JPH06506804A - テレビジョン受信機の高電圧安定化回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 テレビジョン受信機の高電圧安定化回路本発明は、請求の範囲第１項の上位概念 による回路から出発する。

この種の安定化回路には多数の要求が課せられる。

これらは例えば、高電圧源の低い内部抵抗を得るために高電圧を効率よく制御す ること、簡単な回路構成および発振傾向のないダイナミックな安定特性である。

今まではこれら課せられた要求をすべて十分に満たすことは不可能であった。こ のことは特に、１６．９スクリーンを有し、さらに高められた高電圧と高い要求 の課せられる新種のＨＤＴＶ機器に対してあてはまる本発明の課題は、前記形式 の安定化回路を、簡単な回路構成と発振傾向のないダイナミックな安定特性と高 効率とを有するように構成することである。

この課題は本発明により、高電圧に比例する電圧がパルス幅変調器の変調入力側 に印加され、該変調器の出力側はスイッチの制御入力側と接続されており、該ス イッチの一方の端子は第２の作動電圧に接続され、他方の端子はダイオードを介 して第１の作動電圧の端子と接続され、かつインダクタンスを介して前記直列回 路の一端部と接続され、該端部はコンデンサを介して第１の作動電圧の端子に接 続されているように構成して解決される９本発明の有利な実施例は従属請求項に 記載されている。

水平出力段トランジスタの下端点に、または１次巻線に直列に電流をパルス幅変 調して入力結合することにより、格段のダイナミック安定作用が得られ、これに より発振傾向のさらに減少される。これは特に、本発明の回路では周波数変化は 行われず、振幅変化だけが実行されることに基づ（ものである、閉ループ制御に より、良好な安定性が達成され、高電圧源の内部抵抗が小さくなる。本発明の回 路はまた特に簡単に構成される。というのは、実現のためには市販されている簡 単な構成素子が必要なだけだからである。

本発明の種々の実施例を図面に基づき説明する。

図１は、本発明の回路を有する水平出力段の回路図図２は、図１の電液特性およ び電圧特性を説明するための線図、 図３は、図１の回路の作用を説明するための簡単な基本回路図、 図４は、図１の回路の変形実施例の回路図、図５は、図４の回路の作用を説明す るための間車な基本回路図、 図６は、受像管を付加的に加熱するための回路の実施例の回路図である。

図１では、線周波数の切換電圧１が駆動トランス２を介して、電力スイッチとし て用いられる水平出力段トランジスタ３のベースに印加される。トランジスタ３ のコレクタ回路には走査線トランスＴｒが接続されている。水平出カドランスＴ ｒの１次巻線４は作動電圧＋Ｕ１に接続されており、その高電圧巻線５は整流器 ６を介して、受像管ＢＲの高電圧アノードに対する高電圧ＵＨを送出する０分圧 器７．８により約３０〜３５ｋＶの高電圧は２０Ｖのオーダの電圧Ｕ３に降圧さ れる。その他にフライバックダイオード９およびフライバックコンデンサ１０が 示されている。ここまでに説明した回路は公知である。

公知の回路とは異なり、トランジスタ３の下端点ｂ、すなわちエミッタは接地さ れておらずコンデンサ１１を介してアースと接続されている。高電圧ＵＨに比例 する電圧Ｕ３はパルス幅変調器１２の入力側Ｃに供給される。変調器１２は端子 ｅの線周波数ｆＨにより同期される。しかし比較的に低い周波数または高い周波 数で自由発振させることもできる。変調器１２はパルスＰを形成する。これのパ ルス幅はＵ３により変調される。従って高電圧の目標値からの偏差に比例して変 調される。このパルスＰはコンデンサ１４を介してトランジスタ１５のペースに 供給される。トランジスタ１５は一方でインダクタンスＬを介して下端点すに、 他方で約−１００Ｖの電圧Ｕ２に接続されている。Ｕ２は整流器によりトランス Ｔｒのパルス電圧から形成することができる。

図２はトランジスタ３から送出される水平偏向電流の直流成分の特性経過を水平 走査期間も１〜℃３の間で示す。ｔｌ−ｔ２で、パルス幅変調器１２の出力側の パルスＰは埴ゼロを有する。従ってトランジスタ１５は遮断されている。トラン ジスタ３から送出され、インダクタンスＬを介して流れる電流ＩＬは、次に電流 ］１として導通しているダイオードＤ１を介してアースに流れる。ｔ２〜ｔ３で トランジスタ１５はパルスＰの正成分により導通制御される。ダイオードＤ１の アノードにおける負電圧によりＤＩは阻止される。

従って電流は次に電流１２として、導通しているトランジスタ１５を介して負の 作動電圧Ｕ２に流れる。従ってダイオードＤＩを介する電流ｉｆとトランジスタ １５を介する電流１２の和はインダクタンスＬを流れる電流ＩＬどなる。電流１ ２によりトランジスタ１５を介してコンデンサ１１は負の方向に下端点電圧ＵＦ まで充電される。従って下端点すには負電圧ＵＦが形成され、その大きさはパル スＰの正成分の持続期間（トランジスタ１５を流れる電流１２の期間ｔ２〜ｔ３ ）に依存する。すなわち、高電圧ＵＨのその目標値からの偏差に依存する。

例えば高電圧ＵＨが低下すると、変調器１２の入力側Ｃの電圧Ｕ３も低下する。

パルス幅変調により期間ｔ２〜ｔ３（この間パルスＰは正である）は比較的に長 くなる。すなわち、トランジスタ１５の導通持続時間は比較的に長くなる。これ によりさらにコンデンサ１１の電圧ＵＦは負方向にさらに上昇する。このことは さらに、１次巻線４とトランジスタ３の直列回路を介して作用する作動電圧が比 較的に太き（なることを意味する。トランジスタ３で作用する作動電圧が上昇す ることによって、前提とされた高電圧ＯＨの低下が補償制御される。

図３は図１の回路の作用を示す。正の安定した作動電圧＋Ｕ１は第１の電池を形 成し、その端子は１次巻線４の上側端部とアースとの間に接続されている。図１ のコンデンサは第２の電池を形成し、マイナス極がトランジスタ３のエミッタに 接続されている。しかしこの電池の電圧ＵＦはＵｌとは異なり一定ではなく、前 記のように電圧Ｕ３に依存する。すなわち、高電圧ＵＨの目標値からの偏差に依 存する。従ってＵＦをＵＨに依存して制御することにより、直列回路３．４を介 して作用する作動電圧が変化する。この作動電圧はその間前記のように高電圧Ｕ Ｈを制御する。すなわちトランジスタ３の下端点に電池が作用し、この電池の電 圧は高電圧ＵＨの偏差に比例して変化するのである負の第２電池電圧Ｕ２と変調 器１２に対する作動電圧＋Ｕ４は整流器回路を介してトランスＴｒのパルス電圧 から形成することができる。高電圧ＵＨに比例する電圧Ｕ３はフォーカス電圧か らも導出することができる。フォーカス電圧は通常は、高電圧巻線５のタップに 接続された整流器を介して形成される。

図４は図１の回路の変形実施例を示す０図１とは興なり、コンデンサ１１はトラ ンジスタ３の下端点には接続されず、１次巻線４と作動電圧端子ａとの間に接続 されている。構成素子り、ＤＩ、１２，１４．１５の作用は原則的に図１と同じ である。しかし構成素子はコンデンサ１１に正の電圧ＵＰが形成されるように極 性付けられている。この正の電圧ＵＰは正の電圧Ｕｌに加算され、負方向のパル スの持続期間に依存する。

すなわち、トランジスタ１５の導通フェーズの持続期間に依存する。相応して図 １とは異なり、電圧Ｕ２は正である。Ｕ２は付加的２次巻線２２のパルス電圧か ら整流器１６およびコンデンサ１７により形成される。

トランジスタ３の制御は２つの相補形トランジスタ２３．２４を介して行われる 。図４の回路は、トランジスタ３のエミッタを直接接地することができるという 利点を有する。これは例えば、トランジスタ３の制御が図４のように相補形トラ ンジスタ段で行われる場合に所望されることである。図１の構成素子５．６．９ ．１０は図４では簡単化のため省略しである。

図５は図４の回路の作用に対する基本回路図である。

Ｕ３に依存する電圧ＵＰは図１、図３とは異なり、トランジスタ３の下端点には 印加されず、１次巻線４とＵｌに対する作動電圧源との間に印加される。

図１またはず４のトランスＴｒは受像管ＢＲの加熱電圧を形成するために付加的 ２次巻線を有することができる。この場合は次の欠点が生じる。すなわちこの巻 線の加熱電圧が、トランスの負荷が低い際すなわちビーム電流がゼロの際に１０ ０％であれば、例えば高電圧電力が１ＯＯＷの全負荷の際には約１１０％となる ことである。なぜなら、前記の制御は直列回路３．４に作用する作動電圧を全負 荷の際に高めるからである。しかしこのような加熱電圧の上昇は不所望のもので ある。むしろ受像管の寿命の理由から、加熱電圧はビーム電流ゼロの場合と比較 して全負荷の場合でも一定に留まるか、または９８〜９９％に低下することが所 望される。

図６は、図１または図４の回路の変形実施例を示す。

この実施例は受像管ＢＲを付加的に加熱し、変調器１２に対する作動電圧＋Ｕ４ を形成するためのものである。図１および図４のトランスＴｒの１次側は簡単化 のため図示していない、トランスは図４のように付加巻線２２を有し、この巻線 により図１の負の第２作動電圧Ｕ２が形成される。さらにトランスＴｒは付加的 ２次巻線１８を冑する。この巻線は受像管ＢＲに対する加熱電圧を形成するため に約２ターンを有する１巻線１８にはさらにダイオード２０とコンデンサ２１が 接続されている。これらは端子ｆにパルス幅変調器１２に対する正の作動電圧＋ Ｕ４を形成する。実際は巻線１８の作用によっては、加熱電流ｉＨの所要の定格 値を十分に正確に調整することはできない。従って通常は加熱フィラメントに直 列に、トランスＴｒとは別個の分離したコイル１９ｂがさらに設けられる。この コイルは付加的な前置抵抗を形成し、これによりｉＨの定格値が正確に調整され る。

前記のコイル１９ｂは図６ではコイル１９ａとして、加熱電流ｉＨではなく巻線 ２２の電流１３が流れるように接続されている。整線２２はＵ２を形成するため に用いられる。ここで図６のコイル１９ａは３つの条件を満たす。

１、　まずコイル１９ａは前記のように、加熱電流ｉＨの所望の定格値を調整す るための前置抵抗として用いられる。この定格値には実際は加熱巻線１８の作用 によっては正確に達することができない。

２、　実際には受像管ＢＲには高電圧フラッシュオーバー、いわゆる“スパーク ７が生じる。これは加熱フィラメントにも達する。この種のフラッシュオーバー は整流器１６にとっては危険なものではない。なぜなら整流器は約１００Ｖの相 対的に高い電圧Ｕ２のため、十分な絶縁耐力を有しているからである。しかし約 ２５ｖの比較的に低い電圧＋Ｕ４を形成するために用いる整流器２０（絶縁耐力 が低い）に対してはこのようなフラッシュオーバーは危険なものであり得る。こ の危険性は、受像管ＢＲの加熱フィラメントとダイオード２０のアノードとの間 のコイル１９ａの作用により低減される。このコイルのインダクタンスは、高周 波のこの種のフラッシュオーバーに対して十分に高い前置抵抗を形成する。

３、トランスＴｒの負荷が上昇する際には制御により、巻線１８の電圧が上昇す る。そのため加熱電流ｉＨも不所望に上昇することとなる。しかしコイル１９ａ には加熱電流ＩＨだけでな（、巻線２２を通る電流ｉ３も付加的に流れる。これ により電流１３はコイル１９ａに付加的な電圧降下を引き起こし、この電圧降下 により加熱電流ｉＨに対して重要な電圧がポイントｈでさらに減少される。この ようにして全負荷の際の電圧の不所望の上昇がポイントｈで補償されるか、また は過補償される。従ってコイル１９ａの選定により、ビーム電流ゼロによる駆動 と比較して全負荷の際でも加熱電流ＩＨを約９９％または９８％に低減すること ができる。

ｉＨの定格値を正しく調整するためのコイル１９は分割すると宥和である。すな わち第１の部分Ｌ９ａを巻線２２と１８の間に第２の部分１９ｂを端子りと受像 管ＢＲの加熱フィラメントとの間に配置するのである。

コイル１９は約２０〜３５ｇＨのインダクタンスを有する。コイル１９は基本値 には抵抗により置換することもできる。しかしこのような抵抗にはコイルの場合 とは異なり、抵抗で損失電力が発生するという欠点がある。

実際に試験した実施例では、図面に示された構成素子は以下の値を有する。

抵抗７：　８００ＭΩ 抵抗８：　０．４ＭΩ コンデンサ１１：　１μＦ 変調器１２．　前置増幅器、ＴＥＡ５０７１型ＩＣ、 トランジスタ１５の制御のため の後置増幅器 ダイオードＤＩ：　ＢＹＷ７４型 インダクタンスし、２〜４ｍＨ 電圧０１：　＋１６０Ｖ　一定 電圧−Ｕ２：　−１００Ｖ パルスＰの周波数　３０ｋＨｚ 電圧Ｕ４：　＋２０Ｖ ＦＩ３．２　ＦＩ３．３ 補正書の翻訳文提出書（特許法第１８４条の８）平成　５年１０月２６日

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．１．高電圧トランス（Ｔｒ）を有し、該トランスの１次巻線（４）は周期的 に操作されるスイッチングトランジスタ（３〕とともに作動電圧（＋Ｕ１）に接 続された直列回路を形成する、テレビジョン受信機の高電圧安定化回路において 、 高電圧（ＵＨ）に比例する電圧（Ｕ３）がパルス幅変調器（１２）の変調入力側 （ｃ）に印加され、該変調器の出力側（ｄ）はスイッチ（１５）の制御入力側と 接続され、 前記スイッチ（１５）の一方の端子は第２の作動電圧（Ｕ２）に接続され、 他方の端子はダイオード（Ｄ１）を介して第１の作動電圧（＋Ｕ１）の端子と接 続され、かつインダクタンス（Ｌ）を介して前記直列回路の一端部と接続され、 該端部はコンデンサ（１１）を介して第１の作動電圧（＋ＵＩ）の端子（アース またはａ）に接続されていることを特徴とする、テレビジョン受信機の高電圧安 定化回路。 ２．前記コンデンサ（１１）はスイッチングトランジスタ（３）の下端点（ｂ） とアースとの間に接続されている請求の範囲第１項記載の回路。（図１）３．前 記コンデンサ（１１）は１次巻線（４）と第１の作動電圧（＋Ｕ１）を導く端子 （ａ）との間に接続されている請求の範囲第１項記載の回路。（図４）４．第２ の作動電圧（Ｕ２）は第１の作動電圧（＋Ｕ１）と反対の極性を有している請求 の範囲第２項記載の回路。 ５．第２の作動電圧（Ｕ２）および／またはパルス幅変調器（１２）に対する作 動電圧（＋Ｕ４）は、電流、有利には整流器（１６、２０）によりトランス（Ｔ ｒ）のパルス電圧から形成される請求の範囲第１項記載の回路。 ６．パルス幅変調器（１３）は線周波数（ｆＨ）により同期される請求の範囲第 １項記載の回路。 ７．前記スイッチはトランジスタ（１５）により構成され、該トランジスタのコ レクタはインダクタンス（Ｌ）に、エミッタは第２の作動電圧（Ｕ２）に、ベー スはパルス幅変調器（１２）の出力側（ｄ）に接続されている請求の範囲第１項 記載の回路。 ８．トランジスタ（１５）は電界効果電力トランジスタである請求の範囲第７項 記載の回路。 ９．トランス（Ｔｒ）は受像管（ＢＲ）に対する加熱巻線（１８）を有し、加熱 電流（ｉＨ）の経路にはコイル（１９ａ）が、当該コイルにトランス（Ｔｒ）の 別の２次巻線（２２）の電流（ｉ３）が流れるように接続されている請求の範囲 第１項記載の回路。 １０．前記別の２次を線（２２）は第２の作動電圧（Ｕ２）を形成するための巻 線である請求の範囲第５項または第８項記載の回路。 １１．高電圧（ＵＨ）に比例する電圧（Ｕ３）はフォーカス電圧から導出される 請求の範囲第１項記載の回路。