JPH06504178A - マルチチャネルｔｄｍ通信システムスロット位相補正 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 マルチチャネルＴＤＭ通信システム スロット位相補正 技　術　分　野 本発明は一般に通信システムに関し、具体的にはマルチチャネルＴＤＭ　（時分 割多重）通信システムに関し、より具体的には副搬送波の位相の差を補正して、 確定記号ストリーム部分を、タイム・スロット間で実質的に同一にすることを対 象とする。

背　景　技　術 近年、デジタル信号処理技術を通信システムの用途に応用・改良する活動におい て、多くの研究が行われてきた。

これらの研究活動は、デジタル信号処理装置（ＤＳＰ）の開発によって拍車がか かった。この装置は、当業者には周知のように、マイクロプロセッサに似た集積 回路であり、信号処理用途にとって重要な数学演算を極めて高速度で実施できる 。ＤＳＰを使用すると、たとえば有限インパルス応答フィルタの実現が大幅に単 純化され、また現在では高速フーリエ変換の計算が、小型の集積回路装置として は、以前には考えられない高速度で行える。

設計者にとってＤＳＰのいちばんの魅力はフレキシビリティにある。ＤＳＰは、 ソフトウェア駆動デバイスであるので、ソフトウェアを変更するだけで、ＤＳＰ ベースの通信装置の特性をまるごと変更することも、比較的簡単である。たとえ ばＤＳＦ　ＲＯＭ（読出し専用メモリ）を再ブロクラミングすレバ、ＦＭ（周波 数変調）システムをＡＭ（振幅変調）に変更できる。

またＤＳＰの使用は、通信システム機能面でフレキシビリティが増大することを 意味する。再プログラミングによって、迅速かつ簡単に新しい機能を追加でき、 また信号処理アルゴリズムの最新の改良を加えて、システム性能を改良すること もできる。

恐らく最も重要なことは、設計において、物理的実現性を考慮しなければならな いという、アナログ・システム設計者が受ける制約がないことであろう。フィル タその他の機能を数学的に表わして、ＤＳＰで実行できる（無論、問題のシステ ムの性質上要求される実行上の制約の範囲内で）なら、設計者は、この機能をＤ ＳＰにプログラミングするだけでよくなり、適切な抵抗、コンデンサ、インダク タ。

または物理システムの一部を成す他の構成要素の選択に関して心配する必要はな い。ＤＳＰ実現フィルタはまた、エイジングや温度などの要因によって影響を受 ける物理フィルタと違って、性能面で無限の再現性を有する。

ＤＳＰベースのシステムは本来極めてフレキシブルであるので、数多くの変調プ ロトコルおよび送信プロトコルの内、どれが特定の用途に最も適しているか判定 する作業が大幅に簡素化される。非常に複雑なシステムも比較的容易に実現でき るので、システム性能を最大限に高めることを確保するのに役立つ。

ＲＦＣ無線周波数）通信システムの設計者が直面する問題の一つは、周波数選択 フェージングである。この現象は、被伝送信号が受信機に到達したときの被伝送 信号の反射と、これら反射の相互作用の結果生じる。反射信号はそれぞれ独自の 遅延および位相を有しており、反射が元の被伝送信号と相互作用すると、少なく ともデータ・システムでは、通常、記号間干渉が結果として生じる。この種の干 渉は被伝送信号の正しい解読を困難にする。

複数のサブチャネルの使用は、周波数選択フェージングの影響を打ち消すのに役 立つ。各サブチャネルを形成するには、情報信号の一部によって副搬送波信号を 変調して伝送する。ついで、これらのサブチャネルを合成することによって複合 信号を形成し、この複合信号は主搬送波を変調するのに用いられる。

上記一つのシステムでは、１６記号クワッドラチャ振幅変調、すなわち１６−Ｑ ＡＭを用いて、ＴＤＭタイム・スロット内に配列された情報信号を伝送する。そ の際、各タイム・スロットは、伝送するデータ記号の間に所定のパターンで挿入 された同期記号およびパイロット記号を有する。

当業者は周知のように、同期記号は、データ記号およびパイロット記号がいつ届 くか、受信機が正確に判定して、入力信号（場合によって入力記号ストリームと いう）を適正な箇所で正確にサンプリングできるようにする。予め決められた記 号であるパイロット記号は、データ記号そのものに対するチャネルの影響を測定 して補正するのに用いられる。

このシステムは、周波数選択フェージングの存在する中でも充分に機能する傾向 があるが、考慮すべき問題がいくつかある。たとえサブチャネルの形成に用いら れる副搬送波を、第１タイム・スロットの初めにおいて既知の位相で開始するの は至極簡単でも、一般に後続のタイム・スロットの初めでは位相は異なってくる 。つまり、たとえ各タイム・スロットについて、同一の同期記号とパイロット記 号が使用されたとしても、受信された同期記号およびパイロット記号は、このよ うな副搬送波の位相のずれによって、タイム・スロットごとに違ってくる。

この位相ずれの結果として重要なのは、復調前に同期信号の検出を行うと、複雑 性が増すことである。同期信号が、あらゆるタイム・スロットについて複合信号 レベルで同一であることを保証できるなら、１個の整合フィルタを使えば、同期 タイミングの検出ができる。

同様の問題は、パイロット記号を用いてチャネルの影響の特＋ｒを決定する能力 にも影響を与える。最適なシステムは各種のパイロット記号を検出する能力を持 つべきであるが、パイロスト記号の集合が非常に大きくなると、復号上望ましく ない負担が生じる。線形システム用電力増幅器の設計では、ピーク対平均電力値 を考慮することが重要であるので、パイロット記号の大きな集合の諸要素を使用 する能力を保持することが望ましい。これは、パイロット記号が記号ストリーム の確定部分を表し、パイロット記号の値を個々に選択して、ピーク対平均電力値 を最小限に抑えられるからである。

したがって、考慮しているシステムに不要な複雑性を付加せずに、副搬送波の位 相のずれを補正する方法に対して、新たな必要性が生じる。

発　明　の　開　示 上記およびその他の必要性は、複合信号に合成して伝送する方法によって、満足 される。ここにおいて各タイム・スロットは、同期記号とパイロット記号とによ って構成される確定部分、およびデータ記号によって構成される非確定部分を含 んでおり、この方法は、各タイム・スロットにおいて各タイム・スロットの確定 部分が実質的に同一であるよう確保する。最初に、第１タイム・スロットの初め から、第２、すなわち後続のタイム・スロットの初めまでの、サブチャネル・ミ クサ信号の位相のずれを計算し、つぎに各サブチャネル記号ストリームの位相を 、スロットごとに、前記位相のずれに等しい大きさの角度だけ逆方向に回転させ る。

図面の簡単な説明 図１は、１６−ＱＡＭ通信システムの記号コンステレ−ジョン（ｃｏｎｓｔｅｌ ｌａｔｉｏｎ）である０図２は、一つのサブチャネル記号ストリームに対して考 えられるタイム・スロット・フォーマットを示す。

図３は、１６−ＱＡＭ通信システム送信機のブロック図である。

図４は、サブチャネル記号ストリーム間の時間領域関係を示す。

図５は、副搬送波の位相のずれを補正する配列を示す。

図６は、位相補正を行わない連続的同期信号電力の差を図７は、位相補正を行う 連続的同期記号を示す。

発明を実施するための最良の形態 当山願人の発明で考慮するシステムなどの１６−ＱＡＭシステムは、１６個の離 散記号から成る入力アルファベントを採用している。クワッドラチャ変調では、 これらの記号を最も良く表せるのは恐らく、図１に示すような実軸と虚軸を有す るデカルト座標系上の点としてであろう。この配列は記号コンステレ−ジョンと 称されることが多い。入力記号（１０１）は複素数３＋ｊ３として特性を決定で きる。アルファベット内には１６個の記号があるので、入力記号はまた２進数の ４個組（ｂｏ、ｂ、、ｂ２．ｂ、）に対応づけてもよい。図に示す入力記号（１ ０１）を、たとえば４個組（０，０，０，０）に対応づけることができ、他の記 号イ）同様に２進数の４個組の集合に一意に対応させてマツピングされる。

入力アルファベントの各メンバーを、２進ビツトの集合に対応づける理由は、図 ３に照らして考えれば明確になる。

図３は、１６−ＱＡＭ送信機の複数のサブチャネルをブロック図で表したもので ある。２進データ・ストリームによって構成される情報ソース（３０１）は直並 列変換器に入力され、この変換器は、入力データ・ストリームを４個の２進ビツ トのグループに解剖する。ついでこれらのグループはそれぞれ、入力アルファベ ットの該当する要素に対応づけられる。

図２に転じると、典型的なＴＤＭタイム・スロットの図が示されている。タイム ・スロットは、記号コンステレ−ジョンから選択したデータ記号（２０１）によ って大半が構成されている。同期記号（２０２）がタイム・スロットの初めに与 えられて、受信機が記号ストリーム内の正しい位置を判定して、記号サンプリン グが、然るべき時に正確に発生するようにできる。記号ストリームはまた、選択 した間隔で挿入された所定のパイロット記号（２０３）を含む。このパイロット 記号を用いて、受信機は、受信した記号ストリームに対する通信チャネルの影響 を計算する。

通信チャネルが雑音およびひずみを導入することはよく知られている。受信機は 、これから送信されるパイロット記号を知っており、受信したパイロット記号と 、送信したパイロット記号を比較できるので、受信機は、チャネルの影響を近似 値計算できる。受信した記号ストリームは、この比較によって導出した補正係数 を適用することによって、位相誤差および振幅誤差を補正するよう調整できる。

図３に戻ると、１６−ＱＡＭシステムは、各サブチャネルの処理ブロック（３０ ３〜３ｏ５）と共に示されている。

この図はＭ個のサブチャネルとして一般化されているが、本発明の好適実施例で は４個のサブチャネルを採用している。前述したように、信号をサブチャネルに 分割することは、周波数選択フェージングの現象に対抗する効果的な方法である 。

第１サブチヤネルの処理ブロック（３０３）をより詳細に見ると、入力記号スト リームＤ１が直並列変換器（３０２）によって与えられる。直並列変換器（３０ ２）は、第１サブチヤネルに第１データ記号を、第２サブチヤネルに後続のデー タ記号をという具合に単に割り当てていくことによって、各サブチャネル記号ス トリームを提供する。個々のカーブチャ木ル処理で起こる最初の動作は、同期記 号とパイロット記号を挿入すること（３０６）である。この動作によって、各サ ブチャネルのサブチャネル記号ストリームは、はぼ図２に示すような形になる。

ついでサブチャネル記号ストリームは、パルス波形フィルタ（３０７）によって フィルタされる。このフィルタリング動作はやや抽象的に見えるが、フィルタは 実際には、ＤＳＰ内のサンプルのシーケンスに適用されている数学的アルゴリズ ムであるので、フィルタリング動作は、一連の信号パルスに適用される物理パル ス波形フィルタとほぼ同じ結果を有する。スプラッタを回避するために、信号帯 域幅が短縮される。

次に各サブチャネル記号ストリームは、適切な副搬送波周波数に周波数変換しな ければならない。この周波数変換は単一ミクサ（３０８）によって達成され、こ のミクサもやはりＤＳＰ内で実行される数学的演算を表す。サブチャネル記号ス トリームは副搬送波信号（３０９）を変調し、この信号がミクサ（３０８）に入 力される。もちろん各副搬送波は異なっており、複合信号の縁帯域幅とサブチャ ネル間の干渉の両方を最小限にするために選択されている。

サブチャネル記号ストリームが、その副搬送波周波数までシフトした後、これら のサブチャネル出力が合成されて（３０９）複合信号を形成する。この複合信号 が線形電力増幅器（３１０）に入力されて、この増幅器は、信号を増幅してから 、アンテナ（３１１）を介して信号を送信する。

１６−ＱＡＭは線形変調システムであるので、電力増幅器（３１０）は複合信号 に対して余り大きな歪みを導入してはならない。複合信号のピーク対平均（ｐｅ ａｋ−ｔｏ−ａｖｅｒａｇｅ）電力比は、電力増幅器の設計者にとって重要なパ ラメータである。というのは、最高電力値が平均値から離れている程度によって 、増幅器の入力信号の範囲が決まるがらである。複合信号の最高平均比が大きい と、到底実現不可能な入力ダイナミック・レンジを持つ電力増幅器が必要になる かもしれない。

図に示すようなマルチチャネル・タイムドメイン・パイロット・ベースＴＤＭ線 形変調システム内の記号ストリームは、確定部分および非確定部分の両方を有す る。同期記号およびパイロット記号は、一定のシステムに対して予め決められた ものであるので、完全に確定的である。しかしながら設計者は、データ記号が発 生するシーケンスを正確に予測しようがないので、データ記号は確定的ではない 。

同期記号は各タイム・スロットの初めに挿入されるので、複合信号が形成される とき、同期記号が一緒に加算される。

パイロット記号の挿入は、各サブチャネル・ストリーム内のパイロット記号が同 時に発生して、サブチャネルが一緒に加算されて合成信号を形成するとき、結果 が増強されるように制御できる。好適実施例では、２つのサブチャネルが対にな って、一致したパイロット記号を有するので、複合信号が形成されるときには、 実際には一度に２個のパイロット記号だけが一緒に加算される。図４はサブチャ ネル記号ストリームの各部を示したもので、各サブチャネルからの同期記号とパ イロット記号が一致することを表している。全サブチャネルからの同期記号は一 致しているのに対して、パイロット・チャネル１，４はパイロット記号も一致し ていることに注意されたい。サブチャネル２．３も同様にパイロットが一致して いるが、サブチャネル１．４のパイロットとは発生する時間が異なる。

図に示すようなシステムの設計において重要な考慮条件は、副搬送波信号の位相 である。たとえ、各副搬送波が第１タイム・スロットの初めにゼロ位相を有する ように、副搬送波の位相が制御されたとしても、第２タイム・スロットの初めに は、副搬送波の位相はゼロでなくなる場合がある。この位相のずれのために、後 続のタイム・スロット内で伝送される同期信号およびパイロット信号が同一でな くなる可能性がある。この位相のずれは、受信した複合信号に単一整合フィルタ ・アプローチを適用できなくすることによって、同期検出を複雑化するのみなら ず、パイロット記号が予測できないほど増強されて、望ましくないピーク対平均 電力状況が生じる可能性がある。記号ストリームの確定部分の間のピーク対平均 電力を制御することは、ピーク対平均の問題全体を抑制する最も効果的な方法の １つである。無論、データ記号が伝送されるとき、非確定部分に関してほとんど なにも行えないが、個々のデータ記号発生がランダムな性質を持つことは、ピー ク対平均電力に及ぼす影響を抑えるのに役立つ。本発明は、後続のタイム・スロ ット内の同期信号およびパイロット信号が実際に同一になる形で、この副搬送波 位相の問題を解決する１つの方法を提供する。

構成要素であるそれぞれのサブチャネル信号が各スロットにおいて同一の確定成 分を有するなら、以下に示す数式展開が大幅に単純化され、したがって送信され る複合信号も単純化される。このため１個のサブチャネルについて所望の結果が 達成されることを証明すれば充分である。

加算直前のＴＤＭタイム・スロット１のサブチャネル信号は、以下のように表わ せる。ただしこの定義では、タイム・スロット間でエネルギーのオーバーラツプ がゼロであると哲定している。この想定は実際のシステムでは必ずしも真とはい えないが、こう想定すると、バリディティへの影響が無視できる程度になり、数 式展開が単純化する。図３に示すシステムにおいて、ＴＤＭタイム・スロット・ ナンバｉの加算直前のサブチャネル信号ｍ、（ｔ）はっぎのようになる（サブチ ャネル周波数の識別は、目下の問題と関連がないので省いている）： Ｓ　−スロット記号位置ｋにおける、スロットｉのパイロット記号もしくはデー タ記号 り、１（ｔ）＝ＴＸパルス波形フィルタのインパルス応答Ｔ　ｈ　）　、、、ｂ 　＝記号期間 Ｎ−スロット当りの記号数 Ｔ　＝ＴＤＭスロット期間 −ＮＴ、。。

６、−サブチャネル変調周波数 φ＝サブチャネル・ミクサの初期位相 δ　（ｔ）＝デルタもしくはインパルス関数および Ｘ本ｙはｙによるＸの時間畳込み（ｔｉｍｅ　ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ）を意味 する。

この式は、以下のように定義することによって単純化できｍ、（ｔ）＝Ｐ、（ｔ ）ｆ　（ｔ） このシステムは、同期／パイロット記号のみを送信して同期／パイロット記号は 影響を受けない状態で残される。

この場合、被伝送信号ｍ、（ｔ）は完全に確定的である。予想されるこの条件の 形式的定義の一つを以下に示す：すべでのｉについて、Ｓ　＋、ｋ　＝　Ｓ　ｌ ＋１．にスロットの確定記号（すなわち、同期／パイロット）のみが伝送される と想定しなければならないことを想起されたい。この特殊なケースでは、一般に 以下のように簡単に上記の式では、ミックス前のサブチャネル信号はただ互いに 同一のものを時間変換したものであるが、サブチャネル・ミクサ信号はそうでな いことを示している。ｍ、（ｔ）の確定部分がスロット間で一定であり続ける場 合には、両方の条件が真でなければならない。

隣接するスロット間の位相のずれの係数は、前式からのｆ（ｔ＋Ｔ、、。ｌ）を 拡張することによって算定できる。すなわち： ｆ（ｔ”　ＴｓｌｏＬ）”　ｅ’（Ｘ”ｋ）＠１＝　ｅｊ”ｍｆ（Ｏ ＝ｅｊｅｆ（ｔ’） この結果は、各サブチャネルのフエーザー（ｐｈａｓｏｒ）が、現スロットの初 めから次のスロットの初めまで、係数θだけ進むことを示す。この結果は、各サ ブチャネルの記号コンステレーションを、スロットごとに一〇だけ回転させるこ とによって中和できる。故に、ｍ、（ｔ）の新しい式はっぎのようになる： ここで、このスロット位相補正アルゴリズムを用いると、つぎのように示すこと ができる： ｍ　、　＋　Ｉ　（ｔ　）　＝ｍ　ｌ（’　−”　Ｉ＋　ｓ　＋　）故に、各ス ロットの確定部分は全スロットで同一であることが分かる。図５は、本発明の位 相補正アルゴリズムがどのように適用されるかを示したものである。上記図３に 関連してサブチャネルｌについて説明した同期／パイロット記号挿入（５０１） と、やはり前述したパルス波形フィルタリング（５０２）との間で、サブチャネ ル記号ストリームは、ミキシング動作を介して一〇だけ回転される。

コンピュータ・シミュレーションを用いて、前述の動作の結果を見るために、４ 個のサブチャネル記号ストリームを作りだした。送信スロットは、３個のサブチ ャネル同期信号と、その後にくる１１個の「ゼロ」データ記号によって構成され た。このゼロ・データ記号は、図１の記号コンステレ−ジョンのポイント０＋ｊ Ｏに対応する記号である。

ゼロ・データ記号を連続送信すると、シミュレーションから単にランダムな成分 が除かれる。図６は、位相補正の助けがない場合の、２個の連続する同期信号の 平方層を示す。

これらの信号は異なっているだけでなく、第２信号が有するピーク対平均電力値 が大幅に大きいことに注意されたい。

図７では、位相補正の助けを得ており、同期信号は同一になっている。

好適実施例について説明してきたが、同期記号とパイロット記号が各タイム・ス ロットにおいて同一を保つよう確保する代替的方法が残っている。副搬送波周波 数とタイム・スロット持続期間を賢明に選択することにより、ｎ個タイム・スロ ットの後に、副搬送波がゼロ位相を有するように配列できる。１とｎの間の連続 する各タイム・スロットの初めと、副搬送波との位相関係が予測できるので、同 期記号もしくはパイロット記号のｎ個の集合を計算して、位相のずれた副搬送波 を、予め計算したバイロフト記号もしくは同期記号と合成して、その結果、各タ イム・スロットについて同期記号およびパイロット記号が同一になるようにでき る。しかしながらこの解決法は、結果として、独立したパイロット記号および同 期記号が急激に増えて、システム内の必要メモリ量を増大させると共に、記号検 出時間も長くなる。

虚軸 第２図 第５図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．デジタル通信システムにおいて、連続するタイム・スロット内に配列された 、パルス波形フィルタを施した同期記号（２０２），パイロット記号（２０３） およびデータ記号（２０１）が、サブチャネル・ミクサ（３０８）を介してサブ チャネル搬送波（３０９）を変調し、複合信号に合成して伝送し、また前記シス テムにおいて、各タイム・スロットが、同期記号とパイロット記号とによって構 成される確定部分、およびデータ記号によって構成される非確定部分を含んでい るデジタル通信システムにおいて、各タイム・スロットの確定部分が、各タイム ・スロットにおいて実質的に同一であることを確保する方法であって、前記方法 は： （ａ）第１タイム・スロットの初めから、第２の、すなわち後続のタイム・スロ ットの初めまでの、前記サブチャネル・ミクサ信号の位相のずれを決定する段階 ；および（ｂ）スロットごとに、段階（ａ）で決定した位相のずれに等しい大き さの角度だけ逆方向に、各サブチャネル記号ストリームの位相を回転させる段階 （５０３）；によって構成されることを特徴とする方法。 ２．前記位相のずれを決定する前記段階（ａ）が、タイム・スロットの長さ，副 搬送波の周波数および副搬送波の位相に基づいて位相のずれを計算する段階によ って構成されることを特徴とする、請求項１記載の方法。 ３．段階（ｂ）が、各サブチャネル記号ストリームの位相を、−ｉθの位格だけ 回転させる段階によって構成され、ここでθは段階（ａ）で決定された位相のず れであり、ｉはスロット・ナンバを識別することを特徴とする、請求項１記載の 方法。 ４．デジタル通信システムにおいて、連続するタイム・スロット内に配列された 、パルス波形フィルタを施した同期記号，パイロット記号およびデータ記号が、 サブチャネル・ミクサを介してサブチャネル搬送波を変調して、複合信号に合成 して伝送し、また前記システムにおいて、各タイム・スロットが、同期記号とパ イロット記号とによって構成される確定部分、およびデータ記号によって構成さ れる非確定部分を含んでいるデジタル通信システムにおいて、各タイム・スロッ トの前記確定部分が、各タイム・スロットにおいて実質的に同一であることを確 保する装置であって、前記装置は： 第１タイム・スロットの初めから、第２の、すなわち後続のタイム・スロットの 初めまでの、サブチャネル・ミクサ信号の位相のずれを決定する手段；および各 サブチャネル記号ストリームの位相を、スロットごとに、段階（ａ）で決定され る位相のずれと等しい大きさの角度だけ逆方向に回転させる手段； によって構成されることを特徴とする装置。