JPH06350658A - 直交変調器 - Google Patents
直交変調器Info
- Publication number
- JPH06350658A JPH06350658A JP16389693A JP16389693A JPH06350658A JP H06350658 A JPH06350658 A JP H06350658A JP 16389693 A JP16389693 A JP 16389693A JP 16389693 A JP16389693 A JP 16389693A JP H06350658 A JPH06350658 A JP H06350658A
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- Japan
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- input signal
- gain
- component input
- quadrature
- amplitude
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 同相成分と直交成分との間の振幅のアンバラ
ンスを適応的に補償し、変調信号の歪みを抑えることが
できる直交変調器を提供する。 【構成】 同相成分入力信号または直交成分入力信号の
少なくとも一方のゲインを調整する利得調整手段３を備
えた直交変調器において、直交変調器の出力から包絡線
信号を検出する包絡線検出手段９と、包絡線信号Ｒ、同
相成分入力信号Ｉおよび直交成分入力信号Ｑに基づいて
同相成分と直交成分との間の振幅のアンバランスに相当
する振幅比を計算して利得調整手段３におけるゲインを
前記振幅比の逆数となるように制御する利得制御手段10
とを設ける。利得制御手段は、利得調整手段のゲインを
適応的に制御し、その結果、同相成分と直交成分との振
幅のアンバランスが即時的に補償される。温度変動など
の環境変化に対しても追従してアンバランスを補償する
ことができる。
ンスを適応的に補償し、変調信号の歪みを抑えることが
できる直交変調器を提供する。 【構成】 同相成分入力信号または直交成分入力信号の
少なくとも一方のゲインを調整する利得調整手段３を備
えた直交変調器において、直交変調器の出力から包絡線
信号を検出する包絡線検出手段９と、包絡線信号Ｒ、同
相成分入力信号Ｉおよび直交成分入力信号Ｑに基づいて
同相成分と直交成分との間の振幅のアンバランスに相当
する振幅比を計算して利得調整手段３におけるゲインを
前記振幅比の逆数となるように制御する利得制御手段10
とを設ける。利得制御手段は、利得調整手段のゲインを
適応的に制御し、その結果、同相成分と直交成分との振
幅のアンバランスが即時的に補償される。温度変動など
の環境変化に対しても追従してアンバランスを補償する
ことができる。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、デジタル無線通信の送
信に用いる直交変調器に関し、特に、変調信号の歪を自
動的に除くことができるように構成したものである。
信に用いる直交変調器に関し、特に、変調信号の歪を自
動的に除くことができるように構成したものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の直交変調器は、図４に示すよう
に、同相成分入力信号Ｉ(ｔ)が印加される同相成分入力
端子１と、直交成分入力信号Ｑ(ｔ)が印加される直交成
分入力端子２と、直交成分入力信号の振幅をマニュアル
で制御するための可変利得増幅器17と、搬送波信号を発
生する発振器６と、発振器６の出力と同相成分入力信号
Ｉ(ｔ)とを乗算する乗算器４と、発振器６の出力をπ／
２位相シフトする移相器７と、移相器７の出力と可変利
得増幅器17の出力とを乗算する乗算器５と、乗算器４の
出力と乗算器５の出力とを加算する加算器８と、加算器
８の出力を直交変調出力Ｓ(ｔ)として出力する出力端子
11とを備えている。
に、同相成分入力信号Ｉ(ｔ)が印加される同相成分入力
端子１と、直交成分入力信号Ｑ(ｔ)が印加される直交成
分入力端子２と、直交成分入力信号の振幅をマニュアル
で制御するための可変利得増幅器17と、搬送波信号を発
生する発振器６と、発振器６の出力と同相成分入力信号
Ｉ(ｔ)とを乗算する乗算器４と、発振器６の出力をπ／
２位相シフトする移相器７と、移相器７の出力と可変利
得増幅器17の出力とを乗算する乗算器５と、乗算器４の
出力と乗算器５の出力とを加算する加算器８と、加算器
８の出力を直交変調出力Ｓ(ｔ)として出力する出力端子
11とを備えている。
【０００３】この直交変調器の乗算器４および乗算器５
の乗算係数を各々Ａ、Ｂ、また、可変利得増幅器17のゲ
インをＫとするとき、直交変調器出力Ｓ(ｔ)は、次の数
式１によって表わされる。 Ｓ(t)＝Ａ(Ｉ(t)ｃｏｓ(ωｃt)＋Ｋ(Ｂ／Ａ)Ｑ(t)ｓｉｎ(ωｃt)) (１) 上式において、Ｂ／Ａは乗算器４、５の乗算係数のアン
バランスによって生じる同相成分と直交成分の間の振幅
比である。可変利得増幅器のゲインＫを調整して、この
振幅比の逆数であるＡ／Ｂに設定することにより、振幅
のアンバランスが補償され、次の数式２で表わされる無
歪の直交変調信号が得られる。 Ｓ(t)＝Ａ(Ｉ(t)ｃｏｓ(ωｃt)＋Ｑ(t)ｓｉｎ(ωｃt)) (２) このように、従来の直交変調器では、直交成分の振幅を
可変利得増幅器17でマニュアル調整し、同相成分と直交
成分との間の振幅のアンバランスを補償することによっ
て無歪の変調信号を得ていた。
の乗算係数を各々Ａ、Ｂ、また、可変利得増幅器17のゲ
インをＫとするとき、直交変調器出力Ｓ(ｔ)は、次の数
式１によって表わされる。 Ｓ(t)＝Ａ(Ｉ(t)ｃｏｓ(ωｃt)＋Ｋ(Ｂ／Ａ)Ｑ(t)ｓｉｎ(ωｃt)) (１) 上式において、Ｂ／Ａは乗算器４、５の乗算係数のアン
バランスによって生じる同相成分と直交成分の間の振幅
比である。可変利得増幅器のゲインＫを調整して、この
振幅比の逆数であるＡ／Ｂに設定することにより、振幅
のアンバランスが補償され、次の数式２で表わされる無
歪の直交変調信号が得られる。 Ｓ(t)＝Ａ(Ｉ(t)ｃｏｓ(ωｃt)＋Ｑ(t)ｓｉｎ(ωｃt)) (２) このように、従来の直交変調器では、直交成分の振幅を
可変利得増幅器17でマニュアル調整し、同相成分と直交
成分との間の振幅のアンバランスを補償することによっ
て無歪の変調信号を得ていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の直交変
調器は、可変利得増幅器のゲインの調整をマニュアルに
頼っているため、調整者の技量の差によって調整結果に
バラツキが生じたり、調整をし忘れる事態が起こったり
する。また、同相成分と直交成分との間の振幅比が温度
等の変動で変化することがあるが、従来の直交変調器
は、こうした環境変化に起因する特性の変動に対して追
従して補償することができない。
調器は、可変利得増幅器のゲインの調整をマニュアルに
頼っているため、調整者の技量の差によって調整結果に
バラツキが生じたり、調整をし忘れる事態が起こったり
する。また、同相成分と直交成分との間の振幅比が温度
等の変動で変化することがあるが、従来の直交変調器
は、こうした環境変化に起因する特性の変動に対して追
従して補償することができない。
【０００５】本発明は、こうした従来の問題点を解決す
るものであり、同相成分と直交成分との間の振幅のアン
バランスを適応的に補償し、変調信号の歪みを抑えるこ
とができる直交変調器を提供することを目的としてい
る。
るものであり、同相成分と直交成分との間の振幅のアン
バランスを適応的に補償し、変調信号の歪みを抑えるこ
とができる直交変調器を提供することを目的としてい
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明では、同
相成分入力信号または直交成分入力信号の少なくとも一
方のゲインを調整する利得調整手段を備えた直交変調器
において、直交変調器の出力から包絡線信号を検出する
包絡線検出手段と、包絡線信号、同相成分入力信号およ
び直交成分入力信号に基づいて同相成分と直交成分との
間の振幅のアンバランスに相当する振幅比を計算して利
得調整手段におけるゲインを前記振幅比の逆数となるよ
うに制御する利得制御手段とを設けている。
相成分入力信号または直交成分入力信号の少なくとも一
方のゲインを調整する利得調整手段を備えた直交変調器
において、直交変調器の出力から包絡線信号を検出する
包絡線検出手段と、包絡線信号、同相成分入力信号およ
び直交成分入力信号に基づいて同相成分と直交成分との
間の振幅のアンバランスに相当する振幅比を計算して利
得調整手段におけるゲインを前記振幅比の逆数となるよ
うに制御する利得制御手段とを設けている。
【０００７】また、この利得制御手段には、包絡線信
号、同相成分入力信号および直交成分入力信号から一定
周期毎に短い時間差を置いて二つの値をサンプリングす
るサンプリング手段と、サンプリングされたサンプル値
の各々を２乗する２乗振幅演算手段とを設け、この２乗
振幅演算手段が演算した２乗振幅値に基づいて前記振幅
比を計算している。
号、同相成分入力信号および直交成分入力信号から一定
周期毎に短い時間差を置いて二つの値をサンプリングす
るサンプリング手段と、サンプリングされたサンプル値
の各々を２乗する２乗振幅演算手段とを設け、この２乗
振幅演算手段が演算した２乗振幅値に基づいて前記振幅
比を計算している。
【０００８】
【作用】そのため、利得制御手段は、直交変調器出力の
包絡線信号、同相成分入力信号および直交成分入力信号
の各信号に基づいて利得調整手段のゲインを適応的に制
御し、その結果、同相成分と直交成分との振幅のアンバ
ランスが即時的に補償される。従って、温度変動などの
環境変化に対しても追従してアンバランスを補償するこ
とができる。
包絡線信号、同相成分入力信号および直交成分入力信号
の各信号に基づいて利得調整手段のゲインを適応的に制
御し、その結果、同相成分と直交成分との振幅のアンバ
ランスが即時的に補償される。従って、温度変動などの
環境変化に対しても追従してアンバランスを補償するこ
とができる。
【０００９】
【実施例】本発明の実施例における直交変調器は、図１
に示すように、直交成分入力信号の振幅を制御する可変
利得制御増幅器３と、出力される直交変調信号Ｓの包絡
線信号を検出する包絡線検波回路９と、可変利得制御増
幅器３のゲインを制御するゲイン制御回路10とを備えて
いる。その他の構成は、従来の直交変調器(図４)と変わ
りがない。
に示すように、直交成分入力信号の振幅を制御する可変
利得制御増幅器３と、出力される直交変調信号Ｓの包絡
線信号を検出する包絡線検波回路９と、可変利得制御増
幅器３のゲインを制御するゲイン制御回路10とを備えて
いる。その他の構成は、従来の直交変調器(図４)と変わ
りがない。
【００１０】ゲイン制御回路10は、包絡線信号検波回路
９から出力される包絡線信号Ｒ、同相成分入力信号Ｉお
よび直交成分入力信号Ｑに基づいて、直交変調信号Ｓに
含まれる同相成分と直交成分とのアンバランスに相当す
る振幅比を計算する。そして、可変利得制御増幅器３の
ゲインをこの振幅比の逆数に設定するための制御信号Ｃ
を出力する。
９から出力される包絡線信号Ｒ、同相成分入力信号Ｉお
よび直交成分入力信号Ｑに基づいて、直交変調信号Ｓに
含まれる同相成分と直交成分とのアンバランスに相当す
る振幅比を計算する。そして、可変利得制御増幅器３の
ゲインをこの振幅比の逆数に設定するための制御信号Ｃ
を出力する。
【００１１】このゲイン制御回路10は、図２に示すよう
に、包絡線信号Ｒ、同相成分入力信号Ｉおよび直交成分
入力信号Ｑの各信号をサンプリングする連動スイッチ12
と、包絡線信号Ｒのサンプル値を２乗する２乗振幅演算
回路13と、同相成分入力信号Ｉのサンプル値を２乗する
２乗振幅演算回路14と、直交成分入力信号Ｑのサンプル
値を２乗する２乗振幅演算回路15と、各２乗振幅演算回
路13、14、15の出力に基づいて直交変調信号に含まれる
同相成分と直交成分との間のアンバランスに相当する振
幅比を計算し、この振幅比に応じた制御信号Ｃを発生す
るゲイン設定回路16とを備えている。
に、包絡線信号Ｒ、同相成分入力信号Ｉおよび直交成分
入力信号Ｑの各信号をサンプリングする連動スイッチ12
と、包絡線信号Ｒのサンプル値を２乗する２乗振幅演算
回路13と、同相成分入力信号Ｉのサンプル値を２乗する
２乗振幅演算回路14と、直交成分入力信号Ｑのサンプル
値を２乗する２乗振幅演算回路15と、各２乗振幅演算回
路13、14、15の出力に基づいて直交変調信号に含まれる
同相成分と直交成分との間のアンバランスに相当する振
幅比を計算し、この振幅比に応じた制御信号Ｃを発生す
るゲイン設定回路16とを備えている。
【００１２】連動スイッチ12は、図３に示すように、包
絡線信号Ｒ、同相成分入力信号Ｉおよび直交成分入力信
号Ｑの各信号を周期Ｔ毎に、Ｔより十分短いτなる時間
差を置いて二つのサンプルをサンプリングする。
絡線信号Ｒ、同相成分入力信号Ｉおよび直交成分入力信
号Ｑの各信号を周期Ｔ毎に、Ｔより十分短いτなる時間
差を置いて二つのサンプルをサンプリングする。
【００１３】この直交変調器の動作について説明する。
図１の乗算器４、５の特性が不均一であり、乗算係数が
各々異なる値Ａ、Ｂを持つものと仮定する。また、現時
点での可変利得制御増幅器３のゲインがＫn-1に設定さ
れているものと仮定する。この時、直交変調信号Ｓ(ｔ)
は、次の数式３によって表わされる。 Ｓ(t)＝Ａ(Ｉ(t)ｃｏｓ(ωｃt)＋Ｋn-1(Ｂ／Ａ)Ｑ(t)ｓｉｎ(ωｃt)) (３) このＳ(ｔ)を包絡線検波回路９で包絡線検波すると、出
力包絡線信号Ｒ(ｔ)は、次の数式４のようになる。 Ｒ(t)＝Ａ(Ｉ(t)2＋Ｋn-1 2(Ｂ／Ａ)2Ｑ(t)2）1/2 (４) 一方、ゲイン制御回路10は、包絡線信号Ｒ(ｔ)、同相成
分入力信号Ｉ(ｔ)および直交成分入力信号Ｑ(ｔ)の各信
号を、連動スイッチ12を用いて、周期Ｔごとに、τなる
時間差を置いて二サンプルずつサンプリングする(図
３)。ここで、ｎＴ≦ｔ≦ｎＴ＋τの間は、Ａ、Ｂが変
動しないものと仮定する。
図１の乗算器４、５の特性が不均一であり、乗算係数が
各々異なる値Ａ、Ｂを持つものと仮定する。また、現時
点での可変利得制御増幅器３のゲインがＫn-1に設定さ
れているものと仮定する。この時、直交変調信号Ｓ(ｔ)
は、次の数式３によって表わされる。 Ｓ(t)＝Ａ(Ｉ(t)ｃｏｓ(ωｃt)＋Ｋn-1(Ｂ／Ａ)Ｑ(t)ｓｉｎ(ωｃt)) (３) このＳ(ｔ)を包絡線検波回路９で包絡線検波すると、出
力包絡線信号Ｒ(ｔ)は、次の数式４のようになる。 Ｒ(t)＝Ａ(Ｉ(t)2＋Ｋn-1 2(Ｂ／Ａ)2Ｑ(t)2）1/2 (４) 一方、ゲイン制御回路10は、包絡線信号Ｒ(ｔ)、同相成
分入力信号Ｉ(ｔ)および直交成分入力信号Ｑ(ｔ)の各信
号を、連動スイッチ12を用いて、周期Ｔごとに、τなる
時間差を置いて二サンプルずつサンプリングする(図
３)。ここで、ｎＴ≦ｔ≦ｎＴ＋τの間は、Ａ、Ｂが変
動しないものと仮定する。
【００１４】この時、２乗振幅演算回路13を通った２乗
包絡線信号のｔ＝ｎＴおよびｔ＝ｎＴ＋τにおけるサン
プル値は、それぞれ次の数式５および数式６によって表
わされる。
包絡線信号のｔ＝ｎＴおよびｔ＝ｎＴ＋τにおけるサン
プル値は、それぞれ次の数式５および数式６によって表
わされる。
【００１５】 Ｒ(ｎＴ)2＝Ａ2(Ｉ(ｎＴ)2＋Ｋn-1 2(Ｂ／Ａ)2Ｑ(ｎＴ)2) (５) Ｒ(ｎＴ＋τ)2＝Ａ2(Ｉ(ｎＴ＋τ)2＋Ｋn-1 2(Ｂ／Ａ)2Ｑ(ｎＴ＋τ)2） (６) この数式５と数式６とから同相成分と直交成分との間の
振幅比Ｂ／Ａは次の数式７によって求められる。
振幅比Ｂ／Ａは次の数式７によって求められる。
【数７】 数式７において、Ｉ(ｎＴ)2、Ｑ(ｎＴ)2、Ｉ(ｎＴ＋τ)
2およびＱ(ｎＴ＋τ)2は、２乗振幅演算回路14、15の出
力として与えられる。
2およびＱ(ｎＴ＋τ)2は、２乗振幅演算回路14、15の出
力として与えられる。
【００１６】数式３より、同相成分と直交成分との間の
振幅のアンバランスを補償するためには、可変利得制御
増幅器３のゲインを数式７の振幅比の逆数に設定すれば
よいことが分かる。即ち、可変利得制御増幅器３のゲイ
ンをＫn-1から、新たに次の数式８によって表わされる
Ｋnに更新すればよい。
振幅のアンバランスを補償するためには、可変利得制御
増幅器３のゲインを数式７の振幅比の逆数に設定すれば
よいことが分かる。即ち、可変利得制御増幅器３のゲイ
ンをＫn-1から、新たに次の数式８によって表わされる
Ｋnに更新すればよい。
【数８】 この時、出力直交変調信号Ｓ(ｔ)は、次の数式９のよう
になり、同相成分と直交成分との間の振幅のアンバラス
が補償される。 Ｓ(t)＝Ａ(Ｉ(t)ｃｏｓ(ωｃt)＋Ｑ(t)ｓｉｎ(ωｃt)) (９) 従って、ゲイン設定回路16では、数式７を用いて振幅比
Ｂ／Ａを計算し、この振幅比を基に可変利得制御増幅器
３のゲインを数式８のＫnに設定するための制御信号Ｃ
を出力する。
になり、同相成分と直交成分との間の振幅のアンバラス
が補償される。 Ｓ(t)＝Ａ(Ｉ(t)ｃｏｓ(ωｃt)＋Ｑ(t)ｓｉｎ(ωｃt)) (９) 従って、ゲイン設定回路16では、数式７を用いて振幅比
Ｂ／Ａを計算し、この振幅比を基に可変利得制御増幅器
３のゲインを数式８のＫnに設定するための制御信号Ｃ
を出力する。
【００１７】なお、図３に示すように、新しいゲインＫ
nは、ゲイン制御回路10がｔ＝ｎＴ＋τの時点で各サン
プル信号を取り込んでから、処理に要する遅延時間δの
経過後、可変利得制御増幅器３に設定され、Ｔの間保持
される。
nは、ゲイン制御回路10がｔ＝ｎＴ＋τの時点で各サン
プル信号を取り込んでから、処理に要する遅延時間δの
経過後、可変利得制御増幅器３に設定され、Ｔの間保持
される。
【００１８】このように、実施例の直交変調器では、ゲ
イン制御回路10が、直交変調出力の包絡線信号Ｒ、同相
成分入力信号Ｉおよび直交成分入力信号Ｑに基づいて可
変利得制御増幅器３のゲインを適応的に制御しているの
で、同相成分と直交成分との振幅のバランスを崩す温度
変動などの環境変化が生じても、それに追随してバラン
スの補償を行なうことができる。
イン制御回路10が、直交変調出力の包絡線信号Ｒ、同相
成分入力信号Ｉおよび直交成分入力信号Ｑに基づいて可
変利得制御増幅器３のゲインを適応的に制御しているの
で、同相成分と直交成分との振幅のバランスを崩す温度
変動などの環境変化が生じても、それに追随してバラン
スの補償を行なうことができる。
【００１９】
【発明の効果】以上の実施例の説明から明らかなよう
に、本発明の直交変調器は、同相成分と直交成分との振
幅のアンバランスを自動的に補償し、変調信号の歪を抑
えることができる。
に、本発明の直交変調器は、同相成分と直交成分との振
幅のアンバランスを自動的に補償し、変調信号の歪を抑
えることができる。
【００２０】この補償動作は適応的であり、温度変動な
どの環境変化に追従して前記アンバランスを補償するこ
とができる。
どの環境変化に追従して前記アンバランスを補償するこ
とができる。
【図１】本発明の一実施例における直交変調器の構成を
示すブロック図、
示すブロック図、
【図２】実施例の直交変調器で用いるゲイン制御回路の
構成を示すブロック図、
構成を示すブロック図、
【図３】前記ゲイン制御回路における入力信号のサンプ
リング時期を示す図、
リング時期を示す図、
【図４】従来の直交変調器の構成を示すブロック図であ
る。
る。
１ 同相成分入力端子 ２ 直交成分入力端子 ３ 可変利得制御増幅器 ４、５ 乗算器 ６ 発振器 ７ π／２移相部 ８ 加算器 ９ 包絡線検波回路 10 ゲイン制御回路 11 出力端子 12 連動スイッチ 13、14、15 ２乗振幅演算回路 16 ゲイン設定回路 17 可変利得増幅器
Claims (2)
- 【請求項１】 同相成分入力信号または直交成分入力信
号の少なくとも一方のゲインを調整する利得調整手段を
備えた直交変調器において、 前記直交変調器の出力から包絡線信号を検出する包絡線
検出手段と、 前記包絡線信号、同相成分入力信号および直交成分入力
信号に基づいて、前記同相成分と直交成分との間の振幅
のアンバランスに相当する振幅比を計算し、前記利得調
整手段におけるゲインを前記振幅比の逆数となるように
制御する利得制御手段とを設けたことを特徴とする直交
変調器。 - 【請求項２】 前記利得制御手段が、前記包絡線信号、
同相成分入力信号および直交成分入力信号から一定周期
毎に短い時間差を置いて二つの値をサンプリングするサ
ンプリング手段と、サンプリングされたサンプル値の各
々を２乗する２乗振幅演算手段とを備え、前記２乗振幅
演算手段が演算した２乗振幅値に基づいて前記振幅比を
計算することを特徴とする請求項１に記載の直交変調
器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5163896A JP3037025B2 (ja) | 1993-06-10 | 1993-06-10 | 直交変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5163896A JP3037025B2 (ja) | 1993-06-10 | 1993-06-10 | 直交変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06350658A true JPH06350658A (ja) | 1994-12-22 |
| JP3037025B2 JP3037025B2 (ja) | 2000-04-24 |
Family
ID=15782875
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5163896A Expired - Fee Related JP3037025B2 (ja) | 1993-06-10 | 1993-06-10 | 直交変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3037025B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6009073A (en) * | 1995-09-25 | 1999-12-28 | Victor Company Of Japan, Ltd. | Method for transmitting an orthogonal frequency division multiplex signal, apparatus for transmitting the signal and apparatus for receiving the signal |
| JP2003533946A (ja) * | 2000-05-16 | 2003-11-11 | モトローラ・インコーポレイテッド | クアドラチュア送受信器用利得制御器 |
| US7388926B2 (en) | 2004-04-21 | 2008-06-17 | Fujitsu Limited | Quadrature modulation system |
| US8184740B2 (en) | 2006-04-21 | 2012-05-22 | Nec Corporation | Signal processing circuit |
| US8385458B2 (en) | 2006-08-08 | 2013-02-26 | Nec Corporation | Signal processing circuit and signal processing method |
-
1993
- 1993-06-10 JP JP5163896A patent/JP3037025B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| EP2501091A2 (en) | 2004-04-21 | 2012-09-19 | Fujitsu Limited | A quadrature modulation system |
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