JP3163630B2 - マルチチャネルｔｄｍ通信システムスロット位相補正 - Google Patents
マルチチャネルｔｄｍ通信システムスロット位相補正Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2602—Signal structure
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04L27/2614—Peak power aspects
- H04L27/262—Reduction thereof by selection of pilot symbols
Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は一般に通信システムに関し、具体的にはマル
チチャネルTDM（時分割多重）通信システムに関し、よ
り具体的には副搬送波の位相の差を補正して、確定記号
ストリーム部分を、タイム・スロット間で実質的に同一
にすることを対象とする。
チチャネルTDM（時分割多重）通信システムに関し、よ
り具体的には副搬送波の位相の差を補正して、確定記号
ストリーム部分を、タイム・スロット間で実質的に同一
にすることを対象とする。
背景技術 近年、デジタル信号処理技術を通信システムの用途に
応用・改良する活動において、多くの研究が行われてき
た。これらの研究活動は、デジタル信号処理装置（DS
P）の開発によって拍車がかかった。この装置は、当業
者には周知のように、マイクロプロセッサに似た集積回
路であり、信号処理用途にとって重要な数学演算を極め
て高速度で実施できる。DSPを使用すると、たとえば有
限インパルス応答フィルタの実現が大幅に単純化され、
また現在では高速フーリエ変換の計算が、小型の集積回
路装置としては、以前には考えられない高速度で行え
る。
応用・改良する活動において、多くの研究が行われてき
た。これらの研究活動は、デジタル信号処理装置（DS
P）の開発によって拍車がかかった。この装置は、当業
者には周知のように、マイクロプロセッサに似た集積回
路であり、信号処理用途にとって重要な数学演算を極め
て高速度で実施できる。DSPを使用すると、たとえば有
限インパルス応答フィルタの実現が大幅に単純化され、
また現在では高速フーリエ変換の計算が、小型の集積回
路装置としては、以前には考えられない高速度で行え
る。
設計者にとってDSPのいちばんの魅力はフレキシビリ
ティにある。DSPは、ソフトウェア駆動デバイスである
ので、ソフトウェアを変更するだけで、DSPベースの通
信装置の特性をまるごと変更することも、比較的簡単で
ある。たとえばDSP ROM（読出し専用メモリ）を再プロ
グラミングすれば、FM（周波数変調）システムをAM（振
幅変調）に変更できる。
ティにある。DSPは、ソフトウェア駆動デバイスである
ので、ソフトウェアを変更するだけで、DSPベースの通
信装置の特性をまるごと変更することも、比較的簡単で
ある。たとえばDSP ROM（読出し専用メモリ）を再プロ
グラミングすれば、FM（周波数変調）システムをAM（振
幅変調）に変更できる。
またDSPの使用は、通信システム機能面でフレキシビ
リティが増大することを意味する。再プログラミングに
よって、迅速かつ簡単に新しい機能を追加でき、また信
号処理アルゴリズムの最新の改良を加えて、システム性
能を改良することもできる。
リティが増大することを意味する。再プログラミングに
よって、迅速かつ簡単に新しい機能を追加でき、また信
号処理アルゴリズムの最新の改良を加えて、システム性
能を改良することもできる。
恐らく最も重要なことは、設計において、物理的実現
性を考慮しなければならないという、アナログ・システ
ム設計者が受ける制約がないことであろう。フィルタそ
の他の機能を数学的に表わして、DSPで実行できる（無
論、問題のシステムの性質上要求される実行上の制約の
範囲内で）なら、設計者は、この機能をDSPにプログラ
ミングするだけでよくなり、適切な抵抗，コンデンサ，
インダクタ，または物理システムの一部を成す他の構成
要素の選択に関して心配する必要はない。DSP実現フィ
ルタはまた、エイジングや温度などの要因によって影響
を受ける物理フィルタと違って、性能面で無限の再現性
を有する。
性を考慮しなければならないという、アナログ・システ
ム設計者が受ける制約がないことであろう。フィルタそ
の他の機能を数学的に表わして、DSPで実行できる（無
論、問題のシステムの性質上要求される実行上の制約の
範囲内で）なら、設計者は、この機能をDSPにプログラ
ミングするだけでよくなり、適切な抵抗，コンデンサ，
インダクタ，または物理システムの一部を成す他の構成
要素の選択に関して心配する必要はない。DSP実現フィ
ルタはまた、エイジングや温度などの要因によって影響
を受ける物理フィルタと違って、性能面で無限の再現性
を有する。
DSPベースのシステムは本来極めてフレキシブルであ
るので、数多くの変調プロトコルおよび送信プロトコル
の内、どれが特定の用途に最も適しているか判定する作
業が大幅に簡素化される。非常に複雑なシステムも比較
的容易に実現できるので、システム性能を最大限に高め
ることを確保するのに役立つ。
るので、数多くの変調プロトコルおよび送信プロトコル
の内、どれが特定の用途に最も適しているか判定する作
業が大幅に簡素化される。非常に複雑なシステムも比較
的容易に実現できるので、システム性能を最大限に高め
ることを確保するのに役立つ。
RF（無線周波数）通信システムの設計者が直面する問
題の一つは、周波数選択フェージングである。この現象
は、被伝送信号が受信機に到達したときの被伝送信号の
反射と、これら反射の相互作用の結果生じる。反射信号
はそれぞれ独自の遅延および位相を有しており、反射が
元の被伝送信号と相互作用すると、少なくともデータ・
システムでは、通常、記号間干渉が結果として生じる。
この種の干渉は被伝送信号の正しい解読を困難にする。
題の一つは、周波数選択フェージングである。この現象
は、被伝送信号が受信機に到達したときの被伝送信号の
反射と、これら反射の相互作用の結果生じる。反射信号
はそれぞれ独自の遅延および位相を有しており、反射が
元の被伝送信号と相互作用すると、少なくともデータ・
システムでは、通常、記号間干渉が結果として生じる。
この種の干渉は被伝送信号の正しい解読を困難にする。
複数のサブチャネルの使用は、周波数選択フェージン
グの影響を打ち消すのに役立つ。各サブチャネルを形成
するには、情報信号の一部によって副搬送波信号を変調
して伝送する。ついで、これらのサブチャネルを合成す
ることによって複合信号を形成し、この複合信号は主搬
送波を変調するのに用いられる。
グの影響を打ち消すのに役立つ。各サブチャネルを形成
するには、情報信号の一部によって副搬送波信号を変調
して伝送する。ついで、これらのサブチャネルを合成す
ることによって複合信号を形成し、この複合信号は主搬
送波を変調するのに用いられる。
上記一つのシステムでは、16記号クワッドラチャ振幅
変調、すなわち16−QAMを用いて、TDMタイム・スロット
内に配列された情報信号を伝送する。その際、各タイム
・スロットは、伝送するデータ記号の間に所定のパター
ンで挿入された同期記号およびパイロット記号を有す
る。当業者は周知のように、同期記号は、データ記号お
よびパイロット記号がいつ届くか、受信機が正確に判定
して、入力信号（場合によって入力記号ストリームとい
う）を適正な箇所で正確にサンプリングできるようにす
る。予め決められた記号であるパイロット記号は、デー
タ記号そのものに対するチャネルの影響を測定して補正
するのに用いられる。
変調、すなわち16−QAMを用いて、TDMタイム・スロット
内に配列された情報信号を伝送する。その際、各タイム
・スロットは、伝送するデータ記号の間に所定のパター
ンで挿入された同期記号およびパイロット記号を有す
る。当業者は周知のように、同期記号は、データ記号お
よびパイロット記号がいつ届くか、受信機が正確に判定
して、入力信号（場合によって入力記号ストリームとい
う）を適正な箇所で正確にサンプリングできるようにす
る。予め決められた記号であるパイロット記号は、デー
タ記号そのものに対するチャネルの影響を測定して補正
するのに用いられる。
このシステムは、周波数選択フェージングの存在する
中でも充分に機能する傾向があるが、考慮すべき問題が
いくつかある。たとえサブチャネルの形成に用いられる
副搬送波を、第１タイム・スロットの初めにおいて既知
の位相で開始するのは至極簡単でも、一般に後続のタイ
ム・スロットの初めでは位相は異なってくる。つまり、
たとえ各タイム・スロットについて、同一の同期記号と
パイロット記号が使用されたとしても、受信された同期
記号およびパイロット記号は、このような副搬送波の位
相のずれによって、タイム・スロットごとに違ってく
る。
中でも充分に機能する傾向があるが、考慮すべき問題が
いくつかある。たとえサブチャネルの形成に用いられる
副搬送波を、第１タイム・スロットの初めにおいて既知
の位相で開始するのは至極簡単でも、一般に後続のタイ
ム・スロットの初めでは位相は異なってくる。つまり、
たとえ各タイム・スロットについて、同一の同期記号と
パイロット記号が使用されたとしても、受信された同期
記号およびパイロット記号は、このような副搬送波の位
相のずれによって、タイム・スロットごとに違ってく
る。
この位相ずれの結果として重要なのは、復調前に同期
信号の検出を行うと、複雑性が増すことである。同期信
号が、あらゆるタイム・スロットについて複合信号レベ
ルで同一であることを保証できるなら、１個の整合フィ
ルタを使えば、同期タイミングの検出ができる。
信号の検出を行うと、複雑性が増すことである。同期信
号が、あらゆるタイム・スロットについて複合信号レベ
ルで同一であることを保証できるなら、１個の整合フィ
ルタを使えば、同期タイミングの検出ができる。
同様の問題は、パイロット記号を用いてチャネルの影
響の特性を決定する能力にも影響を与える。最適なシス
テムは各種のパイロット記号を検出する能力を持つべき
であるが、パイロット記号の集合が非常に大きくなる
と、復号上望ましくない負担が生じる。線形システム用
電力増幅器の設計では、ピーク対平均電力値を考慮する
ことが重要であるので、パイロット記号の大きな集合の
諸要素を使用する能力を保持することが望ましい。これ
は、パイロット記号が記号ストリームの確定部分を表
し、パイロット記号の値を個々に選択して、ピーク対平
均電力値を最小限に抑えられるからである。
響の特性を決定する能力にも影響を与える。最適なシス
テムは各種のパイロット記号を検出する能力を持つべき
であるが、パイロット記号の集合が非常に大きくなる
と、復号上望ましくない負担が生じる。線形システム用
電力増幅器の設計では、ピーク対平均電力値を考慮する
ことが重要であるので、パイロット記号の大きな集合の
諸要素を使用する能力を保持することが望ましい。これ
は、パイロット記号が記号ストリームの確定部分を表
し、パイロット記号の値を個々に選択して、ピーク対平
均電力値を最小限に抑えられるからである。
したがって、考慮しているシステムに不要な複雑性を
付加せずに、副搬送波の位相のずれを補正する方法に対
して、新たな必要性が生じる。
付加せずに、副搬送波の位相のずれを補正する方法に対
して、新たな必要性が生じる。
発明の開示 上記およびその他の必要性は、複合信号に合成して伝
送する方法によって、満足される。ここにおいて各タイ
ム・スロットは、同期記号とパイロット記号とによって
構成される確定部分、およびデータ記号によって構成さ
れる非確定部分を含んでおり、この方法は、各タイム・
スロットにおいて各タイム・スロットの確定部分が実質
的に同一であるよう確保する。最初に、第１タイム・ス
ロットの初めから、第２、すなわち後続のタイム・スロ
ットの初めまでの、サブチャネル・ミクサ信号の位相の
ずれを計算し、つぎに各サブチャネル記号ストリームの
位相を、スロットごとに、前記位相のずれに等しい大き
さの角度だけ逆方向に回転させる。
送する方法によって、満足される。ここにおいて各タイ
ム・スロットは、同期記号とパイロット記号とによって
構成される確定部分、およびデータ記号によって構成さ
れる非確定部分を含んでおり、この方法は、各タイム・
スロットにおいて各タイム・スロットの確定部分が実質
的に同一であるよう確保する。最初に、第１タイム・ス
ロットの初めから、第２、すなわち後続のタイム・スロ
ットの初めまでの、サブチャネル・ミクサ信号の位相の
ずれを計算し、つぎに各サブチャネル記号ストリームの
位相を、スロットごとに、前記位相のずれに等しい大き
さの角度だけ逆方向に回転させる。
図面の簡単な説明 図１は、16−QAM通信システムの記号コンステレーシ
ョン（constellation）である。
ョン（constellation）である。
図２は、一つのサブチャネル記号ストリームに対して
考えられるタイム・スロット・フォーマットを示す。
考えられるタイム・スロット・フォーマットを示す。
図３は、16−QAM通信システム送信機のブロック図で
ある。
ある。
図４は、サブチャネル記号ストリーム間の時間領域関
係を示す。
係を示す。
図５は、副搬送波の位相のずれを補正する配列を示
す。
す。
図６は、位相補正を行わない連続的同期信号電力の差
を示す。
を示す。
図７は、位相補正を行う連続的同期記号を示す。
発明を実施するための最良の形態 当出願人の発明で考慮するシステムなどの16−QAMシ
ステムは、16個の離散記号から成る入力アルファベット
を採用している。クワッドラチャ変調では、これらの記
号を最も良く表せるのは恐らく、図１に示すような実軸
と虚軸を有するデカルト座標系上の点としてであろう。
この配列は記号コレステレーションと称されることが多
い。入力記号（101）は複素数３＋j3として特性を決定
できる。アルファベット内には16個の記号があるので、
入力記号はまた２進数の４個組（b0,b1,b2,b3）に対応
づけてもよい。図に示す入力記号（101）を、たとえば
４個組（0,0,0,0）に対応づけることができ、他の記号
も同様に２進数の４個組の集合に一意に対応させてマッ
ピングされる。
ステムは、16個の離散記号から成る入力アルファベット
を採用している。クワッドラチャ変調では、これらの記
号を最も良く表せるのは恐らく、図１に示すような実軸
と虚軸を有するデカルト座標系上の点としてであろう。
この配列は記号コレステレーションと称されることが多
い。入力記号（101）は複素数３＋j3として特性を決定
できる。アルファベット内には16個の記号があるので、
入力記号はまた２進数の４個組（b0,b1,b2,b3）に対応
づけてもよい。図に示す入力記号（101）を、たとえば
４個組（0,0,0,0）に対応づけることができ、他の記号
も同様に２進数の４個組の集合に一意に対応させてマッ
ピングされる。
入力アルファベットの各メンバーを、２進ビットの集
合に対応づける理由は、図３に照らして考えれば明確に
なる。図３は、16−QAM送信機の複数のサブチャネルを
ブロック図で表したものである。２進データ・ストリー
ムによって構成される情報ソース（301）は直並列変換
器に入力され、この変換器は、入力データ・ストリーム
を４個の２進ビットのグループに解剖する。ついでこれ
らのグループはそれぞれ、入力アルファベットの該当す
る要素に対応づけられる。
合に対応づける理由は、図３に照らして考えれば明確に
なる。図３は、16−QAM送信機の複数のサブチャネルを
ブロック図で表したものである。２進データ・ストリー
ムによって構成される情報ソース（301）は直並列変換
器に入力され、この変換器は、入力データ・ストリーム
を４個の２進ビットのグループに解剖する。ついでこれ
らのグループはそれぞれ、入力アルファベットの該当す
る要素に対応づけられる。
図２に転じると、典型的なTDMタイム・スロットの図
が示されている。タイム・スロットは、記号コンステレ
ーションから選択したデータ記号（201）によって大半
が構成されている。同期記号（202）がタイム・スロッ
トの初めに与えられて、受信機が記号ストリーム内の正
しい位置を判定して、記号サンプリングが、然るべき時
に正確に発生するようにできる。記号ストリームはま
た、選択した間隔で挿入された所定のパイロット記号
（203）を含む。このパイロット記号を用いて、受信機
は、受信した記号ストリームに対する通信チャネルの影
響を計算する。
が示されている。タイム・スロットは、記号コンステレ
ーションから選択したデータ記号（201）によって大半
が構成されている。同期記号（202）がタイム・スロッ
トの初めに与えられて、受信機が記号ストリーム内の正
しい位置を判定して、記号サンプリングが、然るべき時
に正確に発生するようにできる。記号ストリームはま
た、選択した間隔で挿入された所定のパイロット記号
（203）を含む。このパイロット記号を用いて、受信機
は、受信した記号ストリームに対する通信チャネルの影
響を計算する。
通信チャネルが雑音およびひずみを導入することはよ
く知られている。受信機は、これから送信されるパイロ
ット記号を知っており、受信したパイロット記号と、送
信したパイロット記号を比較できるので、受信機は、チ
ャネルの影響を近似値計算できる。受信した記号ストリ
ームは、この比較によって導出した補正係数を適用する
ことによって、位相誤差および振幅誤差を補正するよう
調整できる。
く知られている。受信機は、これから送信されるパイロ
ット記号を知っており、受信したパイロット記号と、送
信したパイロット記号を比較できるので、受信機は、チ
ャネルの影響を近似値計算できる。受信した記号ストリ
ームは、この比較によって導出した補正係数を適用する
ことによって、位相誤差および振幅誤差を補正するよう
調整できる。
図３に戻ると、16−QAMシステムは、各サブチャネル
の処理ブロック（303〜305）と共に示されている。この
図はＭ個のサブチャネルとして一般化されているが、本
発明の好適実施例では４個のサブチャネルを採用してい
る。前述したように、信号をサブチャネルに分割するこ
とは、周波数選択フェージングの現象に対抗する効果的
な方法である。
の処理ブロック（303〜305）と共に示されている。この
図はＭ個のサブチャネルとして一般化されているが、本
発明の好適実施例では４個のサブチャネルを採用してい
る。前述したように、信号をサブチャネルに分割するこ
とは、周波数選択フェージングの現象に対抗する効果的
な方法である。
第１サブチャネルの処理ブロック（303）をより詳細
に見ると、入力記号ストリームD1が直並列変換器（30
2）によって与えられる。直並列変換器（302）は、第１
サブチャネルに第１データ記号を、第２サブチャネルに
後続のデータ記号をという具合に単に割り当てていくこ
とによって、各サブチャネル記号ストリームを提供す
る。個々のサブチャネル処理で起こる最初の動作は、同
期記号とパイロット記号を挿入すること（306）であ
る。この動作によって、各サブチャネルのサブチャネル
記号ストリームは、ほぼ図２に示すような形になる。つ
いでサブチャネル記号ストリームは、パルス波形フィル
タ（307）によってフィルタされる。このフィルタリン
グ動作はやや抽象的に見えるが、フィルタは実際には、
DSP内のサンプルのシーケンスに適用されている数学的
アルゴリズムであるので、フィルタリング動作は、一連
の信号パルスに適用される物理パルス波形フィルタとほ
ぼ同じ結果を有する。スプラッタを回避するために、信
号帯域幅が短縮される。
に見ると、入力記号ストリームD1が直並列変換器（30
2）によって与えられる。直並列変換器（302）は、第１
サブチャネルに第１データ記号を、第２サブチャネルに
後続のデータ記号をという具合に単に割り当てていくこ
とによって、各サブチャネル記号ストリームを提供す
る。個々のサブチャネル処理で起こる最初の動作は、同
期記号とパイロット記号を挿入すること（306）であ
る。この動作によって、各サブチャネルのサブチャネル
記号ストリームは、ほぼ図２に示すような形になる。つ
いでサブチャネル記号ストリームは、パルス波形フィル
タ（307）によってフィルタされる。このフィルタリン
グ動作はやや抽象的に見えるが、フィルタは実際には、
DSP内のサンプルのシーケンスに適用されている数学的
アルゴリズムであるので、フィルタリング動作は、一連
の信号パルスに適用される物理パルス波形フィルタとほ
ぼ同じ結果を有する。スプラッタを回避するために、信
号帯域幅が短縮される。
次に各サブチャネル記号ストリームは、適切な副搬送
波周波数に周波数変換しなければならない。この周波数
変換は単一ミクサ（308）によって達成され、このミク
サもやはりDSP内で実行される数学的演算を表す。サブ
チャネル記号ストリームは副搬送波信号（309）を変調
し、この信号がミクサ（308）に入力される。もちろん
各副搬送波は異なっており、複合信号の総帯域幅とサブ
チャネル間の干渉の両方を最小限にするために選択され
ている。
波周波数に周波数変換しなければならない。この周波数
変換は単一ミクサ（308）によって達成され、このミク
サもやはりDSP内で実行される数学的演算を表す。サブ
チャネル記号ストリームは副搬送波信号（309）を変調
し、この信号がミクサ（308）に入力される。もちろん
各副搬送波は異なっており、複合信号の総帯域幅とサブ
チャネル間の干渉の両方を最小限にするために選択され
ている。
サブチャネル記号ストリームが、その副搬送波周波数
までシフトした後、これらのサブチャネル出力が合成さ
れて（309）複合信号を形成する。この複合信号が線形
電力増幅器（310）に入力されて、この増幅器は、信号
を増幅してから、アンテナ（311）を介して信号を送信
する。16−QAMは線形変調システムであるので、電力増
幅器（310）は複合信号に対して余り大きな歪みを導入
してはならない。複合信号のピーク対平均（peak−to−
average）電力比は、電力増幅器の設計者にとって重要
なパラメータである。というのは、最高電力値が平均値
から離れている程度によって、増幅器の入力信号の範囲
が決まるからである。複合信号の最高平均比が大きい
と、到底実現不可能な入力ダイナミック・レンジを持つ
電力増幅器が必要になるかもしれない。
までシフトした後、これらのサブチャネル出力が合成さ
れて（309）複合信号を形成する。この複合信号が線形
電力増幅器（310）に入力されて、この増幅器は、信号
を増幅してから、アンテナ（311）を介して信号を送信
する。16−QAMは線形変調システムであるので、電力増
幅器（310）は複合信号に対して余り大きな歪みを導入
してはならない。複合信号のピーク対平均（peak−to−
average）電力比は、電力増幅器の設計者にとって重要
なパラメータである。というのは、最高電力値が平均値
から離れている程度によって、増幅器の入力信号の範囲
が決まるからである。複合信号の最高平均比が大きい
と、到底実現不可能な入力ダイナミック・レンジを持つ
電力増幅器が必要になるかもしれない。
図に示すようなマルチチャネル・タイムドメイン・パ
イロット・ベースTDM線形変調システム内の記号ストリ
ームは、確定部分および非確定部分の両方を有する。同
期記号およびパイロット記号は、一定のシステムに対し
て予め決められたものであるので、完全に確定的であ
る。しかしながら設計者は、データ記号が発生するシー
ケンスを正確に予測しようがないので、データ記号は確
定的ではない。同期記号は各タイム・スロットの初めに
挿入されるので、複合信号が形成されるとき、同期記号
が一緒に加算される。パイロット記号の挿入は、各サブ
チャネル・ストリーム内のパイロット記号が同時に発生
して、サブチャネルが一緒に加算されて合成信号を形成
するとき、結果が増強されるように制御できる。好適実
施例では、２つのサブチャネルが対になって、一致した
パイロット記号を有するので、複合信号が形成されると
きには、実際には一度に２個のパイロット記号だけが一
緒に加算される。図４はサブチャネル記号ストリームの
各部を示したもので、各サブチャネルからの同期記号と
パイロット記号が一致することを表している。全サブチ
ャネルからの同期記号は一致しているのに対して、パイ
ロット・チャネル1,4はパイロット記号も一致している
ことに注意されたい。サブチャネル2,3も同様にパイロ
ットが一致しているが、サブチャネル1,4のパイロット
とは発生する時間が異なる。
イロット・ベースTDM線形変調システム内の記号ストリ
ームは、確定部分および非確定部分の両方を有する。同
期記号およびパイロット記号は、一定のシステムに対し
て予め決められたものであるので、完全に確定的であ
る。しかしながら設計者は、データ記号が発生するシー
ケンスを正確に予測しようがないので、データ記号は確
定的ではない。同期記号は各タイム・スロットの初めに
挿入されるので、複合信号が形成されるとき、同期記号
が一緒に加算される。パイロット記号の挿入は、各サブ
チャネル・ストリーム内のパイロット記号が同時に発生
して、サブチャネルが一緒に加算されて合成信号を形成
するとき、結果が増強されるように制御できる。好適実
施例では、２つのサブチャネルが対になって、一致した
パイロット記号を有するので、複合信号が形成されると
きには、実際には一度に２個のパイロット記号だけが一
緒に加算される。図４はサブチャネル記号ストリームの
各部を示したもので、各サブチャネルからの同期記号と
パイロット記号が一致することを表している。全サブチ
ャネルからの同期記号は一致しているのに対して、パイ
ロット・チャネル1,4はパイロット記号も一致している
ことに注意されたい。サブチャネル2,3も同様にパイロ
ットが一致しているが、サブチャネル1,4のパイロット
とは発生する時間が異なる。
図に示すようなシステムの設計において重要な考慮条
件は、副搬送波信号の位相である。たとえ、各副搬送波
が第１タイム・スロットの初めにゼロ位相を有するよう
に、副搬送波の位相が制御されたとしても、第２タイム
・スロットの初めには、副搬送波の位相はゼロでなくな
る場合がある。この位相のずれのために、後続のタイム
・スロット内で伝送される同期信号およびパイロット信
号が同一でなくなる可能性がある。この位相のずれは、
受信した複合信号に単一整合フィルタ・アプローチを適
用できなくすることによって、同期検出を複雑化するの
みならず、パイロット記号が予測できないほど増強され
て、望ましくないピーク対平均電力状況が生じる可能性
がある。記号ストリームの確定部分の間のピーク対平均
電力を制御することは、ピーク対平均の問題全体を抑制
する最も効果的な方法の１つである。無論、データ記号
が伝送されるとき、非確定部分に関してほとんどなにも
行えないが、個々のデータ記号発生がランダムな性質を
持つことは、ピーク対平均電力に及ぼす影響を抑えるの
に役立つ。本発明は、後続のタイム・スロット内の同期
信号およびパイロット信号が実際に同一になる形で、こ
の副搬送波位相の問題を解決する１つの方法を提供す
る。
件は、副搬送波信号の位相である。たとえ、各副搬送波
が第１タイム・スロットの初めにゼロ位相を有するよう
に、副搬送波の位相が制御されたとしても、第２タイム
・スロットの初めには、副搬送波の位相はゼロでなくな
る場合がある。この位相のずれのために、後続のタイム
・スロット内で伝送される同期信号およびパイロット信
号が同一でなくなる可能性がある。この位相のずれは、
受信した複合信号に単一整合フィルタ・アプローチを適
用できなくすることによって、同期検出を複雑化するの
みならず、パイロット記号が予測できないほど増強され
て、望ましくないピーク対平均電力状況が生じる可能性
がある。記号ストリームの確定部分の間のピーク対平均
電力を制御することは、ピーク対平均の問題全体を抑制
する最も効果的な方法の１つである。無論、データ記号
が伝送されるとき、非確定部分に関してほとんどなにも
行えないが、個々のデータ記号発生がランダムな性質を
持つことは、ピーク対平均電力に及ぼす影響を抑えるの
に役立つ。本発明は、後続のタイム・スロット内の同期
信号およびパイロット信号が実際に同一になる形で、こ
の副搬送波位相の問題を解決する１つの方法を提供す
る。
構成要素であるそれぞれのサブチャネル信号が各スロ
ットにおいて同一の確定成分を有するなら、以下に示す
数式展開が大幅に単純化され、したがって送信される複
合信号も単純化される。このため１個のサブチャネルに
ついて所望の結果が達成されることを証明すれば充分で
ある。
ットにおいて同一の確定成分を有するなら、以下に示す
数式展開が大幅に単純化され、したがって送信される複
合信号も単純化される。このため１個のサブチャネルに
ついて所望の結果が達成されることを証明すれば充分で
ある。
加算直前のTDMタイム・スロットｉのサブチャネル信
号は、以下のように表わせる。ただしこの定義では、タ
イム・スロット間でエネルギーのオーバーラップがゼロ
であると想定している。この想定は実際のシステムでは
必ずしも真とはいえないが、こう想定すると、バリディ
ティへの影響が無視できる程度になり、数式展開が単純
化する。図３に示すシステムにおいて、TDMタイム・ス
ロット・ナンバｉの加算直前のサブチャネル信号m
i（ｔ）はつぎのようになる（サブチャネル周波数の識
別は、目下の問題と関連がないので省いている）： ここで、 Ｓi,k＝スロット記号位置ｋにおける、スロットｉのパ
イロット記号もしくはデータ記号 htx（ｔ）＝TXパルス波形フィルタのインパルス応答 Tsymb＝記号期間 Ｎ＝スロット当りの記号数 Tslot＝TDMスロット期間 ＝NTsymb ω＝サブチャネル変調周波数 φ＝サブチャネル・ミクサの初期位相 δ（ｔ）＝デルタもしくはインパルス関数 および ｘ＊ｙはｙによるｘの時間畳込み（time convolution）
を意味する。
号は、以下のように表わせる。ただしこの定義では、タ
イム・スロット間でエネルギーのオーバーラップがゼロ
であると想定している。この想定は実際のシステムでは
必ずしも真とはいえないが、こう想定すると、バリディ
ティへの影響が無視できる程度になり、数式展開が単純
化する。図３に示すシステムにおいて、TDMタイム・ス
ロット・ナンバｉの加算直前のサブチャネル信号m
i（ｔ）はつぎのようになる（サブチャネル周波数の識
別は、目下の問題と関連がないので省いている）： ここで、 Ｓi,k＝スロット記号位置ｋにおける、スロットｉのパ
イロット記号もしくはデータ記号 htx（ｔ）＝TXパルス波形フィルタのインパルス応答 Tsymb＝記号期間 Ｎ＝スロット当りの記号数 Tslot＝TDMスロット期間 ＝NTsymb ω＝サブチャネル変調周波数 φ＝サブチャネル・ミクサの初期位相 δ（ｔ）＝デルタもしくはインパルス関数 および ｘ＊ｙはｙによるｘの時間畳込み（time convolution）
を意味する。
この式は、以下のように定義することによって単純化
できる： ｆ（ｔ）＝ｅｊ（ωｔ＋φ） 故に： mi（ｔ）＝Pi（ｔ）ｆ（ｔ） このシステムは、同期／パイロット記号のみを送信し
ていると想定する。すなわち、データ記号はゼロに設定
され、同期／パイロット記号は影響を受けない状態で残
される。この場合、被伝送信号mi（ｔ）は完全に確定的
である。予想されるこの条件の形式的定義の一つを以下
に示す： すべてのｉについて、Ｓi,k＝Ｓｉ＋l,k スロットの確定記号（すなわち、同期／パイロット）
のみが伝送されると想定しなければならないことを想起
されたい。この特殊なケースでは、一般に以下のように
簡単に示される： Pi+l（ｔ）＝pi（ｔ−Tslot） ｆ（ｔ＋Tslot）≠ｆ（ｔ） 上記の式では、ミックス前のサブチャネル信号はただ
互いに同一のものを時間変換したものであるが、サブチ
ャネル・ミクサ信号はそうでないことを示している。mi
（ｔ）の確定部分がスロット間で一定であり続ける場合
には、両方の条件が真でなければならない。
できる： ｆ（ｔ）＝ｅｊ（ωｔ＋φ） 故に： mi（ｔ）＝Pi（ｔ）ｆ（ｔ） このシステムは、同期／パイロット記号のみを送信し
ていると想定する。すなわち、データ記号はゼロに設定
され、同期／パイロット記号は影響を受けない状態で残
される。この場合、被伝送信号mi（ｔ）は完全に確定的
である。予想されるこの条件の形式的定義の一つを以下
に示す： すべてのｉについて、Ｓi,k＝Ｓｉ＋l,k スロットの確定記号（すなわち、同期／パイロット）
のみが伝送されると想定しなければならないことを想起
されたい。この特殊なケースでは、一般に以下のように
簡単に示される： Pi+l（ｔ）＝pi（ｔ−Tslot） ｆ（ｔ＋Tslot）≠ｆ（ｔ） 上記の式では、ミックス前のサブチャネル信号はただ
互いに同一のものを時間変換したものであるが、サブチ
ャネル・ミクサ信号はそうでないことを示している。mi
（ｔ）の確定部分がスロット間で一定であり続ける場合
には、両方の条件が真でなければならない。
隣接するスロット間の位相のずれの係数は、前式から
のｆ（ｔ＋Tslot）を拡張することによって算定でき
る。すなわち： この結果は、各サブチャネルのフェーザー（phasor）
が、現スロットの初めから次のスロットの初めまで、係
数θだけ進むことを示す。この結果は、各サブチャネル
の記号コンステレーションを、スロットごとに−θだけ
回転させることによって中和できる。故に、mi（ｔ）の
新しい式はつぎのようになる： ここで、このスロット位相補正アルゴリズムを用いる
と、つぎのように示すことができる：ｉ ＋ｌ（ｔ）＝ｉ（ｔ−Tslot） 故に、各スロットの確定部分は全スロットで同一であ
ることが分かる。図５は、本発明の位相補正アルゴリズ
ムがどのように適用されるかを示したものである。上記
図３に関連してサブチャネル１について説明した同期／
パイロット記号挿入（501）と、やはり前述したパルス
波形フィルタリング（502）との間で、サブチャネル記
号ストリームは、ミキシング動作を介して−θだけ回転
される。
のｆ（ｔ＋Tslot）を拡張することによって算定でき
る。すなわち： この結果は、各サブチャネルのフェーザー（phasor）
が、現スロットの初めから次のスロットの初めまで、係
数θだけ進むことを示す。この結果は、各サブチャネル
の記号コンステレーションを、スロットごとに−θだけ
回転させることによって中和できる。故に、mi（ｔ）の
新しい式はつぎのようになる： ここで、このスロット位相補正アルゴリズムを用いる
と、つぎのように示すことができる：ｉ ＋ｌ（ｔ）＝ｉ（ｔ−Tslot） 故に、各スロットの確定部分は全スロットで同一であ
ることが分かる。図５は、本発明の位相補正アルゴリズ
ムがどのように適用されるかを示したものである。上記
図３に関連してサブチャネル１について説明した同期／
パイロット記号挿入（501）と、やはり前述したパルス
波形フィルタリング（502）との間で、サブチャネル記
号ストリームは、ミキシング動作を介して−θだけ回転
される。
コンピュータ・シミュレーションを用いて、前述の動
作の結果を見るために、４個のサブチャネル記号ストリ
ームを作りだした。送信スロットは、３個のサブチャネ
ル同期信号と、その後にくる11個の「ゼロ」データ記号
によって構成された。このゼロ・データ記号は、図１の
記号コンステレーションのポイント０＋j0に対応する記
号である。ゼロ・データ記号を連続送信すると、シミュ
レーションから単にランダムな成分が除かれる。図６
は、位相補正の助けがない場合の、２個の連続する同期
信号の平方度を示す。これらの信号は異なっているだけ
でなく、第２信号が有するピーク対平均電力値が大幅に
大きいことに注意されたい。図７では、位相補正の助け
を得ており、同期信号は同一になっている。
作の結果を見るために、４個のサブチャネル記号ストリ
ームを作りだした。送信スロットは、３個のサブチャネ
ル同期信号と、その後にくる11個の「ゼロ」データ記号
によって構成された。このゼロ・データ記号は、図１の
記号コンステレーションのポイント０＋j0に対応する記
号である。ゼロ・データ記号を連続送信すると、シミュ
レーションから単にランダムな成分が除かれる。図６
は、位相補正の助けがない場合の、２個の連続する同期
信号の平方度を示す。これらの信号は異なっているだけ
でなく、第２信号が有するピーク対平均電力値が大幅に
大きいことに注意されたい。図７では、位相補正の助け
を得ており、同期信号は同一になっている。
好適実施例について説明してきたが、同期記号とパイ
ロット記号が各タイム・スロットにおいて同一を保つよ
う確保する代替的方法が残っている。副搬送波周波数と
タイム・スロット持続期間を賢明に選択することによ
り、ｎ個タイム・スロットの後に、副搬送波がゼロ位相
を有するように配列できる。１とｎの間の連続する各タ
イム・スロットの初めと、副搬送波との位相関係が予測
できるので、同期記号もしくはパイロット記号のｎ個の
集合を計算して、位相のずれた副搬送波を、予め計算し
たパイロット記号もしくは同期記号と合成して、その結
果、各タイム・スロットについて同期記号およびパイロ
ット記号が同一になるようにできる。しかしながらこの
解決法は、結果として、独立したパイロット記号および
同期記号が急激に増えて、システム内の必要メモリ量を
増大させると共に、記号検出時間も長くなる。
ロット記号が各タイム・スロットにおいて同一を保つよ
う確保する代替的方法が残っている。副搬送波周波数と
タイム・スロット持続期間を賢明に選択することによ
り、ｎ個タイム・スロットの後に、副搬送波がゼロ位相
を有するように配列できる。１とｎの間の連続する各タ
イム・スロットの初めと、副搬送波との位相関係が予測
できるので、同期記号もしくはパイロット記号のｎ個の
集合を計算して、位相のずれた副搬送波を、予め計算し
たパイロット記号もしくは同期記号と合成して、その結
果、各タイム・スロットについて同期記号およびパイロ
ット記号が同一になるようにできる。しかしながらこの
解決法は、結果として、独立したパイロット記号および
同期記号が急激に増えて、システム内の必要メモリ量を
増大させると共に、記号検出時間も長くなる。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭59−40748（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−33755（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−165839（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−67851（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−13820（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−281614（ＪＰ，Ａ) 特表 平５−501190（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 1/00 - 13/06 H04L 27/00 - 27/38
Claims (4)
- 【請求項１】デジタル通信システムにおいて、連続する
タイム・スロット内に配列された、パルス波形フィルタ
を施した同期記号（202），パイロット記号（203）およ
びデータ記号（201）が、サブチャネル・ミクサ（308）
を介してサブチャネル搬送波（309）を変調し、複合信
号に合成して伝送し、また前記システムにおいて、各タ
イム・スロットが、同期記号とパイロット記号とによっ
て構成される確定部分、およびデータ記号によって構成
される非確定部分を含んでいるデジタル通信システムに
おいて、各タイム・スロットの確定部分が、各タイム・
スロットにおいて実質的に同一であることを確保する方
法であって、前記方法は： （ａ）第１タイム・スロットの初めから、第２の、すな
わち後続のタイム・スロットの初めまでの、前記サブチ
ャネル・ミクサ信号の位相のずれを決定する段階；およ
び （ｂ）スロットごとに、段階（ａ）で決定した位相のず
れに等しい大きさの角度だけ逆方向に、各サブチャネル
記号ストリームの位相を回転させる段階（503）； によって構成されることを特徴とする方法。 - 【請求項２】前記位相のずれを決定する前記段階（ａ）
が、タイム・スロットの長さ，副搬送波の周波数および
副搬送波の位相に基づいて位相のずれを計算する段階に
よって構成されることを特徴とする、請求項１記載の方
法。 - 【請求項３】段階（ｂ）が、各サブチャネル記号ストリ
ームの位相を、−ｉθの位相だけ回転させる段階によっ
て構成され、ここでθは段階（ａ）で決定された位相の
ずれであり、ｉはスロット・ナンバを識別することを特
徴とする、請求項１記載の方法。 - 【請求項４】デジタル通信システムにおいて、連続する
タイム・スロット内に配列された、パルス波形フィルタ
を施した同期記号，パイロット記号およびデータ記号
が、サブチャネル・ミクサを介してサブチャネル搬送波
を変調して、複合信号に合成して伝送し、また前記シス
テムにおいて、各タイム・スロットが、同期記号とパイ
ロット記号とによって構成される確定部分、およびデー
タ記号によって構成される非確定部分を含んでいるデジ
タル通信システムにおいて、各タイム・スロットの前記
確定部分が、各タイム・スロットにおいて実質的に同一
であることを確保する装置であって、前記装置は： 第１タイム・スロットの初めから、第２の、すなわち後
続のタイム・スロットの初めまでの、サブチャネル・ミ
クサ信号の位相のずれを決定する手段；および 各サブチャネル記号ストリームの位相を、スロットごと
に、段階（ａ）で決定される位相のずれと等しい大きさ
の角度だけ逆方向に回転させる手段； によって構成されることを特徴とする装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/786,440 US5241544A (en) | 1991-11-01 | 1991-11-01 | Multi-channel tdm communication system slot phase correction |
| US786,440 | 1991-11-01 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06504178A JPH06504178A (ja) | 1994-05-12 |
| JP3163630B2 true JP3163630B2 (ja) | 2001-05-08 |
Family
ID=25138582
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50839493A Expired - Lifetime JP3163630B2 (ja) | 1991-11-01 | 1992-09-23 | マルチチャネルｔｄｍ通信システムスロット位相補正 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5241544A (ja) |
| EP (1) | EP0565659B1 (ja) |
| JP (1) | JP3163630B2 (ja) |
| DE (1) | DE69228801T2 (ja) |
| WO (1) | WO1993009617A1 (ja) |
Families Citing this family (50)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2720721B2 (ja) * | 1992-08-21 | 1998-03-04 | 日本電気株式会社 | 変復調装置 |
| US5521946A (en) * | 1994-01-07 | 1996-05-28 | The 3Do Company | Multi-phase filter/DAC |
| US5666378A (en) * | 1994-03-18 | 1997-09-09 | Glenayre Electronics, Inc. | High performance modem using pilot symbols for equalization and frame synchronization |
| US5627863A (en) | 1994-07-15 | 1997-05-06 | Amati Communications Corporation | Frame synchronization in multicarrier transmission systems |
| US5809083A (en) * | 1994-11-23 | 1998-09-15 | At&T Wireless Services, Inc. | Differentially encoded pilot word system and method for wireless transmissions of digital data |
| US5711009A (en) * | 1996-04-01 | 1998-01-20 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Method and apparatus for minimizing the effects of frequency selective fading on a PCM/FM data signal |
| US6581179B1 (en) * | 1996-06-25 | 2003-06-17 | Ericsson Inc. | Methods for generating side information in the presence of time-selective fading |
| US6370156B2 (en) | 1997-01-31 | 2002-04-09 | Alcatel | Modulation/demodulation of a pilot carrier, means and method to perform the modulation/demodulation |
| JP3884774B2 (ja) * | 1997-04-17 | 2007-02-21 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 移動通信システムにおける基地局装置 |
| EP0934638B1 (en) | 1997-05-12 | 2008-10-08 | Texas Instruments Incorporated | Method and apparatus for superframe bit allocation in a discrete multitone (dmt) system |
| US6009122A (en) * | 1997-05-12 | 1999-12-28 | Amati Communciations Corporation | Method and apparatus for superframe bit allocation |
| DE19724077A1 (de) * | 1997-06-07 | 1998-12-10 | Philips Patentverwaltung | Digitaler Daten-Kodierer und Verfahren zur Datenkodierung |
| US6064692A (en) * | 1997-06-20 | 2000-05-16 | Amati Communications Corporation | Protocol for transceiver initialization |
| GB2335828B (en) * | 1998-03-04 | 2003-08-20 | Internat Mobile Satellite Orga | Satellite Communications System |
| EP0981207A1 (en) * | 1998-06-30 | 2000-02-23 | Lucent Technologies Inc. | Pilot symbols |
| US6654429B1 (en) * | 1998-12-31 | 2003-11-25 | At&T Corp. | Pilot-aided channel estimation for OFDM in wireless systems |
| US6608868B1 (en) * | 1999-01-19 | 2003-08-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Apparatus and method for digital wireless communications |
| US7952511B1 (en) | 1999-04-07 | 2011-05-31 | Geer James L | Method and apparatus for the detection of objects using electromagnetic wave attenuation patterns |
| ES2168956B1 (es) * | 2000-04-10 | 2003-11-01 | Gmv S A 30 | Modulacion digital de fase con pulsos complementarios sobre portadoras independientes. |
| US6424678B1 (en) | 2000-08-01 | 2002-07-23 | Motorola, Inc. | Scalable pattern methodology for multi-carrier communication systems |
| US6721267B2 (en) * | 2000-08-01 | 2004-04-13 | Motorola, Inc. | Time and bandwidth scalable slot format for mobile data system |
| US6909755B2 (en) * | 2001-03-27 | 2005-06-21 | At&T Corp. | Method and system for increasing data throughput in communications channels on an opportunistic basis |
| US8194770B2 (en) | 2002-08-27 | 2012-06-05 | Qualcomm Incorporated | Coded MIMO systems with selective channel inversion applied per eigenmode |
| US7324429B2 (en) | 2002-10-25 | 2008-01-29 | Qualcomm, Incorporated | Multi-mode terminal in a wireless MIMO system |
| US8169944B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-05-01 | Qualcomm Incorporated | Random access for wireless multiple-access communication systems |
| US7002900B2 (en) | 2002-10-25 | 2006-02-21 | Qualcomm Incorporated | Transmit diversity processing for a multi-antenna communication system |
| US8218609B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-07-10 | Qualcomm Incorporated | Closed-loop rate control for a multi-channel communication system |
| US8570988B2 (en) | 2002-10-25 | 2013-10-29 | Qualcomm Incorporated | Channel calibration for a time division duplexed communication system |
| US7986742B2 (en) | 2002-10-25 | 2011-07-26 | Qualcomm Incorporated | Pilots for MIMO communication system |
| US8134976B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-03-13 | Qualcomm Incorporated | Channel calibration for a time division duplexed communication system |
| US20040081131A1 (en) | 2002-10-25 | 2004-04-29 | Walton Jay Rod | OFDM communication system with multiple OFDM symbol sizes |
| US8208364B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-06-26 | Qualcomm Incorporated | MIMO system with multiple spatial multiplexing modes |
| US8320301B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-11-27 | Qualcomm Incorporated | MIMO WLAN system |
| US8170513B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-05-01 | Qualcomm Incorporated | Data detection and demodulation for wireless communication systems |
| US7533435B2 (en) * | 2003-05-14 | 2009-05-19 | Karcher North America, Inc. | Floor treatment apparatus |
| US6985535B2 (en) * | 2003-10-31 | 2006-01-10 | Motorola, Inc. | Channel condition estimation for pilot coefficient selection |
| US9473269B2 (en) | 2003-12-01 | 2016-10-18 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for providing an efficient control channel structure in a wireless communication system |
| US7466749B2 (en) | 2005-05-12 | 2008-12-16 | Qualcomm Incorporated | Rate selection with margin sharing |
| US8358714B2 (en) | 2005-06-16 | 2013-01-22 | Qualcomm Incorporated | Coding and modulation for multiple data streams in a communication system |
| JP4901497B2 (ja) * | 2007-01-19 | 2012-03-21 | 株式会社東芝 | 通信システム、送信機、受信機、通信方法、送信機検出方法、通信手順設定方法 |
| GB0801413D0 (en) * | 2008-01-25 | 2008-03-05 | Nokia Corp | Calibration technique |
| CN103430459A (zh) | 2011-02-07 | 2013-12-04 | 英特尔公司 | 来自多个基础设施节点的传送的共定相 |
| US9853715B2 (en) * | 2014-02-17 | 2017-12-26 | Ubiqomm Llc | Broadband access system via drone/UAV platforms |
| US9859972B2 (en) | 2014-02-17 | 2018-01-02 | Ubiqomm Llc | Broadband access to mobile platforms using drone/UAV background |
| US9853712B2 (en) | 2014-02-17 | 2017-12-26 | Ubiqomm Llc | Broadband access system via drone/UAV platforms |
| US9571180B2 (en) | 2014-10-16 | 2017-02-14 | Ubiqomm Llc | Unmanned aerial vehicle (UAV) beam forming and pointing toward ground coverage area cells for broadband access |
| US9712228B2 (en) | 2014-11-06 | 2017-07-18 | Ubiqomm Llc | Beam forming and pointing in a network of unmanned aerial vehicles (UAVs) for broadband access |
| US9660718B2 (en) | 2015-05-13 | 2017-05-23 | Ubiqomm, LLC | Ground terminal and UAV beam pointing in an unmanned aerial vehicle (UAV) for network access |
| US9590720B2 (en) | 2015-05-13 | 2017-03-07 | Ubiqomm Llc | Ground terminal and gateway beam pointing toward an unmanned aerial vehicle (UAV) for network access |
| US10321461B2 (en) | 2016-05-06 | 2019-06-11 | Bridgewest Finance Llc | Unmanned aerial vehicle (UAV) beam pointing and data rate optimization for high throughput broadband access |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3404229A (en) * | 1965-07-30 | 1968-10-01 | Navy Usa | System for reducing phase distortion in the phase reference signals of a multichannel phase-shift data system |
| US4206320A (en) * | 1978-08-21 | 1980-06-03 | University Of Illinois Foundation | High speed modem suitable for operating with a switched network |
| US4438511A (en) * | 1980-11-10 | 1984-03-20 | Telebit Corporation | Packetized ensemble modem |
| US4464767A (en) * | 1981-09-08 | 1984-08-07 | Paradyne Corporation | System for generation of multiple pointed QAM signal spaces by use of synchronous Qam transmitters |
| US4494239A (en) * | 1982-05-26 | 1985-01-15 | At&T Bell Laboratories | Frame synchronization and phase ambiguity resolution in QAM transmission systems |
| JPS601943A (ja) * | 1983-06-17 | 1985-01-08 | Kokusai Denshin Denwa Co Ltd <Kdd> | 複数の位相偏移変調波を同時に一括して得る変調器 |
| US4730344A (en) * | 1984-08-13 | 1988-03-08 | The University Of Michigan | Quadrature-quadrature phase shift keying with constant envelope |
-
1991
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