JPH0645870A - インピーダンス整合及びバイアス供給回路網 - Google Patents
インピーダンス整合及びバイアス供給回路網Info
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- JPH0645870A JPH0645870A JP5074075A JP7407593A JPH0645870A JP H0645870 A JPH0645870 A JP H0645870A JP 5074075 A JP5074075 A JP 5074075A JP 7407593 A JP7407593 A JP 7407593A JP H0645870 A JPH0645870 A JP H0645870A
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- H01—ELECTRIC ELEMENTS
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- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
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- H—ELECTRICITY
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- H01Q21/00—Antenna arrays or systems
- H01Q21/0006—Particular feeding systems
- H01Q21/0025—Modular arrays
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- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/294—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a low noise amplifier [LNA]
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- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/372—Noise reduction and elimination in amplifier
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- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 電気的に操縦されるフェーズド・アレイ・ア
ンテナの送信／受信モジュール素子のための改善された
整合インピーダンス及びバイアス供給回路網を提供す
る。 【構成】 電気的に操縦されるフェーズド・アレイ・ア
ンテナの受信機セクション１０の低ノイズ増幅器２０と
のインターフェースを行うインピーダンス整合及びバイ
アス供給回路網１６は、インピーダンス変換のための誘
導器及びコンデンサ回路網を含むが、回路網の５０オー
ム入力側との分路にてゲートバイアスパスを誘導器４
８、５０を介し低ノイズ増幅器に提供しこれにより受信
機雑音指数を実質的に減少させる。
ンテナの送信／受信モジュール素子のための改善された
整合インピーダンス及びバイアス供給回路網を提供す
る。 【構成】 電気的に操縦されるフェーズド・アレイ・ア
ンテナの受信機セクション１０の低ノイズ増幅器２０と
のインターフェースを行うインピーダンス整合及びバイ
アス供給回路網１６は、インピーダンス変換のための誘
導器及びコンデンサ回路網を含むが、回路網の５０オー
ム入力側との分路にてゲートバイアスパスを誘導器４
８、５０を介し低ノイズ増幅器に提供しこれにより受信
機雑音指数を実質的に減少させる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電気的に操縦されるフ
ェーズド・アレイ・アンテナの送信／受信（Ｔ／Ｒ）装
置に関し、特に、低ノイズ増幅器とのインターフェース
を行うためのインピーダンス整合及びバイアス供給回路
網に関する。
ェーズド・アレイ・アンテナの送信／受信（Ｔ／Ｒ）装
置に関し、特に、低ノイズ増幅器とのインターフェース
を行うためのインピーダンス整合及びバイアス供給回路
網に関する。
【０００２】
【従来技術】小さな大きさで軽量であることは、航空機
搭載及び宇宙に配置されるフェーズド・アレイ・アンテ
ナ応用のための送信、受信及びディジタル制御回路を含
むＴ／Ｒモジュールの重要な特徴である。１インチ
（２．５４ｃｍ）×２インチ（５．０８ｃｍ）の寸法及
び１６グラムの重さからなるＬ帯域Ｔ／Ｒモジュール
は、今日では、ひ化ガリウム（ＧａＡｓ）モノリシック
・マイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）を使用すれば、実行
可能である。そのようなＴ／Ｒモジュールは、１９９１
年１１月の政府マイクロ回路応用部会の１９１〜１９４
頁の、Ｐｅｔｅｒ ＭａｌｏｎｅｙとＪｈｏｎ Ｓａｓ
ｏｎｏｆｆによる「ＬｉｇｈｔｗｅｉｇｈｔＬ−Ｂａｎ
ｄ Ｔ／Ｒ Ｍｏｄｕｌｅｓ ｆｏｒ ＳＢＲ Ａｐｐ
ｌｉｃａｔｉｏｎｓ」と題される論文に述べられてい
る。Ｔ／Ｒスイッチ、インピーダンス整合及びバイアス
供給回路網及び低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）を含むＴ／Ｒ
モジュールの受信部は、非常に低い雑音指数（高感度）
の最少電力消費及び最小歪のＲＦ入力信号を提供しなけ
ればならない。ひ化ガリウムＭＭＩＣ技術がＴ／Ｒモジ
ュールの送信、受信及びディジタル制御装置に使用され
るとき、Ｔ／Ｒスイッチのような受信部分及びインピー
ダンス整合及びバイアス供給回路網の各回路の設計は、
低ノイズ（低損失）、要求されるインピーダンス変換及
びＯＦＦ状態における高電力処理能力という相反する制
約のために、しばしば、好ましくない妥協に終わってい
る。
搭載及び宇宙に配置されるフェーズド・アレイ・アンテ
ナ応用のための送信、受信及びディジタル制御回路を含
むＴ／Ｒモジュールの重要な特徴である。１インチ
（２．５４ｃｍ）×２インチ（５．０８ｃｍ）の寸法及
び１６グラムの重さからなるＬ帯域Ｔ／Ｒモジュール
は、今日では、ひ化ガリウム（ＧａＡｓ）モノリシック
・マイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）を使用すれば、実行
可能である。そのようなＴ／Ｒモジュールは、１９９１
年１１月の政府マイクロ回路応用部会の１９１〜１９４
頁の、Ｐｅｔｅｒ ＭａｌｏｎｅｙとＪｈｏｎ Ｓａｓ
ｏｎｏｆｆによる「ＬｉｇｈｔｗｅｉｇｈｔＬ−Ｂａｎ
ｄ Ｔ／Ｒ Ｍｏｄｕｌｅｓ ｆｏｒ ＳＢＲ Ａｐｐ
ｌｉｃａｔｉｏｎｓ」と題される論文に述べられてい
る。Ｔ／Ｒスイッチ、インピーダンス整合及びバイアス
供給回路網及び低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）を含むＴ／Ｒ
モジュールの受信部は、非常に低い雑音指数（高感度）
の最少電力消費及び最小歪のＲＦ入力信号を提供しなけ
ればならない。ひ化ガリウムＭＭＩＣ技術がＴ／Ｒモジ
ュールの送信、受信及びディジタル制御装置に使用され
るとき、Ｔ／Ｒスイッチのような受信部分及びインピー
ダンス整合及びバイアス供給回路網の各回路の設計は、
低ノイズ（低損失）、要求されるインピーダンス変換及
びＯＦＦ状態における高電力処理能力という相反する制
約のために、しばしば、好ましくない妥協に終わってい
る。
【０００３】Ｔ／Ｒスイッチは、送信モード動作中、サ
ーキュレータのようなＲＦ入力源に対して整合された終
端負荷を提供し、そして受信モード動作中、非常に低損
失の透過スイッチとして機能するように使用され、最小
雑音指数の低ノイズ増幅器を保持する。従来技術におい
てよく知られたＴ／Ｒスイッチは、π回路網を有してお
り、このπ回路網は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）
スイッチと共にπの各脚において４分の１波長ライン
（或いは、Ｌ／Ｃ等価物）を含む。しかしながら、小さ
な寸法で軽量であることが重要な要件である宇宙に配置
される或いは航空機に搭載される応用に対しては、従来
技術は十分ではない。
ーキュレータのようなＲＦ入力源に対して整合された終
端負荷を提供し、そして受信モード動作中、非常に低損
失の透過スイッチとして機能するように使用され、最小
雑音指数の低ノイズ増幅器を保持する。従来技術におい
てよく知られたＴ／Ｒスイッチは、π回路網を有してお
り、このπ回路網は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）
スイッチと共にπの各脚において４分の１波長ライン
（或いは、Ｌ／Ｃ等価物）を含む。しかしながら、小さ
な寸法で軽量であることが重要な要件である宇宙に配置
される或いは航空機に搭載される応用に対しては、従来
技術は十分ではない。
【０００４】Ｔ／Ｒスイッチと低ノイズ増幅器との間に
結合されたインピーダンス整合及びバイアス供給回路網
は、５０オームＲＦソース入力を、低ノイズ増幅器の入
力インピーダンスの値のようなより高いインピーダンス
に変換するようなインピーダンス変換を行う。そのよう
な回路網のその入力における低ノイズ増幅器に対するも
う１つの機能は、低ノイズ増幅器の性能特性を下げるこ
となく、低ノイズ増幅器の入力回路にバイアス電圧を供
給することである。当該技術においてよく知られた整合
回路網の１つのタイプは、ゲートバイアス電圧に対し分
路を形成する抵抗をもつＬ−Ｃ直列回路網を有する。そ
のインピーダンス変換は、誘導器（インダクタ）が電界
効果トランジスタの入力インピーダンスの無効部分を調
整している間にコンデンサ内に起こる。しかしながら、
この回路網の欠点は、コイルの寸法が相対的に大きいこ
と、及びゲートバイアス抵抗が電界効果トランジスタの
ゲートを分路（シャント）し、その結果、雑音指数を増
すことになる損失をまねくことである。
結合されたインピーダンス整合及びバイアス供給回路網
は、５０オームＲＦソース入力を、低ノイズ増幅器の入
力インピーダンスの値のようなより高いインピーダンス
に変換するようなインピーダンス変換を行う。そのよう
な回路網のその入力における低ノイズ増幅器に対するも
う１つの機能は、低ノイズ増幅器の性能特性を下げるこ
となく、低ノイズ増幅器の入力回路にバイアス電圧を供
給することである。当該技術においてよく知られた整合
回路網の１つのタイプは、ゲートバイアス電圧に対し分
路を形成する抵抗をもつＬ−Ｃ直列回路網を有する。そ
のインピーダンス変換は、誘導器（インダクタ）が電界
効果トランジスタの入力インピーダンスの無効部分を調
整している間にコンデンサ内に起こる。しかしながら、
この回路網の欠点は、コイルの寸法が相対的に大きいこ
と、及びゲートバイアス抵抗が電界効果トランジスタの
ゲートを分路（シャント）し、その結果、雑音指数を増
すことになる損失をまねくことである。
【０００５】
【発明の概要】従って、本発明の目的は、電気的に操縦
されるフェーズド・アレイ・アンテナの送信／受信モジ
ュール素子のための改善された整合インピーダンス及び
バイアス供給回路網を提供することである。
されるフェーズド・アレイ・アンテナの送信／受信モジ
ュール素子のための改善された整合インピーダンス及び
バイアス供給回路網を提供することである。
【０００６】本発明の別の目的は、受信機の雑音指数を
改善するためのＲＦ受信機における低ノイズ増幅器の入
力にて、改善されたインピーダンス整合及びバイアス供
給回路網を提供することである。
改善するためのＲＦ受信機における低ノイズ増幅器の入
力にて、改善されたインピーダンス整合及びバイアス供
給回路網を提供することである。
【０００７】これらの目的は、さらに、ＲＦ入力信号を
整合インピーダンス及びバイアス供給回路網の入力ノー
ドに結合しＤＣ電圧を遮断する手段と、前記入力ノード
に結合されて前記ＲＦ入力信号のソースインピーダンス
を前記回路網の出力ノードにおける所定の出力インピー
ダンスに変換する手段と、前記結合及びＤＣ電圧遮断手
段との分路にて前記入力ノードに設けられて入力バイア
ス電圧を前記回路網の前記出力ノードに供給する入力バ
イアス電圧手段とからなる整合インピーダンス及びバイ
アス供給回路網を提供することにより達成される。前記
インピーダンス変換手段はＬ型ローパス共振回路を有す
る。前記インピーダンス変換手段は、さらに、前記イン
ピーダンス変換手段の前記入力ノードに結合されて前記
インピーダンス変換手段の無効部分を調整する分路コン
デンサと、前記入力ノードに結合された１端及び前記出
力ノードに結合された他端を有し前記インピーダンス変
換手段の実数部を調整する直列誘導器とを含む。前記入
力バイアス電圧手段が、前記ＲＦ信号ソースインピーダ
ンスに関連づけられて前記ＲＦ入力信号の最小損失を生
ずる高ソースインピーダンスを含む。
整合インピーダンス及びバイアス供給回路網の入力ノー
ドに結合しＤＣ電圧を遮断する手段と、前記入力ノード
に結合されて前記ＲＦ入力信号のソースインピーダンス
を前記回路網の出力ノードにおける所定の出力インピー
ダンスに変換する手段と、前記結合及びＤＣ電圧遮断手
段との分路にて前記入力ノードに設けられて入力バイア
ス電圧を前記回路網の前記出力ノードに供給する入力バ
イアス電圧手段とからなる整合インピーダンス及びバイ
アス供給回路網を提供することにより達成される。前記
インピーダンス変換手段はＬ型ローパス共振回路を有す
る。前記インピーダンス変換手段は、さらに、前記イン
ピーダンス変換手段の前記入力ノードに結合されて前記
インピーダンス変換手段の無効部分を調整する分路コン
デンサと、前記入力ノードに結合された１端及び前記出
力ノードに結合された他端を有し前記インピーダンス変
換手段の実数部を調整する直列誘導器とを含む。前記入
力バイアス電圧手段が、前記ＲＦ信号ソースインピーダ
ンスに関連づけられて前記ＲＦ入力信号の最小損失を生
ずる高ソースインピーダンスを含む。
【０００８】前記各目的は、さらに、ＲＦ入力信号を増
幅する低ノイズ増幅器と、前記ＲＦ入力信号に結合され
て前記ＲＦ入力信号のソースインピーダンスを変換し前
記低ノイズ増幅器の入力インピーダンスに整合させる手
段と、前記インピーダンス変換手段の前記ソースインピ
ーダンス側に結合されて前記入力バイアス電圧を前記低
ノイズ増幅器の入力に供給する入力バイアス電圧手段と
の組合せにより達成される。前記インピーダンス変換手
段が、前記入力バイアス電圧手段に結合されて前記入力
バイアス電圧を前記低ノイズ増幅器の前記入力に供給す
る誘導器を含む。前記インピーダンス変換手段が、さら
に、前記変換手段の前記ソースインピーダンス側にて接
地端と前記誘導器手段との間に結合されてＬ型ローパス
共振回路を形成するコンデンサ手段を含む。前記入力バ
イアス電圧手段が、前記ＲＦ入力信号ソースインピーダ
ンスに関連づけられて前記ＲＦ入力信号の最小損失を生
ずる高ソースインピーダンスを含む。
幅する低ノイズ増幅器と、前記ＲＦ入力信号に結合され
て前記ＲＦ入力信号のソースインピーダンスを変換し前
記低ノイズ増幅器の入力インピーダンスに整合させる手
段と、前記インピーダンス変換手段の前記ソースインピ
ーダンス側に結合されて前記入力バイアス電圧を前記低
ノイズ増幅器の入力に供給する入力バイアス電圧手段と
の組合せにより達成される。前記インピーダンス変換手
段が、前記入力バイアス電圧手段に結合されて前記入力
バイアス電圧を前記低ノイズ増幅器の前記入力に供給す
る誘導器を含む。前記インピーダンス変換手段が、さら
に、前記変換手段の前記ソースインピーダンス側にて接
地端と前記誘導器手段との間に結合されてＬ型ローパス
共振回路を形成するコンデンサ手段を含む。前記入力バ
イアス電圧手段が、前記ＲＦ入力信号ソースインピーダ
ンスに関連づけられて前記ＲＦ入力信号の最小損失を生
ずる高ソースインピーダンスを含む。
【０００９】前記各目的は、さらに、ＤＣ電圧をコンデ
ンサ手段によって前記入力ノードに対し及び同入力ノー
ドから遮断するとともに、ＲＦ入力信号をインピーダン
ス整合及びバイアス供給回路網の入力ノードに結合し、
前記ＲＦ入力信号のソースインピーダンスを前記回路網
の出力ノードにおける所定の出力インピーダンスに変換
し、前記コンデンサ手段との分路にて入力バイアス電圧
を前記入力ノードに提供して前記入力バイアス電圧を前
記回路網の前記出力ノードに供給する各ステップからな
るインピーダンス整合及びバイアス供給回路網を提供す
る方法により達成される。ソースインピーダンスを所定
の出力インピーダンスに変換する前記ステップがＬ型ロ
ーパス共振回路の使用を含む。ソースインピーダンスを
所定の出力インピーダンスに変換する前記ステップが、
前記分路コンデンンサ手段を前記インピーダンス変換手
段の前記入力ノードに結合して前記インピーダンス変換
手段の無効部分を調整し、かつ前記入力ノードに結合さ
れた一端及び前記出力ノードに結合された他端を有する
直列誘導器を提供して前記インピーダンス変換手段の実
数部分を調整する各ステップを含む。前記入力バイアス
電圧を提供する前記ステップが、前記ＲＦ信号ソースイ
ンピーダンスに関連づけられて前記ＲＦ入力信号の最小
損失を生ずる高バイアス電圧ソースを提供するステップ
を含む。
ンサ手段によって前記入力ノードに対し及び同入力ノー
ドから遮断するとともに、ＲＦ入力信号をインピーダン
ス整合及びバイアス供給回路網の入力ノードに結合し、
前記ＲＦ入力信号のソースインピーダンスを前記回路網
の出力ノードにおける所定の出力インピーダンスに変換
し、前記コンデンサ手段との分路にて入力バイアス電圧
を前記入力ノードに提供して前記入力バイアス電圧を前
記回路網の前記出力ノードに供給する各ステップからな
るインピーダンス整合及びバイアス供給回路網を提供す
る方法により達成される。ソースインピーダンスを所定
の出力インピーダンスに変換する前記ステップがＬ型ロ
ーパス共振回路の使用を含む。ソースインピーダンスを
所定の出力インピーダンスに変換する前記ステップが、
前記分路コンデンンサ手段を前記インピーダンス変換手
段の前記入力ノードに結合して前記インピーダンス変換
手段の無効部分を調整し、かつ前記入力ノードに結合さ
れた一端及び前記出力ノードに結合された他端を有する
直列誘導器を提供して前記インピーダンス変換手段の実
数部分を調整する各ステップを含む。前記入力バイアス
電圧を提供する前記ステップが、前記ＲＦ信号ソースイ
ンピーダンスに関連づけられて前記ＲＦ入力信号の最小
損失を生ずる高バイアス電圧ソースを提供するステップ
を含む。
【００１０】
【実施例】本発明の他の或いはさらなる特徴や利点は各
添付図面を参照する以下の説明から明かになるであろ
う。図１を参照すると、本発明を構成する電気的に操縦
されるフェーズド・アレイ・アンテナのための送信／受
信（Ｔ／Ｒ）モジュールのＬバンド受信機１０のブロッ
ク図が示されている。受信機１０はＴ／Ｒスイッチ１２
を有しており、このＴ／Ｒスイッチ１２は、サーキュレ
ータ１１からＲＦIN信号を受けて、インピーダンス整合
及びバイアス供給回路網１６にＲＦ信号を与える。送信
モードにおいて、Ｔ／Ｒスイッチ１２はサーキュレータ
１１の整合終端のようなＲＦINソースインピーダンスの
ための整合終端を提供する。インピーダンス整合及びバ
イアス供給回路網１６は、５０オームＲＦソースインピ
ーダンスを、ＲＦ信号が結合される低ノイズ増幅器（Ｌ
ＮＡ）２０の入力インピーダンスであるほぼ３００オー
ムに変換し、そして、それはまた、前記低ノイズ増幅器
のためのバイアス供給を提供する。低ノイズ増幅器ディ
ジタル制御装置１８は、前記フェーズド・アレイ・アン
テナ内から制御信号を受けて、Ｔ／Ｒスイッチ１２のモ
ードを制御するためのバイアス電圧信号（ＶT/Rバイア
ス）及び低ノイズ増幅器２０のためのＬＮＡバイアス電
圧信号を発生する。この低ノイズ増幅器２０はＲＦOUT
を発生する。
添付図面を参照する以下の説明から明かになるであろ
う。図１を参照すると、本発明を構成する電気的に操縦
されるフェーズド・アレイ・アンテナのための送信／受
信（Ｔ／Ｒ）モジュールのＬバンド受信機１０のブロッ
ク図が示されている。受信機１０はＴ／Ｒスイッチ１２
を有しており、このＴ／Ｒスイッチ１２は、サーキュレ
ータ１１からＲＦIN信号を受けて、インピーダンス整合
及びバイアス供給回路網１６にＲＦ信号を与える。送信
モードにおいて、Ｔ／Ｒスイッチ１２はサーキュレータ
１１の整合終端のようなＲＦINソースインピーダンスの
ための整合終端を提供する。インピーダンス整合及びバ
イアス供給回路網１６は、５０オームＲＦソースインピ
ーダンスを、ＲＦ信号が結合される低ノイズ増幅器（Ｌ
ＮＡ）２０の入力インピーダンスであるほぼ３００オー
ムに変換し、そして、それはまた、前記低ノイズ増幅器
のためのバイアス供給を提供する。低ノイズ増幅器ディ
ジタル制御装置１８は、前記フェーズド・アレイ・アン
テナ内から制御信号を受けて、Ｔ／Ｒスイッチ１２のモ
ードを制御するためのバイアス電圧信号（ＶT/Rバイア
ス）及び低ノイズ増幅器２０のためのＬＮＡバイアス電
圧信号を発生する。この低ノイズ増幅器２０はＲＦOUT
を発生する。
【００１１】図１においては、また、サーキュレータ１
１に結合されたＴ／Ｒモジュールの送信セクション８が
示されている。Ｔ／Ｒスイッチ１２は、アンテナに結合
されるサーキュレータ１１のための適当な終端を提供し
なければならない。サーキュレータ１１は、その各ポー
トのすべてにて良好な整合（１５ｄＢよりも大きな反射
減衰量）を適切に要求して必要となる隔離を達成する。
受信機１０のＴ／Ｒスイッチ１２の回路は、前記受信機
セクションが能動的でないとき、送信モードにおけるこ
の終端機能をサーキュレータ１１に提供する。ＲＦINを
受信する受信機１０の入力ポートは、送信モード動作中
では５０オームのように見える。Ｔ／Ｒスイッチ１２
は、また、有害となるレベルの電力が受信機１０に入る
のを阻止するように、受信機フロントエンドに対し十分
な隔離を提供する。これらの２つの事項は、入力回路の
トポロジー及び各構成要素を選択するとき、相互に相反
する。インピーダンス変換は、信号電流を犠牲にして信
号電圧における増加を常に伴い、これによって、各構成
要素に対するストレスレベルを増加させる。高電力レベ
ルを安全に消散させ得る構成要素は、マイクロ波周波数
にて、通常大きくかつ効率が良くない（損失が大き
い）。受信機雑音指数はＴ／Ｒスイッチ１２における何
等かの損失により直接下げられ、従って、 これをでき
るだけ少なくすることが望ましい。
１に結合されたＴ／Ｒモジュールの送信セクション８が
示されている。Ｔ／Ｒスイッチ１２は、アンテナに結合
されるサーキュレータ１１のための適当な終端を提供し
なければならない。サーキュレータ１１は、その各ポー
トのすべてにて良好な整合（１５ｄＢよりも大きな反射
減衰量）を適切に要求して必要となる隔離を達成する。
受信機１０のＴ／Ｒスイッチ１２の回路は、前記受信機
セクションが能動的でないとき、送信モードにおけるこ
の終端機能をサーキュレータ１１に提供する。ＲＦINを
受信する受信機１０の入力ポートは、送信モード動作中
では５０オームのように見える。Ｔ／Ｒスイッチ１２
は、また、有害となるレベルの電力が受信機１０に入る
のを阻止するように、受信機フロントエンドに対し十分
な隔離を提供する。これらの２つの事項は、入力回路の
トポロジー及び各構成要素を選択するとき、相互に相反
する。インピーダンス変換は、信号電流を犠牲にして信
号電圧における増加を常に伴い、これによって、各構成
要素に対するストレスレベルを増加させる。高電力レベ
ルを安全に消散させ得る構成要素は、マイクロ波周波数
にて、通常大きくかつ効率が良くない（損失が大き
い）。受信機雑音指数はＴ／Ｒスイッチ１２における何
等かの損失により直接下げられ、従って、 これをでき
るだけ少なくすることが望ましい。
【００１２】ここで、図２を参照すれば、Ｔ／Ｒスイッ
チ１２は、受信モード中、５０オームの終端をＲＦソー
ス（サーキュレータ１１）に維持して、送信モード中、
低ノイズ増幅器２０を保護するためのローパスπ回路網
を有する。Ｔ／Ｒスイッチ１２は、２つの電界効果トラ
ンジスタ（ＦＥＴ）４０及び４２の間の約４５度の位相
遅延を発生する。π回路網は、低ノイズ電界効果トラン
ジスタ４０をもつ入力ブランチを有しており、この低ノ
イズ電界効果トランジスタ４０は、バイパスコンデンサ
３２と並列な抵抗３０の１端と接地端との間にノード３
１にて結合されている。ＲＦIN信号は、π回路網の入力
ノード３３及び抵抗３０とコンデンサ３２の並列回路網
の他端に供給される。π回路網の出力ブランチは、π回
路網の出力ノード３５と接地端との間に結合されたもう
１つの低ノイズ電界効果トランジスタ４２を有し、そし
て、誘導器（インダクタ）３４は、π回路網の入力ノー
ド３３と出力ノード３５との間に結合されている。抵抗
３６は電界効果トランジスタ４０のゲート入力に接続さ
れ、そして、同様に、抵抗３８が、電界効果トランジス
タ４２のゲート入力に接続され、抵抗３６及び抵抗３８
の各他端は、ＬＮＡディジタル制御装置１８から制御バ
イアス信号（ＶT/Rバイアス）を受けるノード４３にて
共に接続されている。
チ１２は、受信モード中、５０オームの終端をＲＦソー
ス（サーキュレータ１１）に維持して、送信モード中、
低ノイズ増幅器２０を保護するためのローパスπ回路網
を有する。Ｔ／Ｒスイッチ１２は、２つの電界効果トラ
ンジスタ（ＦＥＴ）４０及び４２の間の約４５度の位相
遅延を発生する。π回路網は、低ノイズ電界効果トラン
ジスタ４０をもつ入力ブランチを有しており、この低ノ
イズ電界効果トランジスタ４０は、バイパスコンデンサ
３２と並列な抵抗３０の１端と接地端との間にノード３
１にて結合されている。ＲＦIN信号は、π回路網の入力
ノード３３及び抵抗３０とコンデンサ３２の並列回路網
の他端に供給される。π回路網の出力ブランチは、π回
路網の出力ノード３５と接地端との間に結合されたもう
１つの低ノイズ電界効果トランジスタ４２を有し、そし
て、誘導器（インダクタ）３４は、π回路網の入力ノー
ド３３と出力ノード３５との間に結合されている。抵抗
３６は電界効果トランジスタ４０のゲート入力に接続さ
れ、そして、同様に、抵抗３８が、電界効果トランジス
タ４２のゲート入力に接続され、抵抗３６及び抵抗３８
の各他端は、ＬＮＡディジタル制御装置１８から制御バ
イアス信号（ＶT/Rバイアス）を受けるノード４３にて
共に接続されている。
【００１３】Ｔ／Ｒスイッチ１２のπ回路網は、１３０
０ＭＨｚ±１０％を中心とする狭帯域に亘る８分の１波
長の伝送線に匹敵する。しかし、それは、４分の１波長
の伝送線の分離特性及び帯域幅特性を示す。それは、公
知の４分の１波長伝送線に対し典型的に要求されるハイ
ブリッドマイクロ波集積回路（ＭＩＣ）パッケージの基
板上の領域の約半分のみを使用して、反射送信信号から
電界効果トランジスタ４０及び４２の各スイッチを効果
的に隔離する。各電界効果トランジスタ４０及び４２の
寄生容量、主にドレーンのソースに対する容量（Ｃds）
は、π回路網内に吸収される。各電界効果トランジスタ
４０および４２のドレーンのソースに対する抵抗（Ｒd
s）は、オンにバイアスされたとき、ほぼ２オームであ
る。各電界効果トランジスタ４０及び４２はピンチオフ
されたとき、各電界効果トランジスタの容量のみが回路
動作に影響を与える。各電界効果トランジスタ４０及び
４２がオン（Ｖds＝０．０Ｖ）のとき、Ｒdsは他の回路
素子の大部分を無力化させる。誘導器３４のインダクタ
ンスは、４５度の位相シフトがＴ／Ｒスイッチ１２のπ
回路網を通過するＲＦIN信号から生ずるという本実施例
における仕様により決定される。３０度から６０度の範
囲における他の各位相遅延値は、他のπ回路網素子の各
値に依存することによって可能となる。位相遅延値が減
少するにつれて、送信モードにおけるＴ／Ｒスイッチの
性能は分離度が減少することにより低下する。４５度の
位相遅延は、適切な隔離を提供するが、一方、受信モー
ドではＴ／Ｒスイッチ１２によりＲＦ信号損失を減少さ
せるのみならず、ハイブリッドマイクロ波集積回路の基
板上の構成要素空間を最小にする。πの各素子値は、次
の各式により決定されるもので、各式は、当業者に一般
的に知られそして１９４３年、ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ
Ｂｏｏｋ Ｃｏｍｐａｎｙ，Ｉｎｃ．発行のＦ．Ｅ．
Ｔｅｒｍａｎによる「Ｒａｄｉｏ Ｅｎｇｉｎｅｅｒ
ｓ Ｈａｎｄｂｏｏｋ」の２１２頁にて述べられてい
る。ここにおいて、ＺA及びＺBはπ回路網の分路素子で
あり、そしてＺCは直列素子である：
０ＭＨｚ±１０％を中心とする狭帯域に亘る８分の１波
長の伝送線に匹敵する。しかし、それは、４分の１波長
の伝送線の分離特性及び帯域幅特性を示す。それは、公
知の４分の１波長伝送線に対し典型的に要求されるハイ
ブリッドマイクロ波集積回路（ＭＩＣ）パッケージの基
板上の領域の約半分のみを使用して、反射送信信号から
電界効果トランジスタ４０及び４２の各スイッチを効果
的に隔離する。各電界効果トランジスタ４０及び４２の
寄生容量、主にドレーンのソースに対する容量（Ｃds）
は、π回路網内に吸収される。各電界効果トランジスタ
４０および４２のドレーンのソースに対する抵抗（Ｒd
s）は、オンにバイアスされたとき、ほぼ２オームであ
る。各電界効果トランジスタ４０及び４２はピンチオフ
されたとき、各電界効果トランジスタの容量のみが回路
動作に影響を与える。各電界効果トランジスタ４０及び
４２がオン（Ｖds＝０．０Ｖ）のとき、Ｒdsは他の回路
素子の大部分を無力化させる。誘導器３４のインダクタ
ンスは、４５度の位相シフトがＴ／Ｒスイッチ１２のπ
回路網を通過するＲＦIN信号から生ずるという本実施例
における仕様により決定される。３０度から６０度の範
囲における他の各位相遅延値は、他のπ回路網素子の各
値に依存することによって可能となる。位相遅延値が減
少するにつれて、送信モードにおけるＴ／Ｒスイッチの
性能は分離度が減少することにより低下する。４５度の
位相遅延は、適切な隔離を提供するが、一方、受信モー
ドではＴ／Ｒスイッチ１２によりＲＦ信号損失を減少さ
せるのみならず、ハイブリッドマイクロ波集積回路の基
板上の構成要素空間を最小にする。πの各素子値は、次
の各式により決定されるもので、各式は、当業者に一般
的に知られそして１９４３年、ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ
Ｂｏｏｋ Ｃｏｍｐａｎｙ，Ｉｎｃ．発行のＦ．Ｅ．
Ｔｅｒｍａｎによる「Ｒａｄｉｏ Ｅｎｇｉｎｅｅｒ
ｓ Ｈａｎｄｂｏｏｋ」の２１２頁にて述べられてい
る。ここにおいて、ＺA及びＺBはπ回路網の分路素子で
あり、そしてＺCは直列素子である：
【数１】
【数２】
【数３】 ここにおいて、 Ｒ１（ソースインピーダンス）＝Ｒ２（負荷インピーダ
ンス）＝５０オーム β＝π回路網の挿入位相 当業者には、各電界効果トランジスタ４０及び４２が、
電力要求に基づきあるサイズであるように選択され、同
時にその回路網が実行不能な程大きくすることはできな
いことが理解される。即ち、４５度の位相遅延シフト及
び５０オームのインピーダンスを提供することが可能で
なければならない。また、π回路網の各部分におけるＺ
A、ＺB及びＺCに基づき各素子値を計算するときは、誘
導器３４の寄生容量及びレイアウト寄生容量が考慮され
ねばならない。８０．０オームにて最適に活用される抵
抗３０と並列のコンデンサ３２は、入力無効（リアクテ
ィブ）インピーダンスを５０オーム抵抗負荷に戻して、
Ｔ／Ｒモジュールが送信モードにあるとき到来する送信
信号の反射を妨げる機能を果たす。２．２ｐＦのこのコ
ンデンサ３２がなければ、送信モードにおける電界効果
トランジスタ４２によるＲＦINの負荷は過度となり、隔
離は大きく減衰される。電界効果トランジスタ４２がオ
ンのとき、準短絡（短絡に近い）がノード３３にてみら
れる。しかしながら、コンデンサ３２は、送信モードに
て無反射となるように誘導器３４の誘導リアクタンスを
無効にするために設けられる。
ンス）＝５０オーム β＝π回路網の挿入位相 当業者には、各電界効果トランジスタ４０及び４２が、
電力要求に基づきあるサイズであるように選択され、同
時にその回路網が実行不能な程大きくすることはできな
いことが理解される。即ち、４５度の位相遅延シフト及
び５０オームのインピーダンスを提供することが可能で
なければならない。また、π回路網の各部分におけるＺ
A、ＺB及びＺCに基づき各素子値を計算するときは、誘
導器３４の寄生容量及びレイアウト寄生容量が考慮され
ねばならない。８０．０オームにて最適に活用される抵
抗３０と並列のコンデンサ３２は、入力無効（リアクテ
ィブ）インピーダンスを５０オーム抵抗負荷に戻して、
Ｔ／Ｒモジュールが送信モードにあるとき到来する送信
信号の反射を妨げる機能を果たす。２．２ｐＦのこのコ
ンデンサ３２がなければ、送信モードにおける電界効果
トランジスタ４２によるＲＦINの負荷は過度となり、隔
離は大きく減衰される。電界効果トランジスタ４２がオ
ンのとき、準短絡（短絡に近い）がノード３３にてみら
れる。しかしながら、コンデンサ３２は、送信モードに
て無反射となるように誘導器３４の誘導リアクタンスを
無効にするために設けられる。
【００１４】図２をさらに参照すれば、ＶT/Rバイアス
電圧信号がＬＮＡディジタル制御装置１８により提供さ
れるとき、各電界効果トランジスタ４０及び４２はオン
に切り換えられ、これによって、Ｔ／Ｒスイッチを送信
モードにする。送信モードにおいては、Ｔ／Ｒスイッチ
１２は、ＲＦINソースインピーダンスのための整合終端
を提供し、これによって、送信信号から低ノイズ増幅器
２０を保護する。各電界効果トランジスタ４０及び４２
がオンのとき、抵抗３０、コンデンサ３２及び誘導器３
４の並列回路網は５０オームインピーダンスを生ずる。
送信信号の小さな部分は抵抗３０から反射して誘導器３
４を通るかも知れないが、電界効果トランジスタ４２は
そのような反射を接地端にシャントさせる。図４は、送
信モードにおけるＴ／Ｒスイッチ１２に伴う動作周波数
に対する測定反射送信信号損失のグラフを示す。示され
ているように、Ｔ／Ｒスイッチ１２は、１３２０ＭＨｚ
を中心に最小値をもち、１２００ＭＨｚから１４００Ｍ
Ｈｚの負荷に亘り、少なくとも、−１５ｄＢの反射送信
信号損失を維持する。
電圧信号がＬＮＡディジタル制御装置１８により提供さ
れるとき、各電界効果トランジスタ４０及び４２はオン
に切り換えられ、これによって、Ｔ／Ｒスイッチを送信
モードにする。送信モードにおいては、Ｔ／Ｒスイッチ
１２は、ＲＦINソースインピーダンスのための整合終端
を提供し、これによって、送信信号から低ノイズ増幅器
２０を保護する。各電界効果トランジスタ４０及び４２
がオンのとき、抵抗３０、コンデンサ３２及び誘導器３
４の並列回路網は５０オームインピーダンスを生ずる。
送信信号の小さな部分は抵抗３０から反射して誘導器３
４を通るかも知れないが、電界効果トランジスタ４２は
そのような反射を接地端にシャントさせる。図４は、送
信モードにおけるＴ／Ｒスイッチ１２に伴う動作周波数
に対する測定反射送信信号損失のグラフを示す。示され
ているように、Ｔ／Ｒスイッチ１２は、１３２０ＭＨｚ
を中心に最小値をもち、１２００ＭＨｚから１４００Ｍ
Ｈｚの負荷に亘り、少なくとも、−１５ｄＢの反射送信
信号損失を維持する。
【００１５】ＶT/Rバイアス電圧信号が活性状態でない
とき、各電界効果トランジスタ４０及び４２はオフであ
り、Ｔ／Ｒスイッチ１２は受信モードにある。この受信
モードにおいて、Ｔ／Ｒスイッチ１２の機能は、ＲＦIN
信号を、最小信号損失でもって入力整合回路網１６に通
過させることである。受信モードでは、コンデンサ３２
と直列である電界効果トランジスタ４０の非常に大きな
ピンチオフ容量リアクタンスのために、コンデンサ３２
は無視できる程の効果しかもたない。受信モードでは、
Ｔ／Ｒスイッチ１２は、４５度の位相遅延でもって、適
用可能な周波数帯域内にて５０オーム伝送線として機能
し、そして、位相遅延による以外は受信入力信号（ＲＦ
IN）を変更しない。従って、正味の効果は、Ｔ／Ｒスイ
ッチ１２に対する入力信号を、インピーダンス整合及び
バイアス供給回路網１６の入力に移すことである。電力
処理のための各電界効果トランジスタ４０及び４２の寸
法の選択により決定される各ピンチオフ容量は、また、
受信モードにおける位相遅延の量に寄与する。
とき、各電界効果トランジスタ４０及び４２はオフであ
り、Ｔ／Ｒスイッチ１２は受信モードにある。この受信
モードにおいて、Ｔ／Ｒスイッチ１２の機能は、ＲＦIN
信号を、最小信号損失でもって入力整合回路網１６に通
過させることである。受信モードでは、コンデンサ３２
と直列である電界効果トランジスタ４０の非常に大きな
ピンチオフ容量リアクタンスのために、コンデンサ３２
は無視できる程の効果しかもたない。受信モードでは、
Ｔ／Ｒスイッチ１２は、４５度の位相遅延でもって、適
用可能な周波数帯域内にて５０オーム伝送線として機能
し、そして、位相遅延による以外は受信入力信号（ＲＦ
IN）を変更しない。従って、正味の効果は、Ｔ／Ｒスイ
ッチ１２に対する入力信号を、インピーダンス整合及び
バイアス供給回路網１６の入力に移すことである。電力
処理のための各電界効果トランジスタ４０及び４２の寸
法の選択により決定される各ピンチオフ容量は、また、
受信モードにおける位相遅延の量に寄与する。
【００１６】各電界効果トランジスタ４０及び４２は、
８×２００ミクロンの幅のフィンガとして用意された１
６００ミクロンの全ゲート周囲を含むＧａＡｓ処理によ
り作ることができ、各フィンガ幅は０．９ミクロンのゲ
ート長を有する。単一のゲート凹所（リーセス）が使用
される。０．４ミクロンの厚さのドーピング・プロファ
イルは、ドーパントの立方センチメータ原子あたり、１
×１０の１７乗の名目上の濃度をもつ。ソースのドレー
ンに対する間隔は、ソースインダクタンスを最小にする
ために、ゲート及びドレーンに亘りエアーブリッジされ
たソース接続でもって、５ミクロンとなっている。その
ような電界効果トランジスタは、マサチューセッツ州、
アンドバーのレイセオンカンパニー、アドバンスドデバ
イスセンターにより製造される。抵抗３０は、マサチュ
ーセッツ州、ノースアトルボローのバリーインダストリ
ー（Ｂａｒｒｙ Ｉｎｄｕｓｔｒｉｅｓ）のＴＲＸディ
ビジョンにより製造されるＮｏ．ＴＶ０４０２ＧＡ型８
０オーム抵抗により実施され得る。コンデンサ３２は、
ニューヨーク州、ハンチィントン・ステイションのアメ
リカンテクニカルセラミックス社（Ａｍｅｒｉｃａｎ
ＴｅｃｈｎｉｃａｌＣｅｒａｍｉｃｓ，Ｉｎｃ．）によ
り製造されるＮｏ．ＡＴＣ１１１型の２．２ｐＦコンデ
ンサにより実施され得る。誘導器３４は、マサチューセ
ッツ州、アンドバーのレイセオンカンパニー、アドバン
スドデバイスセンターにより製造される基板上に印刷さ
れる３．６ｎＨ（Ｑ＝４０）の螺旋コイルにより実施さ
れ得る。各抵抗３６、３８は、マサチューセッツ、アン
ドバーのレイセオンカンパニー、アドバンスドデバイス
センターにより製造される基板上に印刷される厚膜抵抗
により実施され得る。
８×２００ミクロンの幅のフィンガとして用意された１
６００ミクロンの全ゲート周囲を含むＧａＡｓ処理によ
り作ることができ、各フィンガ幅は０．９ミクロンのゲ
ート長を有する。単一のゲート凹所（リーセス）が使用
される。０．４ミクロンの厚さのドーピング・プロファ
イルは、ドーパントの立方センチメータ原子あたり、１
×１０の１７乗の名目上の濃度をもつ。ソースのドレー
ンに対する間隔は、ソースインダクタンスを最小にする
ために、ゲート及びドレーンに亘りエアーブリッジされ
たソース接続でもって、５ミクロンとなっている。その
ような電界効果トランジスタは、マサチューセッツ州、
アンドバーのレイセオンカンパニー、アドバンスドデバ
イスセンターにより製造される。抵抗３０は、マサチュ
ーセッツ州、ノースアトルボローのバリーインダストリ
ー（Ｂａｒｒｙ Ｉｎｄｕｓｔｒｉｅｓ）のＴＲＸディ
ビジョンにより製造されるＮｏ．ＴＶ０４０２ＧＡ型８
０オーム抵抗により実施され得る。コンデンサ３２は、
ニューヨーク州、ハンチィントン・ステイションのアメ
リカンテクニカルセラミックス社（Ａｍｅｒｉｃａｎ
ＴｅｃｈｎｉｃａｌＣｅｒａｍｉｃｓ，Ｉｎｃ．）によ
り製造されるＮｏ．ＡＴＣ１１１型の２．２ｐＦコンデ
ンサにより実施され得る。誘導器３４は、マサチューセ
ッツ州、アンドバーのレイセオンカンパニー、アドバン
スドデバイスセンターにより製造される基板上に印刷さ
れる３．６ｎＨ（Ｑ＝４０）の螺旋コイルにより実施さ
れ得る。各抵抗３６、３８は、マサチューセッツ、アン
ドバーのレイセオンカンパニー、アドバンスドデバイス
センターにより製造される基板上に印刷される厚膜抵抗
により実施され得る。
【００１７】低ノイズ増幅器の設計において非常に重要
なことは、入力信号インピーダンスを低ノイズ増幅器の
特別な入力装置のために決定されたＺOPTの値に変換す
ることである。ここにおいて、ＺOPTは、所望の信号に
対する付加的なノイズ寄与を最小にする入力装置に与え
られるソースインピーダンスとして定義される。一般的
には、その装置による付加的なノイズは、見かけ上のソ
ースインピーダンス及び装置バイアス状態の双方を変え
ることにより、絶対的に最小にされ得る。この変換は、
調整されたＬ−Ｃ回路網により達成される。その回路に
よる損失は、変換回路網における負荷Ｑ（ＱL）の非負
荷Ｑ（Ｑu）に対する比に依存する。各誘導器は、前記
回路網に殆ど不変の最低のＱuを与え、従って、それら
は、許容できる挿入損失（ＩＬ）にて得られる変換範囲
を制限する傾向がある。これらの考察は次のように要約
される。
なことは、入力信号インピーダンスを低ノイズ増幅器の
特別な入力装置のために決定されたＺOPTの値に変換す
ることである。ここにおいて、ＺOPTは、所望の信号に
対する付加的なノイズ寄与を最小にする入力装置に与え
られるソースインピーダンスとして定義される。一般的
には、その装置による付加的なノイズは、見かけ上のソ
ースインピーダンス及び装置バイアス状態の双方を変え
ることにより、絶対的に最小にされ得る。この変換は、
調整されたＬ−Ｃ回路網により達成される。その回路に
よる損失は、変換回路網における負荷Ｑ（ＱL）の非負
荷Ｑ（Ｑu）に対する比に依存する。各誘導器は、前記
回路網に殆ど不変の最低のＱuを与え、従って、それら
は、許容できる挿入損失（ＩＬ）にて得られる変換範囲
を制限する傾向がある。これらの考察は次のように要約
される。
【００１８】
【数４】 ＩＬ（ｄＢ）＝２０ｌｏｇ10［１／（１−ＱL／Ｑu）］ ここにおいて、 Ｑu＝非負荷Ｑ（成分Ｑ） ＱL＝負荷Ｑ＝（ＺL／ＺS）1/2 ＋ １（回路の変換
Ｑ） ＱL＝ｆｏ／（ＢＷ−3dB） ＺL＝負荷インピーダンス ＺS＝ソースインピーダンス これにより、要求されるインピーダンス変換は、できる
限り小さな比に保たれて最小Ｑ成分でもって大きな損失
を避ける。薄いアルミナ（Ａｌ2Ｏ3）基板上に薄膜技術
により製造される各誘導器は、１００μｍのＧａＡｓ上
に製造される公知の螺旋誘導器と比較して、非常に高い
無負荷Ｑをもつ。電界効果トランジスタのノイズ調整
は、非常に小さな損失でもって、より大きな変換を許容
することによって改善される。
Ｑ） ＱL＝ｆｏ／（ＢＷ−3dB） ＺL＝負荷インピーダンス ＺS＝ソースインピーダンス これにより、要求されるインピーダンス変換は、できる
限り小さな比に保たれて最小Ｑ成分でもって大きな損失
を避ける。薄いアルミナ（Ａｌ2Ｏ3）基板上に薄膜技術
により製造される各誘導器は、１００μｍのＧａＡｓ上
に製造される公知の螺旋誘導器と比較して、非常に高い
無負荷Ｑをもつ。電界効果トランジスタのノイズ調整
は、非常に小さな損失でもって、より大きな変換を許容
することによって改善される。
【００１９】ここで、図３を参照すれば、インピーダン
ス整合及びバイアス供給回路網１６が示されており、こ
の回路網１６は、最小数の構成要素でもって、５０オー
ム入力から３００オーム出力（ＺOPT）へのインピーダ
ンス変換機能を果たすために使用される２ポール（極）
のローパス回路網である。それは３０ｐＦのＤＣバイア
ス遮断コンデンサ４４を有しており、コンデンサ４４
は、誘導器（インダクタ）４８を共振させるための１．
１ｐＦのコンデンサ４６に結合したノード４５に接続さ
れている。コンデンサ４６の他端は接地端に接続されて
いる。また、そのようなノード４５には、１５．２ｎＨ
の誘導器４８が接続されている。誘導器４８は、ボンド
ワイヤインダクタンスから生ずる０．１ｎＨの等価誘導
器５０と直列に接続されている。もう１つの０．１ｎＨ
の等価誘導器５２は、ボンドワイヤインダクタンスから
生ずるそのようなノード４５に接続されており、そし
て、等価誘導器５２の他端は、Ｖggゲートバイアスに接
続される５Ｋの抵抗５４（低ノイズ増幅器２０内に通常
位置される）と直列になっている。低ノイズ増幅器２０
からの入力電界効果トランジスタバイアス電圧信号は、
０．１ｎＨの等価インダクタンスをもつボンドワイヤを
介してノード４５に供給され、そして、そのような入力
電界効果トランジスタバイアス電圧は、誘導器４８及び
誘導器５０を通り、そして、低ノイズ増幅器２０におけ
る入力電界効果トランジスタゲートに供給されるＲＦ／
ＧＢ電圧信号となる。入力電界効果トランジスタバイア
ス電圧信号をノード４５内にもたらすことは、そのバイ
アス線を、インピーダンス整合及びバイアス供給回路網
１６の５０オーム側との分路におき、従来技術における
ように高インピーダンス側にはおかず、これによって、
受信機１０の雑音指数における重要な改善のための手段
を提供する。
ス整合及びバイアス供給回路網１６が示されており、こ
の回路網１６は、最小数の構成要素でもって、５０オー
ム入力から３００オーム出力（ＺOPT）へのインピーダ
ンス変換機能を果たすために使用される２ポール（極）
のローパス回路網である。それは３０ｐＦのＤＣバイア
ス遮断コンデンサ４４を有しており、コンデンサ４４
は、誘導器（インダクタ）４８を共振させるための１．
１ｐＦのコンデンサ４６に結合したノード４５に接続さ
れている。コンデンサ４６の他端は接地端に接続されて
いる。また、そのようなノード４５には、１５．２ｎＨ
の誘導器４８が接続されている。誘導器４８は、ボンド
ワイヤインダクタンスから生ずる０．１ｎＨの等価誘導
器５０と直列に接続されている。もう１つの０．１ｎＨ
の等価誘導器５２は、ボンドワイヤインダクタンスから
生ずるそのようなノード４５に接続されており、そし
て、等価誘導器５２の他端は、Ｖggゲートバイアスに接
続される５Ｋの抵抗５４（低ノイズ増幅器２０内に通常
位置される）と直列になっている。低ノイズ増幅器２０
からの入力電界効果トランジスタバイアス電圧信号は、
０．１ｎＨの等価インダクタンスをもつボンドワイヤを
介してノード４５に供給され、そして、そのような入力
電界効果トランジスタバイアス電圧は、誘導器４８及び
誘導器５０を通り、そして、低ノイズ増幅器２０におけ
る入力電界効果トランジスタゲートに供給されるＲＦ／
ＧＢ電圧信号となる。入力電界効果トランジスタバイア
ス電圧信号をノード４５内にもたらすことは、そのバイ
アス線を、インピーダンス整合及びバイアス供給回路網
１６の５０オーム側との分路におき、従来技術における
ように高インピーダンス側にはおかず、これによって、
受信機１０の雑音指数における重要な改善のための手段
を提供する。
【００２０】従って、インピーダンス整合及びバイアス
供給回路網１６は、最小ノイズのために低ノイズ増幅器
２０における電界効果トランジスタにより要求される３
００オームＺOPTインピーダンスへ５０オーム入力イン
ピーダンスを変換する手段を提供し、そして同時に、受
信機１０の雑音指数を顕著に改善しながら、電界効果ト
ランジスタゲートバイアスを低ノイズ増幅器２０に提供
する。インピーダンス整合及びバイアス供給回路網１６
は、基本的には、ローパス応答を伴うＬ回路網である。
回路網の負荷時Ｑは、結果として生ずるインピーダンス
変換がＺOPTに等しくなるようにセットされる。Ｌ回路
網は共振変換回路網のための最小数の極を有しているの
で、それは最も広くできる帯域幅を提供する。コンデン
サ４６は、変換の無効（リアクティブ）部を調整するた
めに設けられ、そして、各誘導器４８及び５０はその実
部を調整する。
供給回路網１６は、最小ノイズのために低ノイズ増幅器
２０における電界効果トランジスタにより要求される３
００オームＺOPTインピーダンスへ５０オーム入力イン
ピーダンスを変換する手段を提供し、そして同時に、受
信機１０の雑音指数を顕著に改善しながら、電界効果ト
ランジスタゲートバイアスを低ノイズ増幅器２０に提供
する。インピーダンス整合及びバイアス供給回路網１６
は、基本的には、ローパス応答を伴うＬ回路網である。
回路網の負荷時Ｑは、結果として生ずるインピーダンス
変換がＺOPTに等しくなるようにセットされる。Ｌ回路
網は共振変換回路網のための最小数の極を有しているの
で、それは最も広くできる帯域幅を提供する。コンデン
サ４６は、変換の無効（リアクティブ）部を調整するた
めに設けられ、そして、各誘導器４８及び５０はその実
部を調整する。
【００２１】図３及び図５を参照すれば、図３にて示す
ような２極のインピーダンス整合及びバイアス供給回路
網１６は、もしも各素子値及び各Ｑが制御されるなら
ば、前述のように最小数の構成要素でもって、最も広く
できる帯域幅を提供する。不必要な誘導器を除くこと
は、低ノイズ性能を達成することに役立つ。３０ｐＦで
ある遮断コンデンサ４４は、非常に小さなリアクタンス
をもっているので、回路網における調整に関し殆ど影響
をもたない。従って、それは無視される。入力電界効果
トランジスタバイアス電圧は、この遮断コンデンサ４４
との分路にある低ノイズ増幅器２０から各直列誘導器４
８及び５０を通して供給され、そして低ノイズ増幅器２
０における電界効果トランジスタゲート入力（図示しな
い）に供給される。ノード４５にてみられるようにイン
ピーダンス整合及びバイアス供給回路網１６の５０オー
ム入力インピーダンスにてそのようなゲートバイアスを
提供するというこの技術が、低ノイズ増幅器２０におけ
る電界効果トランジスタのゲート回路への入力にてＲＦ
信号損失を減少させる。低ノイズ増幅器２０における電
界効果トランジスタによってみられる３００オームＺ
OPTソースインピーダンスは、低ノイズ増幅器２０従っ
て受信機１０のための最小雑音指数に帰する。図５は、
図１にて示される受信機１０の周波数に対する測定雑音
指数のグラフを示す。示されているように、雑音指数は
１２００ＭＨｚから１４００ＭＨｚへの周波数範囲に亘
り１．８ｄＢから２．１ｄＢへ変化する。
ような２極のインピーダンス整合及びバイアス供給回路
網１６は、もしも各素子値及び各Ｑが制御されるなら
ば、前述のように最小数の構成要素でもって、最も広く
できる帯域幅を提供する。不必要な誘導器を除くこと
は、低ノイズ性能を達成することに役立つ。３０ｐＦで
ある遮断コンデンサ４４は、非常に小さなリアクタンス
をもっているので、回路網における調整に関し殆ど影響
をもたない。従って、それは無視される。入力電界効果
トランジスタバイアス電圧は、この遮断コンデンサ４４
との分路にある低ノイズ増幅器２０から各直列誘導器４
８及び５０を通して供給され、そして低ノイズ増幅器２
０における電界効果トランジスタゲート入力（図示しな
い）に供給される。ノード４５にてみられるようにイン
ピーダンス整合及びバイアス供給回路網１６の５０オー
ム入力インピーダンスにてそのようなゲートバイアスを
提供するというこの技術が、低ノイズ増幅器２０におけ
る電界効果トランジスタのゲート回路への入力にてＲＦ
信号損失を減少させる。低ノイズ増幅器２０における電
界効果トランジスタによってみられる３００オームＺ
OPTソースインピーダンスは、低ノイズ増幅器２０従っ
て受信機１０のための最小雑音指数に帰する。図５は、
図１にて示される受信機１０の周波数に対する測定雑音
指数のグラフを示す。示されているように、雑音指数は
１２００ＭＨｚから１４００ＭＨｚへの周波数範囲に亘
り１．８ｄＢから２．１ｄＢへ変化する。
【００２２】コンデンサ４４は、ニューヨーク州、ハン
チィントン・ステイションのアメリカンテクニカルセラ
ミックス社により製造されるＮｏ．ＡＴＣ１００型の３
０ｐＦのコンデンサにより実施され得る。コンデンサ４
６は、ニューヨーク州、ハンチィントン・ステイション
のアメリカンテクニカルセラミックス社により製造され
るＮｏ．ＡＴＣ１１１型の１．１ｐＦのコンデンサによ
り実施され得る。誘導器４８は、マサチューセッツ州、
アンドバーのレイセオンカンパニー、アドバンスドデバ
イスセンターにより製造される基板上に印刷される１
５．２ｎＨの誘導器（Ｑ＝６０）により実施され得る。
各誘導器５０及び５２はそれぞれ０．１ｎＨであり、そ
して０．７ミル（０．０１８ｍｍ）の相互接続金ボンド
ワイヤにより実施される。
チィントン・ステイションのアメリカンテクニカルセラ
ミックス社により製造されるＮｏ．ＡＴＣ１００型の３
０ｐＦのコンデンサにより実施され得る。コンデンサ４
６は、ニューヨーク州、ハンチィントン・ステイション
のアメリカンテクニカルセラミックス社により製造され
るＮｏ．ＡＴＣ１１１型の１．１ｐＦのコンデンサによ
り実施され得る。誘導器４８は、マサチューセッツ州、
アンドバーのレイセオンカンパニー、アドバンスドデバ
イスセンターにより製造される基板上に印刷される１
５．２ｎＨの誘導器（Ｑ＝６０）により実施され得る。
各誘導器５０及び５２はそれぞれ０．１ｎＨであり、そ
して０．７ミル（０．０１８ｍｍ）の相互接続金ボンド
ワイヤにより実施される。
【００２３】図１を再び参照すれば、低ノイズ増幅器２
０は２段のＧａＡｓのモノリシックマイクロ波集積回路
のチップを有しており、このチップは、マサチューセッ
ツ州、アンドバーのレイセオンカンパニー、アドバンス
ドデバイスセンターにより製造されるＲＭＭＬ２０１０
型により実施される。低ノイズ増幅器２０のモノリシッ
クマイクロ波集積回路は、Ｔ／Ｒスイッチ１２における
各電界効果トランジスタ４０及び４２に類似した２つの
電界効果トランジスタを有するが、Ｎープラスとして知
られるドーパントの付加的な注入を伴う。その付加的な
ドーパントは、接触抵抗を減少し、これによって、装置
の金属インターフェースにおける損失を減少するために
使用される。単一のゲートリーセスが使用される。他の
点では、これらの電界効果トランジスタは、処理に関す
る限り、スイッチ電界効果トランジスタ４０、４２に非
常に類似している。双方の低ノイズ電界効果トランジス
タは、４×１００ミクロンのゲート幅として用意される
全ゲート周囲において４００ミクロンとなっている。こ
れらの電界効果トランジスタに対するゲート長は、ま
た、０．９ミクロンである。低ノイズ増幅器２０は入力
段と出力段との間にて使用されるほぼ共役的整合をもつ
が、ソース誘導器からの小量の直列帰還は安定性を保証
する。中間及び出力整合回路網の双方は、高められた帯
域幅及び安定性のための多極のハイパス型である。増幅
器の周波数応答は１．２から１．６ＧＨｚへの広帯域で
あるが、入力における無整合でもって約１７ｄＢのゲイ
ンを示す。そのような状況のもとでは、増幅器は約４ｄ
Ｂの雑音指数を呈する。それは、すべての入力及び出力
の終端に対しては無条件で安定的である。通常の作動電
圧は、ドレイン電源に対し６．０Ｖｄｃであり、そして
ゲートバイアス電源に対しては−２．３Ｖｄｃである。
Ｔ／Ｒスイッチ１２は、付加的に−５から−７のＶｄｃ
を要求してスイッチ電界効果トランジスタ（４０及び４
２）をピンチオフ状態におきそして受信機に機能させ
る。通常の電力消費は２０から３０ｍＡ或いは２００ｍ
Ｗ以下である。
０は２段のＧａＡｓのモノリシックマイクロ波集積回路
のチップを有しており、このチップは、マサチューセッ
ツ州、アンドバーのレイセオンカンパニー、アドバンス
ドデバイスセンターにより製造されるＲＭＭＬ２０１０
型により実施される。低ノイズ増幅器２０のモノリシッ
クマイクロ波集積回路は、Ｔ／Ｒスイッチ１２における
各電界効果トランジスタ４０及び４２に類似した２つの
電界効果トランジスタを有するが、Ｎープラスとして知
られるドーパントの付加的な注入を伴う。その付加的な
ドーパントは、接触抵抗を減少し、これによって、装置
の金属インターフェースにおける損失を減少するために
使用される。単一のゲートリーセスが使用される。他の
点では、これらの電界効果トランジスタは、処理に関す
る限り、スイッチ電界効果トランジスタ４０、４２に非
常に類似している。双方の低ノイズ電界効果トランジス
タは、４×１００ミクロンのゲート幅として用意される
全ゲート周囲において４００ミクロンとなっている。こ
れらの電界効果トランジスタに対するゲート長は、ま
た、０．９ミクロンである。低ノイズ増幅器２０は入力
段と出力段との間にて使用されるほぼ共役的整合をもつ
が、ソース誘導器からの小量の直列帰還は安定性を保証
する。中間及び出力整合回路網の双方は、高められた帯
域幅及び安定性のための多極のハイパス型である。増幅
器の周波数応答は１．２から１．６ＧＨｚへの広帯域で
あるが、入力における無整合でもって約１７ｄＢのゲイ
ンを示す。そのような状況のもとでは、増幅器は約４ｄ
Ｂの雑音指数を呈する。それは、すべての入力及び出力
の終端に対しては無条件で安定的である。通常の作動電
圧は、ドレイン電源に対し６．０Ｖｄｃであり、そして
ゲートバイアス電源に対しては−２．３Ｖｄｃである。
Ｔ／Ｒスイッチ１２は、付加的に−５から−７のＶｄｃ
を要求してスイッチ電界効果トランジスタ（４０及び４
２）をピンチオフ状態におきそして受信機に機能させ
る。通常の電力消費は２０から３０ｍＡ或いは２００ｍ
Ｗ以下である。
【００２４】ＬＮＡ（低ノイズ増幅器）ディジタル制御
装置１８は、８ビットのシフトレジスタ、データラッチ
及び制御タイミングを有する。それは、緩衝電界効果ト
ランジスタロジックを使用するＧａＡｓチップでもって
満たされる。そのチップに対するデータ入力は０或いは
−５ボルトのレベルにあり、そしてデータラッチからの
出力は同様のレベルにある。電力を保存するために、そ
のチップの使用されない各部分はチップに対する電力の
選択的なボンディングにより無能にされる。３２ビット
の制御ワードは、位相シフト、減衰器のセッティング、
送信／受信状態及び送信モードを具体化するデータ線上
に提供される。データ線に加え、クロック（シフト）信
号、リセット及びＸパルス信号が制御装置１８に提供さ
れる。リセット信号はＴ／Ｒモジュールをオフ状態にセ
ットする。ＸパルスはＴ／Ｒモジュールのデューティサ
イクルを決定する。そのようなディジタル制御装置１８
は、さらに、ピー・マロネイ及びジェイ・サソノフ
（Ｐ．Ｍａｌｏｎｅｙ ａｎｄＪ．Ｓａｓｏｎｏｆｆ）
による前記引用論文に述べられている。
装置１８は、８ビットのシフトレジスタ、データラッチ
及び制御タイミングを有する。それは、緩衝電界効果ト
ランジスタロジックを使用するＧａＡｓチップでもって
満たされる。そのチップに対するデータ入力は０或いは
−５ボルトのレベルにあり、そしてデータラッチからの
出力は同様のレベルにある。電力を保存するために、そ
のチップの使用されない各部分はチップに対する電力の
選択的なボンディングにより無能にされる。３２ビット
の制御ワードは、位相シフト、減衰器のセッティング、
送信／受信状態及び送信モードを具体化するデータ線上
に提供される。データ線に加え、クロック（シフト）信
号、リセット及びＸパルス信号が制御装置１８に提供さ
れる。リセット信号はＴ／Ｒモジュールをオフ状態にセ
ットする。ＸパルスはＴ／Ｒモジュールのデューティサ
イクルを決定する。そのようなディジタル制御装置１８
は、さらに、ピー・マロネイ及びジェイ・サソノフ
（Ｐ．Ｍａｌｏｎｅｙ ａｎｄＪ．Ｓａｓｏｎｏｆｆ）
による前記引用論文に述べられている。
【００２５】図６を参照すれば、図１に示すようなＴ／
Ｒモジュールの受信機１０の部分のアルミナ基板レイア
ウトが示されている。基板の周辺に示される寸法はイン
チ（×２．５４ｃｍ）である。相互接続（図示しない）
は、０．７ミル（０．０１８ｍｍ）の直径の金のボンド
ワイヤで作られる。アルミナ基板は２５ミル（０．６３
５ｍｍ）の厚さで誘電率の厳格な制御のために９９％の
純度（ＡＬ2Ｏ3）を定格とする。Ｔ／Ｒスイッチ１２及
びインピーダンス整合及びバイアス供給回路網１６は、
基板の底部左領域に配置され、そして各々は、従来技術
を非常に改善することになる全基板領域の約６分の１の
みから構成される。そのようなアルミナ基板は、マサチ
ューセッツ州、アンドバーのレイセオンカンパニー、ア
ドバンスドデバイスセンターにより製造されるＮｏ．１
３１９２型の部品により実施され得る。
Ｒモジュールの受信機１０の部分のアルミナ基板レイア
ウトが示されている。基板の周辺に示される寸法はイン
チ（×２．５４ｃｍ）である。相互接続（図示しない）
は、０．７ミル（０．０１８ｍｍ）の直径の金のボンド
ワイヤで作られる。アルミナ基板は２５ミル（０．６３
５ｍｍ）の厚さで誘電率の厳格な制御のために９９％の
純度（ＡＬ2Ｏ3）を定格とする。Ｔ／Ｒスイッチ１２及
びインピーダンス整合及びバイアス供給回路網１６は、
基板の底部左領域に配置され、そして各々は、従来技術
を非常に改善することになる全基板領域の約６分の１の
みから構成される。そのようなアルミナ基板は、マサチ
ューセッツ州、アンドバーのレイセオンカンパニー、ア
ドバンスドデバイスセンターにより製造されるＮｏ．１
３１９２型の部品により実施され得る。
【００２６】もしも大きなフェーズド・アレイを処理す
るのに伴う規模の経済を考慮しなければ、雑音指数にお
ける１ｄＢの１０分のいくつかを節約するという期待は
価値があるとは思われない。例えば、低雑音指数で作動
するとき、雑音指数における１ｄＢの１０分の１の減少
が、１ｄＢのシステム送信機電力の減少を許容し得る。
ここに述べられた実施例は、従来技術の実施例からＬー
帯域の低ノイズ増幅器の雑音指数を０．７５ｄＢも減少
させる。送信機電力における１ｄＢの１０分のいくつか
の節約は、駆動電力要件、供給されるＤＣ電力及び使用
されるモジュール冷却システムにおける非常な費用節減
につながり得る。同様に、各モジュール回路にて使用さ
れるより小量の資材は、より密な実装が可能となり、物
理的な大きさ及びより高い周波数作動を減少させるため
の適用要件に従う。
るのに伴う規模の経済を考慮しなければ、雑音指数にお
ける１ｄＢの１０分のいくつかを節約するという期待は
価値があるとは思われない。例えば、低雑音指数で作動
するとき、雑音指数における１ｄＢの１０分の１の減少
が、１ｄＢのシステム送信機電力の減少を許容し得る。
ここに述べられた実施例は、従来技術の実施例からＬー
帯域の低ノイズ増幅器の雑音指数を０．７５ｄＢも減少
させる。送信機電力における１ｄＢの１０分のいくつか
の節約は、駆動電力要件、供給されるＤＣ電力及び使用
されるモジュール冷却システムにおける非常な費用節減
につながり得る。同様に、各モジュール回路にて使用さ
れるより小量の資材は、より密な実装が可能となり、物
理的な大きさ及びより高い周波数作動を減少させるため
の適用要件に従う。
【００２７】以上、本発明の好ましい実施例を説明した
が、多くの変形や変更が、発明概念の精神や範囲から逸
脱することなく、当業者にとって明白である。例えば、
前述した実施例のコンデンサ及び誘導器の各値は、望ま
れる動作周波数に基づき決定される。従って、この発明
の範囲は、特許請求範囲によってのみ制限されるもので
ある。
が、多くの変形や変更が、発明概念の精神や範囲から逸
脱することなく、当業者にとって明白である。例えば、
前述した実施例のコンデンサ及び誘導器の各値は、望ま
れる動作周波数に基づき決定される。従って、この発明
の範囲は、特許請求範囲によってのみ制限されるもので
ある。
【図１】Ｔ／Ｒスイッチ及びインピーダンス整合及びバ
イアス供給回路網の発明を含むＴ／Ｒモジュールの受信
機部のブロック図である。
イアス供給回路網の発明を含むＴ／Ｒモジュールの受信
機部のブロック図である。
【図２】図１に示されるＴ／Ｒスイッチの概略回路図で
ある。
ある。
【図３】図１に示されるインピーダンス整合及びバイア
ス供給回路網の概略回路図である。
ス供給回路網の概略回路図である。
【図４】送信モードで作動するＴ／Ｒスイッチを有する
図１に示す受信機の周波数に対する測定された反射送信
信号損失のグラフである。
図１に示す受信機の周波数に対する測定された反射送信
信号損失のグラフである。
【図５】図１に示される受信機の周波数に対する測定さ
れた雑音指数のグラフである。
れた雑音指数のグラフである。
【図６】図１に示されるＴ／Ｒモジュールの受信機部の
アルミナ基板のレイアウトを示す図である。
アルミナ基板のレイアウトを示す図である。
Claims (12)
- 【請求項１】 インピーダンス整合及びバイアス供給回
路網であって、 ＲＦ入力信号を前記インピーダンス整合及びバイアス供
給回路網の入力ノードに結合してＤＣ電圧を遮断する手
段と、 前記入力ノードに結合され、前記ＲＦ入力信号のソース
インピーダンスを前記回路網の出力ノードにおいて所定
の出力インピーダンスに変換する手段と、 前記結合及びＤＣ電圧遮断手段との分路にて前記入力ノ
ードに設けられて、入力バイアス電圧を前記回路網の前
記出力ノードに供給する入力バイアス電圧手段と、 から構成されるインピーダンス整合及びバイアス供給回
路網。 - 【請求項２】 前記インピーダンス変換手段がＬ型ロー
パス共振回路を含む請求項１に記載のインピーダンス整
合及びバイアス供給回路網。 - 【請求項３】 前記インピーダンス変換手段が、前記イ
ンピーダンス変換手段の前記入力ノードに結合され、前
記インピーダンス変換手段の無効部分を調整する分路コ
ンデンサと、前記入力ノードに結合された一端及び前記
出力ノードに結合された他端を有し前記インピーダンス
変換手段の実部分を調整する直列誘導器とを含む請求項
１に記載のインピーダンス整合及びバイアス供給回路
網。 - 【請求項４】 前記入力バイアス電圧手段が、前記ＲＦ
信号ソースインピーダンスに関連づけられて前記ＲＦ入
力信号の最小損失を生ずる高ソースインピーダンスを含
むようにした請求項１に記載のインピーダンス整合及び
バイアス供給回路網。 - 【請求項５】 ＲＦ入力信号を増幅する低ノイズ増幅器
と、 前記ＲＦ入力信号に結合され前記ＲＦ入力信号のソース
インピーダンスを変換して前記低ノイズ増幅器の入力イ
ンピーダンスに整合させる手段と、 前記インピーダンス変換手段の前記ソースインピーダン
ス側に結合され前記入力バイアス電圧を前記低ノイズ増
幅器の入力に供給する入力バイアス電圧手段と、 の組合せ。 - 【請求項６】 前記インピーダンス変換手段が、前記入
力バイアス電圧手段に結合されて前記入力バイアス電圧
を前記低ノイズ増幅器の前記入力に供給する誘導器を含
むようにした請求項５に記載の組合せ。 - 【請求項７】 前記インピーダンス変換手段が、さら
に、前記変換手段の前記ソースインピーダンス側にて接
地端と前記誘導器手段との間に結合されてＬ型ローパス
共振回路を形成するコンデンサ手段を含むようにした請
求項６に記載の組合せ。 - 【請求項８】 前記入力バイアス電圧手段が、前記ＲＦ
入力信号に関連づけられて前記ＲＦ入力信号の最小損失
を生ずる高ソースインピーダンスを含むようにした請求
項５に記載の組合せ。 - 【請求項９】 インピーダンス整合及びバイアス供給回
路網を提供する方法であって、 ＲＦ入力信号を前記回路網の入力ノードに結合するとと
もに、ＤＣ電圧をコンデンサ手段によって前記入力ノー
ドに対し及びその入力ノードから遮断するステップと、 前記ＲＦ入力信号のソースインピーダンスを前記回路網
の出力ノードにおいて所定の出力インピーダンスに変換
するステップと、 前記コンデンサ手段との分路にて入力バイアス電圧を前
記入力ノードに提供して前記入力バイアス電圧を前記回
路網の前記出力ノードに供給するステップと、 から構成される方法。 - 【請求項１０】 ソースインピーダンスを所定の出力イ
ンピーダンスに変換する前記ステップがＬ型ローパス共
振回路の使用を含む請求項９に記載の方法。 - 【請求項１１】 ソースインピーダンスを所定の出力イ
ンピーダンスに変換する前記ステップが、 前記分路コンデンサ手段を前記インピーダンス変換手段
の前記入力ノードに結合して前記インピーダンス変換手
段の無効部分を調整するステップと、 前記入力ノードに結合された一端及び前記出力ノードに
結合された他端を有する直列誘導器を提供して前記イン
ピーダンス変換手段の実部を調整するステップと、を含
む請求項９に記載の方法。 - 【請求項１２】 前記入力バイアス電圧を提供する前記
ステップが、前記ＲＦ信号ソースインピーダンスに関連
づけられて前記ＲＦ入力信号の最小損失を生ずる高バイ
アス電圧ソースインピーダンスを提供するステップを含
む請求項９に記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/860,957 US5270667A (en) | 1992-03-31 | 1992-03-31 | Impedance matching and bias feed network |
| US860957 | 1992-03-31 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0645870A true JPH0645870A (ja) | 1994-02-18 |
Family
ID=25334481
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5074075A Pending JPH0645870A (ja) | 1992-03-31 | 1993-03-31 | インピーダンス整合及びバイアス供給回路網 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5270667A (ja) |
| EP (1) | EP0564114A1 (ja) |
| JP (1) | JPH0645870A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| KR20210005572A (ko) * | 2018-04-20 | 2021-01-14 | 플란제 콤포지트 마테리얼스 게엠베하 | 진공 아크 소스 |
Families Citing this family (17)
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|---|---|---|---|---|
| KR19980077560A (ko) * | 1997-04-21 | 1998-11-16 | 장응순 | 하이임피던스형 고주파용 안테나 |
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| US7139532B2 (en) * | 2001-12-11 | 2006-11-21 | Koninklijke Philips Electronics, N.V. | Combined T/R switch with LNA and a method of improving the performance of a receiver |
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1992
- 1992-03-31 US US07/860,957 patent/US5270667A/en not_active Expired - Fee Related
-
1993
- 1993-03-12 EP EP93301903A patent/EP0564114A1/en not_active Withdrawn
- 1993-03-31 JP JP5074075A patent/JPH0645870A/ja active Pending
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| EP0564114A1 (en) | 1993-10-06 |
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