JPH0642684B2 - ディジタル変調信号復調装置 - Google Patents
ディジタル変調信号復調装置Info
- Publication number
- JPH0642684B2 JPH0642684B2 JP63196724A JP19672488A JPH0642684B2 JP H0642684 B2 JPH0642684 B2 JP H0642684B2 JP 63196724 A JP63196724 A JP 63196724A JP 19672488 A JP19672488 A JP 19672488A JP H0642684 B2 JPH0642684 B2 JP H0642684B2
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- Japan
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- tank
- multiplier
- delay
- limiter
- output
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はディジタル通信の分野で広汎に用いられている
Ｍ相（Ｍ＝２n，ｎ＝１，２，３，……）ＰＳＫ，ＭＳ
Ｋ等の変調信号復調装置に関する。
Ｍ相（Ｍ＝２n，ｎ＝１，２，３，……）ＰＳＫ，ＭＳ
Ｋ等の変調信号復調装置に関する。
従来のこの種のＭ相ＰＳＫ，ＭＳＫ等の復調装置とし
て、第２図に示すような逓倍−タンク・リミタ−分周方
式復調装置、あるい第３図に示すような逆変調−タンク
・リミタ方式復調装置が知られている。
て、第２図に示すような逓倍−タンク・リミタ−分周方
式復調装置、あるい第３図に示すような逆変調−タンク
・リミタ方式復調装置が知られている。
第２図の逓倍−タンク・リミター分周方式復調装置は、
搬送波再生回路１Ａ，遅延器２，同期検波器３で構成さ
れている。また、搬送波再生回路１Ａは、Ｍ逓倍器１
１，タンク１３Ｂ，リミタ１４，１／Ｍ分周器１６で構
成されている。
搬送波再生回路１Ａ，遅延器２，同期検波器３で構成さ
れている。また、搬送波再生回路１Ａは、Ｍ逓倍器１
１，タンク１３Ｂ，リミタ１４，１／Ｍ分周器１６で構
成されている。
次にこの逓倍−タンク・リミタ−分周方式復調装置の動
作について説明する。先ず、２分岐された受信信号の一
方はタンク１３Ｂの遅延に等しい遅延量を有する遅延器
２に入力され、他方の受信信号はＭ逓倍器１１でＭ逓倍
され、搬送波周波数に同調したタンク１３Ｂで狭帯域ろ
波され、リミタ１４で信号振幅を一定にされ、１／Ｍ分
周器１６で分周され搬送波に再生された後、同期検波器
３に入力され、この再生搬送波により、前記遅延器２に
出力を同期検波してｎ（ｎ＝１，２，３，……）列のデ
ータを再生する。
作について説明する。先ず、２分岐された受信信号の一
方はタンク１３Ｂの遅延に等しい遅延量を有する遅延器
２に入力され、他方の受信信号はＭ逓倍器１１でＭ逓倍
され、搬送波周波数に同調したタンク１３Ｂで狭帯域ろ
波され、リミタ１４で信号振幅を一定にされ、１／Ｍ分
周器１６で分周され搬送波に再生された後、同期検波器
３に入力され、この再生搬送波により、前記遅延器２に
出力を同期検波してｎ（ｎ＝１，２，３，……）列のデ
ータを再生する。
第３図において、逆変調−タンク・リミタ方式復調装置
は、搬送波再生回路１Ｂ，同期検波器３で構成されてい
る。また、搬送波再生回路１Ｂは、逆変調器１７，タン
ク１３Ａ，リミタ１４で構成されている。
は、搬送波再生回路１Ｂ，同期検波器３で構成されてい
る。また、搬送波再生回路１Ｂは、逆変調器１７，タン
ク１３Ａ，リミタ１４で構成されている。
ここで、受信信号周波数ωｉ，タンク１３Ａの同調周波
数をωｏとすると、 ｗｉ(t)＝ｅｊ（ωｉｔ＋θｉ＋ψα）……(1) ２相ＰＳＫの場合 ψα＝０又はπ ４相ＰＳＫの場合 ψα＝π／４＋ｌπ／２ オフセット４相ＰＳＫ，ＭＳＫの場合 ψα＝ｌπ／２ （ｌ＝０，１，２，３） となる。但し、ψαは情報を運ぶ位相である。
数をωｏとすると、 ｗｉ(t)＝ｅｊ（ωｉｔ＋θｉ＋ψα）……(1) ２相ＰＳＫの場合 ψα＝０又はπ ４相ＰＳＫの場合 ψα＝π／４＋ｌπ／２ オフセット４相ＰＳＫ，ＭＳＫの場合 ψα＝ｌπ／２ （ｌ＝０，１，２，３） となる。但し、ψαは情報を運ぶ位相である。
また、リミタ１４の出力を、 ｗｏ(t)＝ｅｊ（ωｉｔ＋θｏ）……(2) とすると、同期検波器３の出力ｄ(t)は、 となる。
次に、この逆変調タンクリミタ方式復調装置の動作につ
いて説明する。
いて説明する。
先ず、２分岐された一方の受信信号ｗｉ(t)とリミタ１
４の出力ｗｏ(t)が同期検波器３に入力され、前記受信
信号ｗｉ(t)はリミタ１４の出力ｗｏ(t)の同期検波によ
って復調され、出力ｄ(t)を得る。２分岐された他方の
受信信号ｗｉ(t)は逆変調器１７に入力され前記同期検
波器３に出力ｄ(t)をデータに再生する。
４の出力ｗｏ(t)が同期検波器３に入力され、前記受信
信号ｗｉ(t)はリミタ１４の出力ｗｏ(t)の同期検波によ
って復調され、出力ｄ(t)を得る。２分岐された他方の
受信信号ｗｉ(t)は逆変調器１７に入力され前記同期検
波器３に出力ｄ(t)をデータに再生する。
このとき、｜θｉ−θｏ｜＜π／ｌ ……(4) （２相ＰＳＫに対してｌ＝２，４相ＰＳＫ，オフセット
４相ＰＳＫ，ＭＳＫに対してｌ＝４）であれば、データ
は正しく再生され、 を得、搬送波 が抽出され、この抽出搬送波がタンク１３Ａで狭帯域ろ
波され、リミタ１４で信号振幅を一定にされ搬送波が再
生される。
４相ＰＳＫ，ＭＳＫに対してｌ＝４）であれば、データ
は正しく再生され、 を得、搬送波 が抽出され、この抽出搬送波がタンク１３Ａで狭帯域ろ
波され、リミタ１４で信号振幅を一定にされ搬送波が再
生される。
前述した第２図における逓倍−タンク・リミタ−分周方
式復調回路においては、分周器を用いるため、受信信号
のＳ／Ｎ比が低い時にはカウントエラーが生じ、そのた
め再生データにバースト誤りが発生するという欠点があ
った。
式復調回路においては、分周器を用いるため、受信信号
のＳ／Ｎ比が低い時にはカウントエラーが生じ、そのた
め再生データにバースト誤りが発生するという欠点があ
った。
また、第３図における逆変調−タンク・リミタ方式復調
回路においては、再生搬送波はタンク１３Ａの時定数τ
に応じた位相遅れが生じ、 となり、この式(7)と前式(2)により、 θｉ−θｏ＝tan-1ωｉτ ……(8) となる。
回路においては、再生搬送波はタンク１３Ａの時定数τ
に応じた位相遅れが生じ、 となり、この式(7)と前式(2)により、 θｉ−θｏ＝tan-1ωｉτ ……(8) となる。
式(4)を満たすためには、 ｜tan-1ωｉτ｜＜π／ｌ ……(9) でなくてはならない。
特に４相ＰＳＫ，オフセット４相ＰＳＫ，ＭＳＫ等の直
交変調に於いては、ｌ＝４であるが通常の同期検波に於
ては伝送データのクロック周波数ｆｃｋに対し、 fckτ１００ ……(10) 程度にするのが普通であるため、式(9)の関係を満足さ
せるためには受信周波数ωｉは、 ωｉπ１００ωｉ／fck＜ ……(11) ∴ωｉ＜１／100fck ……(12) でなくてはならない。
交変調に於いては、ｌ＝４であるが通常の同期検波に於
ては伝送データのクロック周波数ｆｃｋに対し、 fckτ１００ ……(10) 程度にするのが普通であるため、式(9)の関係を満足さ
せるためには受信周波数ωｉは、 ωｉπ１００ωｉ／fck＜ ……(11) ∴ωｉ＜１／100fck ……(12) でなくてはならない。
即ち初期周波数誤差は極めて小さくなくてはデータ再生
が行なわれず、更にこの回路は帰還型回路であるため、
タンク１３Ａにおける時間遅延のため、伝送路で加わる
ローカル位相雑音に起因する位相ジッタの発生が避けら
れない。
が行なわれず、更にこの回路は帰還型回路であるため、
タンク１３Ａにおける時間遅延のため、伝送路で加わる
ローカル位相雑音に起因する位相ジッタの発生が避けら
れない。
移動体衛星通信は、個人用の極めて低速な通信であり上
記遅延が大きいため、ローカル位相雑音に起因する位相
ジッタが加速度的に大きくなってしまう。
記遅延が大きいため、ローカル位相雑音に起因する位相
ジッタが加速度的に大きくなってしまう。
本発明の目的は、低Ｃ／Ｎ条件の下でも、より大きい搬
送波周波数誤差に対しても、高速同期を達成し、しかも
ローカル位相雑音の影響を抑圧することができる復調装
置を提供することにある。
送波周波数誤差に対しても、高速同期を達成し、しかも
ローカル位相雑音の影響を抑圧することができる復調装
置を提供することにある。
上記問題点を解決するために本発明のＭ相ＰＳＫ，ＭＳ
Ｋ等の復調装置は、Ｍ相ＰＳＫ，ＭＳＫ等の変調信号を
発生搬送波により同期検波復調する同期検波器と、搬送
波再生回路とを備えた、復調装置において、前記搬送波
再生回路が前記変調信号をＭ逓倍する第１の逓倍器と前
記変調信号の搬送波周波数に同調したタンクと、前記タ
ンクの出力に接続された一定振幅の前記再生搬送波を発
生するリミタと、前記リミタの出力を（Ｍ−１）逓倍す
る第２の逓倍器と、前記第１の逓倍器及び前記第２の逓
倍器の出力を乗算し前記タンクに入力する乗算器とで構
成され、前記タンクにおける遅延に略等しい遅延量を有
する遅延器を前記同期検波器の入力に備えている。
Ｋ等の復調装置は、Ｍ相ＰＳＫ，ＭＳＫ等の変調信号を
発生搬送波により同期検波復調する同期検波器と、搬送
波再生回路とを備えた、復調装置において、前記搬送波
再生回路が前記変調信号をＭ逓倍する第１の逓倍器と前
記変調信号の搬送波周波数に同調したタンクと、前記タ
ンクの出力に接続された一定振幅の前記再生搬送波を発
生するリミタと、前記リミタの出力を（Ｍ−１）逓倍す
る第２の逓倍器と、前記第１の逓倍器及び前記第２の逓
倍器の出力を乗算し前記タンクに入力する乗算器とで構
成され、前記タンクにおける遅延に略等しい遅延量を有
する遅延器を前記同期検波器の入力に備えている。
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の一実施例のブロック図である。第１図
において、復調装置は、搬送波再生回路１，遅延器２，
同期検波器３で構成されている。また、搬送波再生回路
１は、Ｍ逓倍器１１，乗算器１２，タンク１３Ａ，リミ
タ１４，（Ｍ−１）逓倍器１５で構成されている。
において、復調装置は、搬送波再生回路１，遅延器２，
同期検波器３で構成されている。また、搬送波再生回路
１は、Ｍ逓倍器１１，乗算器１２，タンク１３Ａ，リミ
タ１４，（Ｍ−１）逓倍器１５で構成されている。
次にこの復調装置の動作を説明する。
先ず、２分岐された受信信号ｗｉ(t)の一方はタンク１
３Ａの遅延に略等しい遅延量をもつ遅延器２で遅延され
た後同期検波器２に入力される。他方の受信信号ｗｉ
(t)はＭ逓倍器１１でＭ逓倍され 出力 ｗＭ(t)＝ｅｊ（Ｍωｉｔ＋Ｍθｉ＋Ｍψα） ＝ｅｊ（Ｍωｉｔ＋Ｍθｉ） ……(13) を得、無変調となる。なぜならば、Ｍ逓倍すると変調位
相はすべて同相となりＭ倍の周波数の連続波となるから
である。
３Ａの遅延に略等しい遅延量をもつ遅延器２で遅延され
た後同期検波器２に入力される。他方の受信信号ｗｉ
(t)はＭ逓倍器１１でＭ逓倍され 出力 ｗＭ(t)＝ｅｊ（Ｍωｉｔ＋Ｍθｉ＋Ｍψα） ＝ｅｊ（Ｍωｉｔ＋Ｍθｉ） ……(13) を得、無変調となる。なぜならば、Ｍ逓倍すると変調位
相はすべて同相となりＭ倍の周波数の連続波となるから
である。
（Ｍ−１）逓倍器１５の出力ｗＭ−１(t)は ｗＭ−１(t)＝ｅ
ｊ｛（Ｍ−１）ωｉｔ＋（Ｍ−１）θｏ｝ ……(14) であり、この（Ｍ−１）逓倍器１５の出力ｗＭ−１(t)
と前記Ｍ逓倍器１１の出力ｗＭ(6)を乗算器２で乗算し
出力 は、 となり、この出力 は搬送波周波数に同調したタンク１３Ａに入力された
後、リミタ１４に入力され信号振幅を一定にされ再生搬
送波となる。ここで前記タンク１３Ａの時定数をτとす
ると前記リミタ１４の出力ｗｏ(t)は となる。前記再生搬送波は同期検波期３に入力され、前
記遅延器２より同期検波器３へ入力された信号を同期検
波しｎ列のデータを再生する。
ｊ｛（Ｍ−１）ωｉｔ＋（Ｍ−１）θｏ｝ ……(14) であり、この（Ｍ−１）逓倍器１５の出力ｗＭ−１(t)
と前記Ｍ逓倍器１１の出力ｗＭ(6)を乗算器２で乗算し
出力 は、 となり、この出力 は搬送波周波数に同調したタンク１３Ａに入力された
後、リミタ１４に入力され信号振幅を一定にされ再生搬
送波となる。ここで前記タンク１３Ａの時定数をτとす
ると前記リミタ１４の出力ｗｏ(t)は となる。前記再生搬送波は同期検波期３に入力され、前
記遅延器２より同期検波器３へ入力された信号を同期検
波しｎ列のデータを再生する。
ここで、前式(16)より、 θｉ−θｏ＝１／Ｍtan-1ωｉｔ ……(17) となり、搬送波周波数誤差に起因する位相ジッタは１／
Ｍに圧縮される。
Ｍに圧縮される。
従って、従来よりも大きな同期範囲を達成することがで
き、又、遅延器２の遅延量を搬送波再生回路１内のタン
ク１３Ａの信号遅延に等しく設定すれば、同期検波器３
に於てローカル位相雑音の影響は相殺される。
き、又、遅延器２の遅延量を搬送波再生回路１内のタン
ク１３Ａの信号遅延に等しく設定すれば、同期検波器３
に於てローカル位相雑音の影響は相殺される。
以上説明したように本発明は、搬送波再生回路内のタン
クの遅延と同じ遅延量を有する遅延器を挿入することに
より、ローカル位相雑音の影響を相殺する事ができ、ま
た、分周回路を用いることなく、Ｍ逓倍器と（Ｍ−１）
逓倍器の２つの逓倍器と、この２つの逓倍器の出力を乗
算する乗算器とを用いることにより、低Ｃ／Ｎ条件の下
でも、より大きい搬送波周波数誤差に対しても、高速同
期を達成することができる。
クの遅延と同じ遅延量を有する遅延器を挿入することに
より、ローカル位相雑音の影響を相殺する事ができ、ま
た、分周回路を用いることなく、Ｍ逓倍器と（Ｍ−１）
逓倍器の２つの逓倍器と、この２つの逓倍器の出力を乗
算する乗算器とを用いることにより、低Ｃ／Ｎ条件の下
でも、より大きい搬送波周波数誤差に対しても、高速同
期を達成することができる。
第１図は本発明の復調装置の実施例のブロック図、第２
図は従来の逓倍−タンク・リミタ−分周方式復調装置の
実施例のブロック図、第３図は従来の逆変調−タンク・
リミタ方式復調装置の実施例のブロック図である。 １，１Ａ，１Ｂ……搬送波再生回路、２……遅延器，３
……同期検波器、１１……Ｍ逓倍器、１２……乗算器、
１３Ａ，１３Ｂ……タンク、１４……リミタ、１５……
（Ｍ−１）逓倍器。
図は従来の逓倍−タンク・リミタ−分周方式復調装置の
実施例のブロック図、第３図は従来の逆変調−タンク・
リミタ方式復調装置の実施例のブロック図である。 １，１Ａ，１Ｂ……搬送波再生回路、２……遅延器，３
……同期検波器、１１……Ｍ逓倍器、１２……乗算器、
１３Ａ，１３Ｂ……タンク、１４……リミタ、１５……
（Ｍ−１）逓倍器。
Claims (1)
- 【請求項１】Ｍ相（Ｍ＝２，４，６，８，……）ＰＳ
Ｋ，ＭＳＫ等の変調信号を再生搬送波により同期検波復
調する同期検波器と、前記変調信号に応答し前記再生搬
送波を発生する搬送波再生回路とを備えた復調装置にお
いて、前記搬送波再生回路が前記変調信号をＭ逓倍する
第１の逓倍器と、前記変調信号の搬送波周波数に同調し
たタンクと、前記タンクの出力に接続され一定振幅の前
記再生搬送波を発生するリミタと、前記リミタの出力を
（Ｍ−１）逓倍する第２の逓倍器と、前記第１の逓倍器
及び前記第２の逓倍器の出力を乗算し前記タンクに入力
する乗算器とで構成され、前記タンクにおける遅延に略
等しい遅延量を有する遅延器を前記同期検波器の入力に
備えたことを特徴とするディジタル変調信号復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63196724A JPH0642684B2 (ja) | 1988-08-05 | 1988-08-05 | ディジタル変調信号復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63196724A JPH0642684B2 (ja) | 1988-08-05 | 1988-08-05 | ディジタル変調信号復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0244946A JPH0244946A (ja) | 1990-02-14 |
| JPH0642684B2 true JPH0642684B2 (ja) | 1994-06-01 |
Family
ID=16362543
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63196724A Expired - Lifetime JPH0642684B2 (ja) | 1988-08-05 | 1988-08-05 | ディジタル変調信号復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0642684B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5885679A (en) * | 1994-11-18 | 1999-03-23 | Asahi Kasei Kogyo Kabushiki Kaisha | Joining structure for waterproof fabric |
-
1988
- 1988-08-05 JP JP63196724A patent/JPH0642684B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0244946A (ja) | 1990-02-14 |
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