これらの回路は、
    信号ｘ1 およびｘ1 ′ないしｘn およびｘn ′によって
    それぞれ制御されるスイッチを含んでいる、 (g) 各対をなすブリッジ回路は、負荷に対して、各対
    をなすブリッジ内に形成された電気的通路を通って与え
    られる電圧パルスを負荷が受け入れるように接続されて
    いる。
  10. 【請求項１０】 上記パルス列は周期をもっており、か
    つ、ｔをパルス列の周期としたとき、信号ｘi と信号ｘ
    i-1 との間の時間的ずれがｔ／２ｎとなっている、請求
    項９の回路。
  11. 【請求項１１】 ｎの値が２であり、信号ｘ1 および信
    号ｘ2 の間の時間的ずれがｔ／４である、請求項１０の
    回路。
  12. 【請求項１２】 指令信号に応答して負荷を流れる電流
    を与える方法であって、上記電流は電源によって発生さ
    せられ、次のステップを含むもの。 (a) 上記指令信号を複数組のパルス列に変換するステ
    ップであって、各組の各パルス列は、時間的なずれを除
    き、他の組のパルス列と同一であり、上記のごとく与え
    られたパルスにおけるパルス幅は指令信号の瞬間値に対
    応している、 (b) 上記パルス列の組を複数個の論理回路に与えるス
    テップであって、各論理回路はあらかじめ選択された時
    間において負荷に対して電圧を与えるために接続されて
    おり、各論理回路は、ある時間においては負荷に対して
    何らの電圧をも与えず、その他の時間においては負荷に
    対して電源の全電圧を実質的に与えるように構成されて
    いる。
  13. 【請求項１３】 上記ステップ(a) は、指令信号と互い
    に時間的にずらされた複数個のディザー信号とを比較す
    るとともに、指令信号の絶対値がディザー信号の値より
    大きいときに、パルスを発生するステップを含む、請求
    項１２の方法。
  14. 【請求項１４】 上記ステップ(a) は、指令信号と互い
    に時間的にずらされた複数のディザー信号とを比較する
    とともに、指令信号の絶対値がディザー信号の絶対値よ
    りも小さいときにパルスを発生するステップを含む、請
    求項１２の方法。
  15. 【請求項１５】 上記ステップ(a) は、第一のパルス列
    を複数個のタイム・シフティング・ネットワークに与え
    るステップを含む、請求項１２の方法。
  16. 【請求項１６】 二組のパルス列と二つの論理回路とを
    備え、かつ、上記パルス列は周期をもつとともに、ｔを
    このパルス列の周期としたとき、各パルス列間の時間的
    ずれがｔ／４である、請求項１２の方法。
  17. 【請求項１７】 上記負荷は、磁気共鳴型画像処置装置
    のグラディエント・コイルを含むものである、請求項１
    ２の方法。
  18. 【請求項１８】 永久磁石と、この永久磁石の磁場を変
    更するために設けられたグラディエント・コイルと、上
    記永久磁石およびグラディエント・コイルの近傍におい
    て患者を収容する空間とを備える磁気共鳴型画像処理装
    置であって、上記グラディエント・コイルを流れる電流
    はパルス幅変調（ＰＷＭ）回路によって制御され、この
    ＰＷＭ回路は所定の最大電圧をもつ電源によって電力を
    与えられ、上記グラディエント・コイルを流れる電流は
    このＰＷＭ回路に与えられる指令信号によって決定され
    るように改良されたものにおいて、上記ＰＷＭ回路は、
    以下の要素を含んでいるもの。 (a) 上記指令信号を第一のパルス列に変換する手段で
    あって、この第一のパルス列のパルスは上記指令信号の
    値を表すパルス幅をもっており、この第一のパルス列は
    信号ｘと呼ばれるもの、 (b) 上記指令信号を反転し、かつ、この反転された指
    令信号を第二のパルス列に変換するための手段であっ
    て、上記第二のパルス列のパルスは、上記指令信号の値
    を表すパルス幅をもっており、この第二のパルス列は信
    号ｘ′と呼ばれるもの、 (c) 上記信号ｘの補数であって、信号ｙと呼ばれる信
    号を発生するための手段、 (d) 信号ｘ′の補数であって、信号ｙ′と呼ばれる信
    号を発生するための手段、 (e) 一対のブリッジ回路であって、第一のブリッジ回
    路は四つのスイッチング手段を含んでおり、そのうちの
    二つのスイッチング手段は信号ｘによって制御されると
    ともにそのうちの二つのスイッチング手段は信号ｙによ
    って制御され、上記第二のブリッジ回路もまた四つのス
    イッチング手段を含んでおり、この第二のブリッジ回路
    のスイッチング手段のうちの二つは信号ｘ′によって制
    御されるとともに、この第二のブリッジ回路のスイッチ
    ング手段の二つは信号ｙ′によって制御されるもの、 (f) 上記グラディエント・コイルは上記の双方のブリ
    ッジ回路に対して、このグラディエント・コイルがブリ
    ッジ内に形成される電気的通路を介して与えられる電圧
    パルスを受け入れるように接続されており、上記電圧パ
    ルスは、信号ｘのパルスの周波数の実質的に２倍の周波
    数となっており、かつ、上記グラディエント・コイルを
    流れる電圧の波高値の大きさが電源の最大電圧の大きさ
    を超えないようになっていること。
  19. 【請求項１９】 永久磁石と、この永久磁石の磁場を変
    更するために設けられたグラディエント・コイルと、上
    記永久磁石およびグラディエント・コイルの近傍におい
    て患者を収容する空間とを備える磁気共鳴型画像処理装
    置であって、上記グラディエント・コイルを流れる電流
    はパルス幅変調（ＰＷＭ）回路によって制御され、この
    ＰＷＭ回路は所定の最大電圧をもつ電源によって電力を
    与えられ、上記グラディエント・コイルを流れる電流が
    このＰＷＭ回路に与えられる指令信号によって決定され
    るように改良されたものにおいて、上記ＰＷＭ回路は、
    以下の要素を含んでいるもの。 (a) 指令信号を第一および第二のパルス列に変換する
    手段であって、この第一および第二のパルス列のパルス
    は互いに交互状態となっており、上記第一および第二の
    パルス列のパルス幅は、上記指令信号の瞬間値と比例す
    るようになっているもの、 (b) 上記グラディント・コイルに対して電源の電圧を
    選択的に与えるために上記第一および第二のパルス列を
    受け入れるように接続される論理手段であって、この論
    理手段は、ある時間において上記グラディント・コイル
    に対して何らの有効な電圧を発生させることなく、その
    他の時間においては上記グラディエント・コイルに対し
    て電源の実質的な全電圧を与えるように構成されている
    もの。
  20. 【請求項２０】 永久磁石と、この永久磁石の磁場を変
    更するために設けられたグラディエント・コイルと、上
    記永久磁石およびグラディエント・コイルの近傍におい
    て患者を収容する空間とを備える磁気共鳴型画像処理装
    置であって、上記グラディエント・コイルを流れる電流
    はパルス幅変調（ＰＷＭ）回路によって制御され、この
    ＰＷＭ回路は所定の最大電圧をもつ電源によって電力を
    与えられ、上記グラディエント・コイルを流れる電流が
    このＰＷＭ回路に与えられる指令信号によって決定され
    るように改良されたものにおいて、上記ＰＷＭ回路は、
    以下の要素を含んでいるもの。 (a) 上記指令信号を第一のパルス列に変換する手段で
    あって、この第一のパルス列のパルスは、上記指令信号
    の値を表すパルス幅をもっており、この第一のパルス列
    は信号ｘ1 と呼ばれるもの、 (b) 上記指令信号を反転させるとともに、この反転さ
    れた指令信号を第二のパルス列に変換するための手段で
    あって、この第二のパルス列のパルスは、上記指令信号
    の値を表すパルス幅をもっており、この第二のパルス列
    は信号ｘ1 ′と呼ばれるもの、 (c) 信号ｘ1 の補数である、信号ｘ1 ・バーと呼ばれ
    る信号発生する手段、 (d) 信号ｘ1 ′の補数であって、信号ｘ1 ′・バーと
    呼ばれる信号を発生する手段、 (e) ｘi は、時間的なずれを除いてｘi-1 と同じであ
    る複数の信号ｘ2 、ｘ 3 、………ｘn を発生する手段、
    および、信号ｘ1 ・バー、ｘ1 ′、およびｘ1′・バー
    がｘ1 と関係するようにして、ｘi と関係する複数の信
    号ｘi ・バー、ｘi ′、およびｘi ′・バーを発生する
    手段、 (f) ｎ対のブリッジ回路であって、このブリッジ回路
    は上記信号ｘ1 およびｘ1 ′ないしｘn およびｘn ′に
    よって制御されるスイッチを含んでいるもの、 (g) ブリッジ回路の各対は、上記グラディエント・コ
    イルに対し、このグラディエント・コイルが各対をなす
    ブリッジ内に形成される電気的通路を介して与えられる
    電圧パルスを受け入れるように接続されていること。
  21. 【請求項２１】 上記パルス列は、周期をもっており、
    かつ、信号ｘi とｘ i-1 間の時間的ずれが、ｔをパルス
    列の周期としたとき、ｔ／２ｎとなっている、請求項２
    ０の磁気共鳴型画像処理装置。
  22. 【請求項２２】 ｎの値が２であり、かつ、ｔをパルス
    列の周期としたとき、信号ｘ1 およびｘ2 間の時間的ず
    れがｔ／４である、請求項２１の磁気共鳴型画像処理装
    置。
  23. 【請求項２３】 永久磁石と、この永久磁石の磁場を変
    更するために設けられたグラディエント・コイルと、上
    記永久磁石およびグラディエント・コイルの近傍におい
    て患者を収容する空間とを備える磁気共鳴型画像処理装
    置であって、上記グラディエント・コイルを流れる電流
    はパルス幅変調（ＰＷＭ）回路によって制御され、この
    ＰＷＭ回路は所定の最大電圧をもつ電源によって電力を
    与えられ、上記グラディエント・コイルを流れる電流が
    このＰＷＭ回路に与えられる指令信号によって決定され
    るように改良されたものにおいて、上記ＰＷＭ回路
    は、、上記グラディエント・コイルに接続される複数の
    制御回路を含んでおり、この制御回路の数はＮで表さ
    れ、第Ｎ番目の制御回路は、Ｎ番目の制御回路と関連す
    るＮ番目の制御信号に応答して上記グラディエント・コ
    イルに対して電源からの電圧を選択的に与えるための手
    段を含んでおり、各制御信号は、上記指令信号によって
    発生させられ、かつ各制御信号は、時間的なずれを除き
    同一である、磁気共鳴型画像処理装置。
  24. 【請求項２４】 上記制御信号は、周期をもっており、
    ｔを制御信号の周期としたとき、連続する二つの指令信
    号間の時間的ずれがｔ／２Ｎである、請求項２３の磁気
    共鳴型画像処理装置。
  25. 【請求項２５】 Ｎの値が２であり、指令信号間の時間
    的ずれがｔ／４である、請求項２４の磁気共鳴型画像処
    理装置。
  26. 【請求項２６】 永久磁石と、この永久磁石の磁場を変
    更するために設けられたグラディエント・コイルと、上
    記永久磁石およびグラディエント・コイルの近傍におい
    て患者を収容する空間とを備える磁気共鳴型画像処理装
    置であって、上記グラディエント・コイルを流れる電流
    はパルス幅変調（ＰＷＭ）回路によって制御され、この
    ＰＷＭ回路は所定の最大電圧をもつ電源によって電力を
    与えられ、上記グラディエント・コイルを流れる電流が
    このＰＷＭ回路に与えられる指令信号によって決定され
    るように改良されたものにおいて、上記ＰＷＭ回路
    は、、上記グラディエント・コイルに接続される複数の
    制御回路を含んでおり、この制御回路の数はＮで表さ
    れ、第Ｎ番目の制御回路は、Ｎ番目の制御回路と関連す
    るＮ番目の制御信号に応答して上記グラディエント・コ
    イルに対して電源からの電圧を選択的に与えるための手
    段を含んでおり、各制御信号は、上記指令信号によって
    発生させられ、かつ各制御信号は、時間的なずれを除き
    同一であり、さらに連続する各制御信号間の時間的ずれ
    は、ｔを制御信号の周期としたとき、ｔ／２Ｎである、
    磁気共鳴型画像処理装置。
JP3175428A 1990-08-07 1991-07-16 負荷駆動用パルス幅変調回路 Pending JPH0660286A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US07/563715 1990-08-07
US07/563,715 US5081409A (en) 1989-11-13 1990-08-07 Pulse-width modulated circuit for driving a load

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH0660286A true JPH0660286A (ja) 1994-03-04

Family

ID=24251602

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP3175428A Pending JPH0660286A (ja) 1990-08-07 1991-07-16 負荷駆動用パルス幅変調回路

Country Status (3)

Country Link
US (1) US5081409A (ja)
EP (1) EP0470499A3 (ja)
JP (1) JPH0660286A (ja)

Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5399908A (en) * 1992-06-26 1995-03-21 Kollmorgen Corporation Apparatus and method for forced sharing of parallel MOSFET switching losses
US5379209A (en) * 1993-02-09 1995-01-03 Performance Controls, Inc. Electronic switching circuit
US5493487A (en) * 1993-02-09 1996-02-20 Performance Controls, Inc. Electronic switching circuit
US5432693A (en) * 1993-04-01 1995-07-11 Ford Motor Company Digital pulse width modulator circuit with proportional dither
US5365422A (en) * 1993-06-01 1994-11-15 Performance Controls, Inc. Pulse-width modulated circuit for applying current to a load
US5345160A (en) * 1993-06-02 1994-09-06 Henri Corniere Variable frequency control system for single phase induction motors
US5497062A (en) * 1993-09-20 1996-03-05 Performance Controls, Inc. Digital pulse-width modulated system for providing current to a load
US5638260A (en) * 1995-05-19 1997-06-10 Electronic Measurements, Inc. Parallel resonant capacitor charging power supply operating above the resonant frequency
US5629616A (en) * 1995-07-13 1997-05-13 Performance Conrols, Inc. Circuit for measuring current in class-d amplifiers
US5646837A (en) * 1995-12-19 1997-07-08 Performance Controls, Inc. Pulse-width modulated circuit with improved linearity
US5903449A (en) * 1998-06-09 1999-05-11 General Electric Company Bi-directional power control system for voltage converter
WO2000033095A1 (en) 1998-11-30 2000-06-08 Mts Systems Corporation Circuit with improved dynamic response for measuring current in pulse width modulated amplifiers
US6353354B1 (en) 1999-09-28 2002-03-05 Mts Systems Corporation Pulse-width modulated bridge circuit within a second bridge circuit
US6534967B1 (en) 2000-09-25 2003-03-18 Mts Systems Corporation Dual totem current sensor for measuring load current in an H-bridge power stage
EP1342310A2 (de) * 2000-12-14 2003-09-10 Otto Junker GmbH Verfahren zur speisung einer induktiven last mit parallelgeschalteten weichschaltenden wechselrichtern
JP3890906B2 (ja) * 2001-03-09 2007-03-07 松下電器産業株式会社 ブラシレスモータの駆動装置およびそれを使用するモータ
KR20040068928A (ko) * 2001-11-29 2004-08-02 오리진 에너지 솔라 피티와이 리미티드 반도체 가공 방법
US6930483B2 (en) * 2003-08-01 2005-08-16 General Electric Company Method/system for switched frequency ripple reduction in MRI gradient coils
EP1683259B1 (de) * 2004-02-03 2009-09-30 ebm-papst St. Georgen GmbH & Co. KG Elektronisch kommutierter motor und verfahren zur steuerung eines solchen
US7531975B1 (en) * 2004-10-13 2009-05-12 Marvell International Ltd. Adjustable frequency PWM driver
DE102012222944A1 (de) * 2012-12-12 2014-06-12 Robert Bosch Gmbh Parallelschaltung mehrerer Halbbrücken in H-Brücken-Schaltungsbausteinen
EP2747270B1 (en) * 2012-12-21 2014-10-15 Inmotion Technologies AB Bridge leg

Family Cites Families (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR900000643B1 (ko) * 1959-03-26 1990-02-02 산요덴끼 가부시기가이샤 인버어터 장치
US3260912A (en) * 1963-06-19 1966-07-12 Gen Motors Corp Power amplifier employing pulse duration modulation
US3393363A (en) * 1963-10-07 1968-07-16 Forster Ind Inc Amplifying means employing pulse width modulation
US3351873A (en) * 1964-07-08 1967-11-07 Hitachi Ltd Analog to digital converter employing noise rejection signal modulator
US3535657A (en) * 1967-09-13 1970-10-20 Webb James E Pulse-width modulation multiplier
US3849709A (en) * 1973-04-25 1974-11-19 Beeman H Motor control system
US3883786A (en) * 1973-10-12 1975-05-13 Gen Electric Pulse width modulated servo system
FR2266978B1 (ja) * 1974-04-05 1976-12-10 Ragonot Ets
AT343226B (de) * 1974-12-30 1978-05-10 Elin Union Ag Schaltungsanordnung fur vorzugsweise der lichtbogenschweissung dienende gleichstromsteller
US4388579A (en) * 1981-07-17 1983-06-14 The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy Control system for a wound-rotor motor
DE3272034D1 (en) * 1981-10-14 1986-08-21 Hitachi Ltd Digital player for reproducing a digital signal sequence
GB2140987B (en) * 1983-04-15 1986-11-19 Hitachi Ltd Control apparatus for current type inverter
JPH07108095B2 (ja) * 1984-01-20 1995-11-15 株式会社日立製作所 インバータ装置及びその制御方法
EP0157202B1 (en) * 1984-03-08 1989-10-04 Kabushiki Kaisha Meidensha Digital pwmed pulse generator
US4584505A (en) * 1984-06-14 1986-04-22 Yeongchoon Chung Torque-speed control system for asynchronous D.C. brushless motor
US4686436A (en) * 1984-07-06 1987-08-11 General Electric Company Electronic control circuit, electronically commutated motor system and method for controlling same, laundry apparatus, and methods for operating apparatus for switching high voltage DC and for controlling electrical load powering apparatus
DE3433886A1 (de) * 1984-09-14 1986-03-27 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Steuereinrichtung fuer einen gleichstrom-halbleitersteller
US4706180A (en) * 1985-11-29 1987-11-10 York International Corporation Pulse width modulated inverter system for driving single phase a-c induction motor
US4626803A (en) * 1985-12-30 1986-12-02 General Electric Company Apparatus for providing a carrier signal with two digital data streams I-Q modulated thereon
GB8611663D0 (en) * 1986-05-13 1986-06-18 Oxford Magnet Tech Frequency multiplying circuit
US4689802A (en) * 1986-05-22 1987-08-25 Chrysler Motors Corporation Digital pulse width modulator
DE3619353A1 (de) * 1986-06-09 1987-12-10 Philips Patentverwaltung Pulsbreitenmodulator
US4763059A (en) * 1987-06-23 1988-08-09 General Electric Company Method and apparatus for induction motor drive
US4904919A (en) * 1988-06-21 1990-02-27 Allen-Bradley Company, Inc. Dual mode control of a PWM motor drive for current limiting

Also Published As

Publication number Publication date
EP0470499A3 (en) 1992-05-06
US5081409A (en) 1992-01-14
EP0470499A2 (en) 1992-02-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPH0660286A (ja) 負荷駆動用パルス幅変調回路
Tomlinson et al. A fixed switching frequency scheme for finite-control-set model predictive control—Concept and algorithm
US5070292A (en) Pulse-width modulated circuit for driving a load
Maharajan et al. Design of speed control and reduction of torque ripple factor in BLDC motor using spider based controller
JP6271099B1 (ja) 直流電圧変換回路
JP3831020B2 (ja) ブリッジ回路の駆動方法、ブリッジ回路の駆動回路及びディスク・ドライブ
EP2412087B1 (en) A power supply, method, and computer program product for supplying electrical power to a load
JP3486691B2 (ja) ブリッジ式リニア増幅器のスイッチモード電力供給装置
US5663647A (en) Switching gradient amplifier with adjustable DC bus voltage
US5365422A (en) Pulse-width modulated circuit for applying current to a load
JPH0315295A (ja) 二重モード制御式パルス幅変調器
KR930000416B1 (ko) 유도성부하에 전원을 공급하는데 적합한 회로를 위한 제어장치
JP2004266884A (ja) スイッチング電源式電源装置およびそれを用いた核磁気共鳴イメージング装置
JPH0618565B2 (ja) 変成器結合勾配高速化回路
JP2006516439A (ja) 複数の出力レベルを有する精密な傾斜増幅器
US4306181A (en) Drive circuitry for electric motor
EP1598927A2 (en) Voltage regulator
JP2716105B2 (ja) 交番定電流回路
US6856107B2 (en) Linear-motion engine controller and related method
JP3685514B2 (ja) 電源装置及びそれを用いた磁気共鳴イメージング装置
Asati et al. Performance analysis of classical converter using different control strategies for switched reluctance motor with dynamic loading
Shrivastava Vector control of switched reluctance motor 8/6 using fuzzy logic controller
Banerjee et al. Some aspects of switching power amplifier used in electromagnetic levitation system
Chen et al. High power PWM amplifier with coupling inductor based parallel structure for magnetic resonance imaging
Dallago et al. Single-cycle quasi-resonant converters as sigma-delta audio power stages