JPH0641377Y2 - コーリニアアンテナ - Google Patents
コーリニアアンテナInfo
- Publication number
- JPH0641377Y2 JPH0641377Y2 JP5646689U JP5646689U JPH0641377Y2 JP H0641377 Y2 JPH0641377 Y2 JP H0641377Y2 JP 5646689 U JP5646689 U JP 5646689U JP 5646689 U JP5646689 U JP 5646689U JP H0641377 Y2 JPH0641377 Y2 JP H0641377Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- wavelength
- antenna
- dipole radiating
- radiating element
- sleeve
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本考案は、垂直偏波信号により移動局を対象とした無線
通信を行なう際に、その基地局用アンテナとして使用さ
れるコーリニアアンテナに関する。
通信を行なう際に、その基地局用アンテナとして使用さ
れるコーリニアアンテナに関する。
［従来の技術］ 従来、タクシ無線等、移動局との間で無線通信を行なう
基地局用アンテナとしては、主に垂直偏波水平面指向性
のアンテナが用いられる。ここで、比較的構造が簡単で
高利得が得られるアンテナとして、直列給電型の多段同
軸ダイポール型コーリニアアンテナが広く利用されてい
る。
基地局用アンテナとしては、主に垂直偏波水平面指向性
のアンテナが用いられる。ここで、比較的構造が簡単で
高利得が得られるアンテナとして、直列給電型の多段同
軸ダイポール型コーリニアアンテナが広く利用されてい
る。
第３図は直列給電同軸ダイポール型の従来の８段コーリ
ニアアンテナを示す断面構成図であり、このコーリニア
アンテナは、まず、中心導体11と、この中心導体11に同
軸にした外部導体12とを備えるもので、外部導体12の最
上段には長さ約４分の１波長のスリーブ状導体が接続さ
れてダイポール下側の素子14bとされ、また、中心導体1
1の上端が長さ約４分の１波長突出されてダイポール上
側の素子14aとされる。つまり、上下の素子14a,14bを合
わせてダイポールとした放射素子14Aになる。そして、
外部導体12には、所定間隔毎に周方向にスリット15が設
けられ、このスリット15を挟んだ両端に、長さがそれぞ
れ４分の１波長のスリーブ状導体が接続されて、ダイポ
ールとしての７組の放射素子14B〜14Hが設けられる。ま
た、外部導体12の下端には接続端子16が設けられ、放射
素子14A〜14Hは絶縁カバー17により被われる。そして、
上記絶縁カバー17により一体化された放射素子14A〜14H
及び外部導体12は、アンテナ支柱18により支持される。
ニアアンテナを示す断面構成図であり、このコーリニア
アンテナは、まず、中心導体11と、この中心導体11に同
軸にした外部導体12とを備えるもので、外部導体12の最
上段には長さ約４分の１波長のスリーブ状導体が接続さ
れてダイポール下側の素子14bとされ、また、中心導体1
1の上端が長さ約４分の１波長突出されてダイポール上
側の素子14aとされる。つまり、上下の素子14a,14bを合
わせてダイポールとした放射素子14Aになる。そして、
外部導体12には、所定間隔毎に周方向にスリット15が設
けられ、このスリット15を挟んだ両端に、長さがそれぞ
れ４分の１波長のスリーブ状導体が接続されて、ダイポ
ールとしての７組の放射素子14B〜14Hが設けられる。ま
た、外部導体12の下端には接続端子16が設けられ、放射
素子14A〜14Hは絶縁カバー17により被われる。そして、
上記絶縁カバー17により一体化された放射素子14A〜14H
及び外部導体12は、アンテナ支柱18により支持される。
ここで、上記スリット15間の間隔は、絶縁物13による波
長短縮率を考慮して電気的に１波長とされるので、各ス
ロット15部に設けられた放射素子14B〜14Hは同相の給電
を受けることになる。
長短縮率を考慮して電気的に１波長とされるので、各ス
ロット15部に設けられた放射素子14B〜14Hは同相の給電
を受けることになる。
しかしながら、上記従来のコーリニアアンテナでは、最
上段放射素子14Aの構造が他の放射素子14B〜14Hの構造
と異なるため、それぞれのインピーダンスも異なり、各
放射素子14A〜14Hから等振幅、同位相の給電が成されな
い問題がある。
上段放射素子14Aの構造が他の放射素子14B〜14Hの構造
と異なるため、それぞれのインピーダンスも異なり、各
放射素子14A〜14Hから等振幅、同位相の給電が成されな
い問題がある。
［考案が解決しようとする課題］ すなわち、上記構成の従来のコーリニアアンテナにおい
て、各放射素子14A〜14Hから同位相、等振幅で給電が成
されないと、垂直偏波垂直面指向性（Ｅ面）において、
サブローブが大きくなり、利得も低くなるという欠点が
ある。
て、各放射素子14A〜14Hから同位相、等振幅で給電が成
されないと、垂直偏波垂直面指向性（Ｅ面）において、
サブローブが大きくなり、利得も低くなるという欠点が
ある。
第４図は上記従来の８段コーリニアアンテナにおける80
0MHz帯の垂直面（Ｅ面）指向特性を示すもので、同図か
ら明らかなように、従来のコーリニアアンテナでは大き
なサブローブが存在し、その最も大きいサブローブレベ
ルは−9dbにも達してしまう。
0MHz帯の垂直面（Ｅ面）指向特性を示すもので、同図か
ら明らかなように、従来のコーリニアアンテナでは大き
なサブローブが存在し、その最も大きいサブローブレベ
ルは−9dbにも達してしまう。
したがつて、従来のコーリニアアンテナでは、各段の放
射素子14A〜14Hから、それぞれ等振幅、同位相の放射が
得られないため、指向性合成の際、メインローブ方向以
外の信号が互いにキャンセルされず、大きなサブローブ
が生じてしまうという欠点があるのに伴い、利得の低下
を招く欠点がある。
射素子14A〜14Hから、それぞれ等振幅、同位相の放射が
得られないため、指向性合成の際、メインローブ方向以
外の信号が互いにキャンセルされず、大きなサブローブ
が生じてしまうという欠点があるのに伴い、利得の低下
を招く欠点がある。
また、上記従来のコーリニアアンテナでは、定在波比が
1.5以下になる周波数比帯域が1.5％程度しか得られない
欠点がある。
1.5以下になる周波数比帯域が1.5％程度しか得られない
欠点がある。
本考案は上記課題に鑑みなされたもので、垂直偏波垂直
面指向特性に大きなサブローブが生じることなく、利得
の低下を防ぎ、しかも広帯域特性が得られるようになる
コーリニアアンテナを提供することを目的とする。
面指向特性に大きなサブローブが生じることなく、利得
の低下を防ぎ、しかも広帯域特性が得られるようになる
コーリニアアンテナを提供することを目的とする。
［課題を解決するための手段及び作用］ すなわち本考案に係わるコーリニアアンテナは、垂直に
配置された同軸線路の外部導体に１波長間隔毎に周方向
に切欠き形成された複数のスロット部と、この複数のス
ロット部それぞれの上下両端にスリーブ状の開口面を上
向き及び下向きにして接続された長さ４分の１波長のス
リーブ状導体とを有し、上記個々のスロット部及び各対
応する上下一対のスリーブ状導体からなる同一構造のダ
イポール放射素子を同軸上に複数段配置してなり、上記
複数段のダイポール放射素子のうち最上段のダイポール
放射素子からアンテナ上端までの長さを４分の１波長の
整数倍として構成され、各ダイポール放射素子それぞれ
のスロット部に最大の放射電流が設定されるよう調整す
るスタブ回路と、上記複数段のダイポール放射素子のう
ち最下段のダイポール放射素子と給電端子との間の同軸
線路上にその中心導体の径を４分の１波長毎に異ならし
て構成され、該給電端子から見たインピーダンスを段階
的に変換して周波数特性を広帯域化する複数段の４分の
１波長インピーダンス変換回路とを備え、上記放射素子
を全て同一構造とすることでサブローブを小さくし利得
の上昇を図り、スタブ回路とインピーダンス変換回路と
により周波数の広帯域特性が得られるようになる。
配置された同軸線路の外部導体に１波長間隔毎に周方向
に切欠き形成された複数のスロット部と、この複数のス
ロット部それぞれの上下両端にスリーブ状の開口面を上
向き及び下向きにして接続された長さ４分の１波長のス
リーブ状導体とを有し、上記個々のスロット部及び各対
応する上下一対のスリーブ状導体からなる同一構造のダ
イポール放射素子を同軸上に複数段配置してなり、上記
複数段のダイポール放射素子のうち最上段のダイポール
放射素子からアンテナ上端までの長さを４分の１波長の
整数倍として構成され、各ダイポール放射素子それぞれ
のスロット部に最大の放射電流が設定されるよう調整す
るスタブ回路と、上記複数段のダイポール放射素子のう
ち最下段のダイポール放射素子と給電端子との間の同軸
線路上にその中心導体の径を４分の１波長毎に異ならし
て構成され、該給電端子から見たインピーダンスを段階
的に変換して周波数特性を広帯域化する複数段の４分の
１波長インピーダンス変換回路とを備え、上記放射素子
を全て同一構造とすることでサブローブを小さくし利得
の上昇を図り、スタブ回路とインピーダンス変換回路と
により周波数の広帯域特性が得られるようになる。
［実施例］ 以下図面を参照して本考案の一実施例を説明する。
第１図は８段式コーリニアアンテナの断面構成を示すも
ので、同図において、１は中心導体であり、この中心導
体１は同軸にした筒状の外部導体２により被われ垂直に
配置される。この外部導体２には、所定間隔毎に周方向
に切欠き形成したスロット５が設けられ、このスロット
５の上下両端には、長さ４分の１波長のスリーブ状導体
がそれぞれそのスリーブ状開口面を上向き及び下向きに
して接続され、ダイポールとしての８個の放射素子4A〜
4Hが多段構成される。
ので、同図において、１は中心導体であり、この中心導
体１は同軸にした筒状の外部導体２により被われ垂直に
配置される。この外部導体２には、所定間隔毎に周方向
に切欠き形成したスロット５が設けられ、このスロット
５の上下両端には、長さ４分の１波長のスリーブ状導体
がそれぞれそのスリーブ状開口面を上向き及び下向きに
して接続され、ダイポールとしての８個の放射素子4A〜
4Hが多段構成される。
一方、外部導体２の下端には給電用の接続端子６が設け
られ、また、放射素子4A〜4Hが多段に構成された外部導
体２の周囲は、絶縁物カバー７により全体的に被われ
る。この絶縁物カバー７の下端には、放射素子4A〜4H全
体を支持するアンテナ支柱８が設けられる。
られ、また、放射素子4A〜4Hが多段に構成された外部導
体２の周囲は、絶縁物カバー７により全体的に被われ
る。この絶縁物カバー７の下端には、放射素子4A〜4H全
体を支持するアンテナ支柱８が設けられる。
そして、上記多段構成された放射素子4A〜4Hのうち、最
上段放射素子4Aからアンテナ上端までの同軸線路におい
てスタブ回路９を構成する。また、最下段放射素子4Hと
接続端子６との間の同軸線路上には、２段の４分の１波
長インピーダンス変換回路10が設けられる。
上段放射素子4Aからアンテナ上端までの同軸線路におい
てスタブ回路９を構成する。また、最下段放射素子4Hと
接続端子６との間の同軸線路上には、２段の４分の１波
長インピーダンス変換回路10が設けられる。
ここで、上記中心導体１と外部導体２とは、絶縁物３を
介して所定の間隔に保持される。そして、外部導体２に
対し複数設けたスロット５間の間隔は、上記絶縁物３に
よる波長短縮率を考慮して電気的に１波長になるよう設
定される。
介して所定の間隔に保持される。そして、外部導体２に
対し複数設けたスロット５間の間隔は、上記絶縁物３に
よる波長短縮率を考慮して電気的に１波長になるよう設
定される。
すなわち、上記構成によるコーリニアアンテナにおいて
は、多段構成した放射素子4A〜4Hのそれぞれが全て同一
構造であるので、各放射素子4A〜4Hからは、同相，等振
幅で電波が放射されることになる。このため、合成指向
性におけるサブローブは互いにキャンセルされ、サブロ
ーブの小さい指向特性が得られることになる。
は、多段構成した放射素子4A〜4Hのそれぞれが全て同一
構造であるので、各放射素子4A〜4Hからは、同相，等振
幅で電波が放射されることになる。このため、合成指向
性におけるサブローブは互いにキャンセルされ、サブロ
ーブの小さい指向特性が得られることになる。
第２図は上記第１図で示した８段コーリニアアンテナに
おける800MHz帯の垂直面（Ｅ面）指向特性を示すもの
で、同図から明らかなように、本実施例のコーリニアア
ンテナでは、サブローブがメインローブに対し−13db程
度小さくなるので、その分メインローブの利得が上昇す
ることになる。
おける800MHz帯の垂直面（Ｅ面）指向特性を示すもの
で、同図から明らかなように、本実施例のコーリニアア
ンテナでは、サブローブがメインローブに対し−13db程
度小さくなるので、その分メインローブの利得が上昇す
ることになる。
一方、スタブ回路９には、例えばショートスタブ回路が
使用され、最上段放射素子4Aのスロット５からアンテナ
上端のショート端までの長さを約２分の１波長に設定
し、該ショート端における同軸線路の中心導体１と外部
導体２とをショートさせることで、該ショート端におけ
る電流を最大に設定するもので、これにより、上記ショ
ート端から２分の１波長の整数倍の間隔で存在する各ス
ロット５部のそれぞれ、つまり各放射素子4A〜4Hの給電
点に、放射電流の最大値が設定されるよう調整する。
使用され、最上段放射素子4Aのスロット５からアンテナ
上端のショート端までの長さを約２分の１波長に設定
し、該ショート端における同軸線路の中心導体１と外部
導体２とをショートさせることで、該ショート端におけ
る電流を最大に設定するもので、これにより、上記ショ
ート端から２分の１波長の整数倍の間隔で存在する各ス
ロット５部のそれぞれ、つまり各放射素子4A〜4Hの給電
点に、放射電流の最大値が設定されるよう調整する。
ここで、上記スタブ回路９は、ショートスタブ回路の
他、オープンスタブ回路等でもよく、但し、最上段放射
素子4Aのスロット５からアンテナ上端のオープン端まで
の長さは約４分の１波長に設定される。
他、オープンスタブ回路等でもよく、但し、最上段放射
素子4Aのスロット５からアンテナ上端のオープン端まで
の長さは約４分の１波長に設定される。
また、上記４分の１波長インピーダンス変換回路10は、
最下段放射素子4Hと給電端子６との間の同軸線路におい
て、その中心導体１の径を該給電端子６側から放射素子
4Hの側へ４分の１波長ずつ２段階に太くして構成される
もので、これにより、給電端子６から見たインピーダン
スは段階的に整合され、定在波比は1.5以下に調整され
る。
最下段放射素子4Hと給電端子６との間の同軸線路におい
て、その中心導体１の径を該給電端子６側から放射素子
4Hの側へ４分の１波長ずつ２段階に太くして構成される
もので、これにより、給電端子６から見たインピーダン
スは段階的に整合され、定在波比は1.5以下に調整され
る。
上記２段の４分の１波長インピーダンス変換回路10によ
り周波数特性が効果的に広帯域化される根拠は以下の通
りである。
り周波数特性が効果的に広帯域化される根拠は以下の通
りである。
すなわち、４分の１波長の線路において、負荷インピー
ダンスZL，入力インピーダンスZINとすると、その線路
の特性インピーダンスZ0は、一般に下式（１）で表現さ
れる。
ダンスZL，入力インピーダンスZINとすると、その線路
の特性インピーダンスZ0は、一般に下式（１）で表現さ
れる。
よって、負荷インピーダンスZLに対し特性インピーダン
スZ0の線路を長さ４分の１波長で接続すれば、所望の入
力インピーダンスZINに変換することができる。
スZ0の線路を長さ４分の１波長で接続すれば、所望の入
力インピーダンスZINに変換することができる。
そして、まず、４分１波長の範囲でのみ中心導体１の径
を太くした１段のインピーダンス変換回路を構成した場
合に、負荷インピーダンスZL，入力インピーダンス
ZIN，給電インピーダンスZ1とすると、Z1からZINを見た
ときのfc（中心周波数）＋Δｆ（周波数偏差）における
反射係数Γ１は、一般に下式（２）で表現される。
を太くした１段のインピーダンス変換回路を構成した場
合に、負荷インピーダンスZL，入力インピーダンス
ZIN，給電インピーダンスZ1とすると、Z1からZINを見た
ときのfc（中心周波数）＋Δｆ（周波数偏差）における
反射係数Γ１は、一般に下式（２）で表現される。
ここで、簡略化のためZLを実抵抗とし、インピーダンス
変換比（Z1/ZL）＝3,比帯域2.6％（±1.3％）における
反射係数Γ１を求めると、 となる。
変換比（Z1/ZL）＝3,比帯域2.6％（±1.3％）における
反射係数Γ１を求めると、 となる。
一方、４分の１波長毎に中心導体１の径を２段階に太く
した２段のインピーダンス変換回路を構成した場合に、
負荷インピーダンスZL，入力インピーダンスZIN，給電
インピーダンスZ1とすると、Z1からZINを見たときのfc
（中心周波数）＋Δｆ（周波数偏差）における反射係数
Γ２は、一般に下式（３）で表現される。
した２段のインピーダンス変換回路を構成した場合に、
負荷インピーダンスZL，入力インピーダンスZIN，給電
インピーダンスZ1とすると、Z1からZINを見たときのfc
（中心周波数）＋Δｆ（周波数偏差）における反射係数
Γ２は、一般に下式（３）で表現される。
ここで、前記１段のインピーダンス変換回路の場合と同
様の条件で、簡略化のためZLを実抵抗とし、インピーダ
ンス変換比（Z1/ZL）＝3,比帯域2.6％（±1.3％）にお
ける反射係数Γ２を求めると、 となる。
様の条件で、簡略化のためZLを実抵抗とし、インピーダ
ンス変換比（Z1/ZL）＝3,比帯域2.6％（±1.3％）にお
ける反射係数Γ２を求めると、 となる。
つまり、同じ比帯域において２段のインピーダンス変換
回路であれば、その反射係数Γを小さくできるので、該
反射係数Γを同じにした場合には、周波数特性を広帯域
化することができる。
回路であれば、その反射係数Γを小さくできるので、該
反射係数Γを同じにした場合には、周波数特性を広帯域
化することができる。
よって、２段の４分１波長インピーダンス変換回路10を
構成することで、定在波比1.5以下で比帯域が従来の２
倍の広帯域特性を得ることができる。
構成することで、定在波比1.5以下で比帯域が従来の２
倍の広帯域特性を得ることができる。
ここで、上記周波数比帯域特性は、コーリニアアンテナ
の段数に応じて変化するもので、放射素子段数が少なけ
れば該比帯域特性は大きく、放射素子段数が多ければ該
比帯域特性は小さくなる。
の段数に応じて変化するもので、放射素子段数が少なけ
れば該比帯域特性は大きく、放射素子段数が多ければ該
比帯域特性は小さくなる。
したがって、上記構成のコーリニアアンテナによれば、
多段構成にした放射素子4A〜4Hの全てを同一構造とし、
等振幅給電とすることにより、サブローブの小さい指向
特性が得られ、利得上昇が図れるようになる。更に、４
分の１波長インピーダンス変換回路10を設けたことで、
直列給電方式でありながら広いインピーダンスの周波数
比帯域特性を得ることができる。
多段構成にした放射素子4A〜4Hの全てを同一構造とし、
等振幅給電とすることにより、サブローブの小さい指向
特性が得られ、利得上昇が図れるようになる。更に、４
分の１波長インピーダンス変換回路10を設けたことで、
直列給電方式でありながら広いインピーダンスの周波数
比帯域特性を得ることができる。
尚、上記実施例では、放射素子を８段にしたコーリニア
アンテナを800MHz帯で使用する場合について述べたが、
使用周波数帯域及び放射素子段数が異なっても上記と同
様の効果が得られるのは勿論である。
アンテナを800MHz帯で使用する場合について述べたが、
使用周波数帯域及び放射素子段数が異なっても上記と同
様の効果が得られるのは勿論である。
［考案の効果］ 以上のように本考案によれば、垂直に配置された同軸線
路の外部導体に１波長間隔毎に周方向に切欠き形成され
た複数のスロット部と、この複数のスロット部それぞれ
の上下両端にスリーブ状の開口面を上向き及び下向きに
して接続された長さ４分の１波長のスリーブ状導体とを
有し、上記個々のスロット部及び各対応する上下一対の
スリーブ状導体からなる同一構造のダイポール放射素子
を同軸上に複数段配置してなり、上記複数段のダイポー
ル放射素子のうち最上段のダイポール放射素子からアン
テナ上端までの長さを４分の１波長の整数倍として構成
され、各ダイポール放射素子それぞれのスロット部に最
大の放射電流が設定されるよう調整するスタブ回路と、
上記複数段のダイポール放射素子のうち最下段のダイポ
ール放射素子と給電端子との間の同軸線路上にその中心
導体の径を４分の１波長毎に異ならして構成され、該給
電端子から見たインピーダンスを段階的に変換して周波
数特性を広帯域化する複数段の４分の１波長インピーダ
ンス変換回路とを備えて構成したので、垂直偏波垂直面
指向特性に大きなサブローブが生じることなく、利得の
低下を防ぎ、しかも広帯域特性が得られるようになるコ
ーリニアアンテナを提供できる。
路の外部導体に１波長間隔毎に周方向に切欠き形成され
た複数のスロット部と、この複数のスロット部それぞれ
の上下両端にスリーブ状の開口面を上向き及び下向きに
して接続された長さ４分の１波長のスリーブ状導体とを
有し、上記個々のスロット部及び各対応する上下一対の
スリーブ状導体からなる同一構造のダイポール放射素子
を同軸上に複数段配置してなり、上記複数段のダイポー
ル放射素子のうち最上段のダイポール放射素子からアン
テナ上端までの長さを４分の１波長の整数倍として構成
され、各ダイポール放射素子それぞれのスロット部に最
大の放射電流が設定されるよう調整するスタブ回路と、
上記複数段のダイポール放射素子のうち最下段のダイポ
ール放射素子と給電端子との間の同軸線路上にその中心
導体の径を４分の１波長毎に異ならして構成され、該給
電端子から見たインピーダンスを段階的に変換して周波
数特性を広帯域化する複数段の４分の１波長インピーダ
ンス変換回路とを備えて構成したので、垂直偏波垂直面
指向特性に大きなサブローブが生じることなく、利得の
低下を防ぎ、しかも広帯域特性が得られるようになるコ
ーリニアアンテナを提供できる。
第１図は本考案の一実施例に係わるコーリニアアンテナ
を示す断面構成図、第２図は上記コーリニアアンテナの
800MHzにおける垂直面指向特性を示す図、第３図は従来
のコーリニアアンテナを示す断面構成図、第４図は上記
従来のコーリニアアンテナの800MHzにおける垂直面指向
特性を示す図である。 １…中心導体、２…外部導体、３…絶縁物、4A〜4H…放
射素子、５…スロット、６…接続端子、７…カバー、８
…アンテナ支柱、９…スタブ回路、10…インピーダンス
変換回路。
を示す断面構成図、第２図は上記コーリニアアンテナの
800MHzにおける垂直面指向特性を示す図、第３図は従来
のコーリニアアンテナを示す断面構成図、第４図は上記
従来のコーリニアアンテナの800MHzにおける垂直面指向
特性を示す図である。 １…中心導体、２…外部導体、３…絶縁物、4A〜4H…放
射素子、５…スロット、６…接続端子、７…カバー、８
…アンテナ支柱、９…スタブ回路、10…インピーダンス
変換回路。
Claims (1)
- 【請求項１】垂直に配置された同軸線路の外部導体に１
波長間隔毎に周方向に切欠き形成された複数のスロット
部と、 この複数のスロット部それぞれの上下両端にスリーブ状
の開口面を上向き及び下向きにして接続された長さ４分
の１波長のスリーブ状導体とを有し、 上記個々のスロット部及び各対応する上下一対のスリー
ブ状導体からなる同一構造のダイポール放射素子を同軸
上に複数段配置してなり、 上記複数段のダイポール放射素子のうち最上段のダイポ
ール放射素子からアンテナ上端までの長さを４分の１波
長の整数倍として構成され、各ダイポール放射素子それ
ぞれのスロット部に最大の放射電流が設定されるよう調
整するスタブ回路と、 上記複数段のダイポール放射素子のうち最下段のダイポ
ール放射素子と給電端子との間の同軸線路上にその中心
導体の径を４分の１波長毎に異ならして構成され、該給
電端子から見たインピーダンスを段階的に変換して周波
数特性を広帯域化する複数段の４分の１波長インピーダ
ンス変換回路と、 を具備したことを特徴とするコーリニアアンテナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5646689U JPH0641377Y2 (ja) | 1989-05-18 | 1989-05-18 | コーリニアアンテナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5646689U JPH0641377Y2 (ja) | 1989-05-18 | 1989-05-18 | コーリニアアンテナ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02147916U JPH02147916U (ja) | 1990-12-17 |
| JPH0641377Y2 true JPH0641377Y2 (ja) | 1994-10-26 |
Family
ID=31580315
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5646689U Expired - Fee Related JPH0641377Y2 (ja) | 1989-05-18 | 1989-05-18 | コーリニアアンテナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0641377Y2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010268289A (ja) * | 2009-05-15 | 2010-11-25 | Nippon Antenna Co Ltd | コーリニアアンテナ |
-
1989
- 1989-05-18 JP JP5646689U patent/JPH0641377Y2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010268289A (ja) * | 2009-05-15 | 2010-11-25 | Nippon Antenna Co Ltd | コーリニアアンテナ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02147916U (ja) | 1990-12-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US2324462A (en) | High frequency antenna system | |
| JP3386439B2 (ja) | 指向性切換アンテナ装置 | |
| US6219002B1 (en) | Planar antenna | |
| JP3302669B2 (ja) | 偏波共用アンテナ装置 | |
| TW200400665A (en) | Single piece twin folded dipole antenna | |
| JPS6141205A (ja) | 広帯域伝送線路アンテナ | |
| US6646619B2 (en) | Broadband antenna assembly of matching circuitry and ground plane conductive radiating element | |
| TW580779B (en) | Combined antenna | |
| CN110048216A (zh) | 小型双极化天线辐射装置及通信设备 | |
| US4031539A (en) | Broadband turnstile antenna | |
| US4611214A (en) | Tactical high frequency array antennas | |
| JP2525545Y2 (ja) | 広帯域マイクロストリップアンテナ | |
| US4635068A (en) | Double-tuned disc loaded monopole | |
| JP3444079B2 (ja) | コリニアアレイアンテナ | |
| US3710340A (en) | Small, broadband, unidirectional antenna | |
| JPH0641377Y2 (ja) | コーリニアアンテナ | |
| US20040017327A1 (en) | Dual polarized integrated antenna | |
| JPS639206A (ja) | アンテナ装置 | |
| JP2559001B2 (ja) | アンテナ装置 | |
| JP3320107B2 (ja) | 広帯域２ダイポールアンテナ | |
| JPH05347511A (ja) | 平板型アンテナ | |
| US2598005A (en) | High-gain directionalized antenna | |
| US3482249A (en) | Broadband tower antenna system | |
| TW565967B (en) | Dual band planar high-frequency antenna | |
| US2983919A (en) | Tuning means for slot radiator |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |