JPH06339262A - 高力率制御回路 - Google Patents
高力率制御回路Info
- Publication number
- JPH06339262A JPH06339262A JP12383493A JP12383493A JPH06339262A JP H06339262 A JPH06339262 A JP H06339262A JP 12383493 A JP12383493 A JP 12383493A JP 12383493 A JP12383493 A JP 12383493A JP H06339262 A JPH06339262 A JP H06339262A
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 6
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 6
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 5
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 abstract description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 5
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- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 description 2
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- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 過渡応答特性の遅れを大幅に、具体的には従
来方式では、約１秒程度であった特性を０．１秒以下
（１０倍以上）に改善し、且つ力率をまったく悪化させ
ず、瞬時停電時の過渡応答の遅れによるオーバーシュー
トの異常電圧による破損することを無くする。従来方式
より部品数が少なく構成できるため、信頼性の向上と低
価格化を可能とする。 【構成】 出力電圧を検出して基準電圧との誤差を増幅
する誤差増幅回路によって入力電源よりスイッチング方
式で電圧を交換するコンバータ回路において、前記入力
電源のゼロ電圧を検出し、そのタイミングで前記誤差増
幅回路の電圧信号をサンプルホールドしてパルス幅変換
回路で変換し、前記コンバータ回路で電圧を制御するこ
とを特徴とする高力率制御回路である。
来方式では、約１秒程度であった特性を０．１秒以下
（１０倍以上）に改善し、且つ力率をまったく悪化させ
ず、瞬時停電時の過渡応答の遅れによるオーバーシュー
トの異常電圧による破損することを無くする。従来方式
より部品数が少なく構成できるため、信頼性の向上と低
価格化を可能とする。 【構成】 出力電圧を検出して基準電圧との誤差を増幅
する誤差増幅回路によって入力電源よりスイッチング方
式で電圧を交換するコンバータ回路において、前記入力
電源のゼロ電圧を検出し、そのタイミングで前記誤差増
幅回路の電圧信号をサンプルホールドしてパルス幅変換
回路で変換し、前記コンバータ回路で電圧を制御するこ
とを特徴とする高力率制御回路である。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】スイッチング電源、ドロッパー電
源など、交流電圧を直流電圧に交換する制御回路方式に
関し、特にその高力率制御回路の改良に関する。
源など、交流電圧を直流電圧に交換する制御回路方式に
関し、特にその高力率制御回路の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、図３に示す回路構成により、高力
率整流を行っていた。図３について説明する。コンバー
タ２は、図６に示す構成である。整流器２１とリアクト
ル２２とダイオード２３とスイッチ２４とコンデンサ２
５により、低入力電圧時でも出力に電圧を供給できるよ
うに昇圧コンバータの構成になっている。スイッチ２４
は、半導体スイッチで、図３のＰＷＭ（パルス幅変換回
路）４により、制御された比率でオン・オフする。出力
端子より電圧検出器７で検出した電圧と、基準電圧１１
との差電圧を増幅器１０により誤差増幅する。入力電圧
波形を電圧検出器８で検出した電圧と、前記増幅器１０
の誤差電圧を掛算回路９により合成して電流基準信号を
作る。入力電流を電流検出５で検出した信号と、前記電
流基準信号を比較して誤差信号を増幅器６で増幅した信
号をＰＷＭ４に送ることで、入力電流は入力電圧と比例
した波形に制御されるため、理論的に力率は１００％に
なる。
率整流を行っていた。図３について説明する。コンバー
タ２は、図６に示す構成である。整流器２１とリアクト
ル２２とダイオード２３とスイッチ２４とコンデンサ２
５により、低入力電圧時でも出力に電圧を供給できるよ
うに昇圧コンバータの構成になっている。スイッチ２４
は、半導体スイッチで、図３のＰＷＭ（パルス幅変換回
路）４により、制御された比率でオン・オフする。出力
端子より電圧検出器７で検出した電圧と、基準電圧１１
との差電圧を増幅器１０により誤差増幅する。入力電圧
波形を電圧検出器８で検出した電圧と、前記増幅器１０
の誤差電圧を掛算回路９により合成して電流基準信号を
作る。入力電流を電流検出５で検出した信号と、前記電
流基準信号を比較して誤差信号を増幅器６で増幅した信
号をＰＷＭ４に送ることで、入力電流は入力電圧と比例
した波形に制御されるため、理論的に力率は１００％に
なる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記高力率制御回路
は、増幅器１０の誤差信号が、入力電圧の半周期以内で
急変すると電流基準信号の波形が入力電圧波形と比較し
ないことが発生するため、この誤差信号が急変しないよ
うに、入力電圧の周期に比べ十分に長い周期に設定して
いた。このため、出力電圧の制御応答速度が遅く、入力
瞬時停電などのとき、出力電圧がオーバーシュートとア
ンダーシュートしていた。場合によっては、このオーバ
ーシユートにより過電圧破損や、アンダーシュート時の
オーバー電流により、過電流破損の原因となっていた。
は、増幅器１０の誤差信号が、入力電圧の半周期以内で
急変すると電流基準信号の波形が入力電圧波形と比較し
ないことが発生するため、この誤差信号が急変しないよ
うに、入力電圧の周期に比べ十分に長い周期に設定して
いた。このため、出力電圧の制御応答速度が遅く、入力
瞬時停電などのとき、出力電圧がオーバーシュートとア
ンダーシュートしていた。場合によっては、このオーバ
ーシユートにより過電圧破損や、アンダーシュート時の
オーバー電流により、過電流破損の原因となっていた。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は、出力電圧を検
出して基準電圧との誤差を増幅する誤差増幅回路によっ
て入力電源よりスイッチング方式で電圧を交換するコン
バータ回路において、前記入力電源のゼロ電圧を検出
し、そのタイミングで前記誤差増幅回路の電圧信号をサ
ンプルホールドしてパルス幅変換回路で変換し、前記コ
ンバータ回路で電圧を制御することを特徴とする高力率
制御回路である。本発明は、入力電圧のゼロ周期サンプ
ルホールド回路を追加することで、出力電圧設定誤差増
幅信号を、図７の平均電流値設定信号のように、入力電
流のゼロ電圧タイミング以外に変化しないため、電流値
基準信号が、波形のみだれなく入力電圧波形と完全に比
例させるとともに、その平均電流値の設定は急変させる
ことが可能になる。
出して基準電圧との誤差を増幅する誤差増幅回路によっ
て入力電源よりスイッチング方式で電圧を交換するコン
バータ回路において、前記入力電源のゼロ電圧を検出
し、そのタイミングで前記誤差増幅回路の電圧信号をサ
ンプルホールドしてパルス幅変換回路で変換し、前記コ
ンバータ回路で電圧を制御することを特徴とする高力率
制御回路である。本発明は、入力電圧のゼロ周期サンプ
ルホールド回路を追加することで、出力電圧設定誤差増
幅信号を、図７の平均電流値設定信号のように、入力電
流のゼロ電圧タイミング以外に変化しないため、電流値
基準信号が、波形のみだれなく入力電圧波形と完全に比
例させるとともに、その平均電流値の設定は急変させる
ことが可能になる。
【０００５】
【作用】図６のコンバータ部は、スイッチ２４がオンす
ると入力電圧が整流器２１で整流されて、リアクトル２
２に印加されることで、リアクトル２２は流れる電流が
上昇する。ある時間後、スイッチ２４がオフされると、
リアクトル２２に流れていた電流がダイオード２３を通
してコンデンサ２５と負荷に転流する。このときリアク
トル２２の電流は下降して、コンデンサ２５の電圧は上
昇する。このスイッチ２４のオン時間とオフ時間を制御
することで、リアクトル２２の電流とコンデンサ２５の
電圧を制御することができる。その制御方法は、入力電
流波形が入力電圧波形と同じ（比例）で、入力電流の平
均電流をコンデンサ２５の電圧（負荷電圧）が一定にな
る値になるようにオン・オフ時間を定める。図２のゼロ
電圧検出器１３により、入力電圧ゼロ電圧信号が、サン
プルホールド１２に送られて、増幅器１０の誤差信号を
保持する。次のゼロ電圧時まで、サンプル電圧が保持さ
れるため、その半周期間は入力電圧に比例した電流基準
信号が作られる。
ると入力電圧が整流器２１で整流されて、リアクトル２
２に印加されることで、リアクトル２２は流れる電流が
上昇する。ある時間後、スイッチ２４がオフされると、
リアクトル２２に流れていた電流がダイオード２３を通
してコンデンサ２５と負荷に転流する。このときリアク
トル２２の電流は下降して、コンデンサ２５の電圧は上
昇する。このスイッチ２４のオン時間とオフ時間を制御
することで、リアクトル２２の電流とコンデンサ２５の
電圧を制御することができる。その制御方法は、入力電
流波形が入力電圧波形と同じ（比例）で、入力電流の平
均電流をコンデンサ２５の電圧（負荷電圧）が一定にな
る値になるようにオン・オフ時間を定める。図２のゼロ
電圧検出器１３により、入力電圧ゼロ電圧信号が、サン
プルホールド１２に送られて、増幅器１０の誤差信号を
保持する。次のゼロ電圧時まで、サンプル電圧が保持さ
れるため、その半周期間は入力電圧に比例した電流基準
信号が作られる。
【０００６】
【実施例】本発明の実施例を図１によって説明する。図
６に示す昇圧コンバータなどのスイッチング方式のコン
バータ２を、電源１と負荷３の間に入れ接続する。電圧
検出器７により出された負荷電圧と、基準電圧１１との
差電圧を増幅器１０により増幅された誤差電圧信号を、
サンプルホールド１２に接続する。ゼロ電圧検出器１３
とサンプルホールド１２は、図４に示す。サンプルホー
ルド１２の信号をＰＷＭ（パルス幅変換回路）４を通し
て、コンバータ２に接続する。負荷３の端子電圧を電圧
検出器７で検出して、基準電圧１１と増幅器１０で誤差
を増幅した信号Ｖｓを、サンプルホールド１２の働きに
より、電源１のゼロ電圧時以外は信号の値を保持する。
この信号ＩａをＰＷＭ４によりパルス幅に変換してコン
バータ２を駆動している。このため、電源１のゼロ電圧
間（半周期間）はパルス幅が一定になる。コンバータ２
の特性が、パルス幅で電源電圧に電流が比例する方式で
あれば、入力電流波形は入力電圧（電源電圧）に比例す
るため、入力力率は、理論上１（１００％）になる。従
来方式の比較例では、約１秒程度であった特性が０．１
秒以下（１０倍以上）に改善し、且つ力率はまったく悪
化しない。このため、瞬時停電時の過渡応答の遅れによ
るオーバーシュートの異常電圧による破損することもな
くなる。また、図１の構成によれば、従来方式より部品
数が少なく構成できるため、信頼性の向上と低価格化が
可能になる。また、コンバータ２の特性が入力電圧と入
力電流が比例しない方式であっても、次の図２に示す回
路構成であれば高力率の目的を達成できる。次に図２に
ついて説明する。電源１とコンバータ２と負荷３と電圧
検出器７と基準電圧１１と増幅器１０とゼロ電圧検出器
１３の接続は図１と同様である。サンプルホールド１２
とＰＷＭ４の間に、電圧検出器８と電流検出５と掛算回
路９と増幅器６の、従来回路構成と同様の回路を追加す
る。図２によれば、増幅器１０の応答を速くしても、サ
ンプルホールド１２の働きにより、平均電流値設定信号
Ｉａが半周期内では変化しないため、掛算回路９で入力
電圧に比例した電流値基準信号Ｉinが作られる。電流検
出５により入力電流が検出され、その値が前記電流値基
準信号Ｉinと等しくなるよう増幅器６によりパルス幅を
制御される。よって入力電圧と入力電流が比例するため
入力力率は、理論上１（１００％）になる。
６に示す昇圧コンバータなどのスイッチング方式のコン
バータ２を、電源１と負荷３の間に入れ接続する。電圧
検出器７により出された負荷電圧と、基準電圧１１との
差電圧を増幅器１０により増幅された誤差電圧信号を、
サンプルホールド１２に接続する。ゼロ電圧検出器１３
とサンプルホールド１２は、図４に示す。サンプルホー
ルド１２の信号をＰＷＭ（パルス幅変換回路）４を通し
て、コンバータ２に接続する。負荷３の端子電圧を電圧
検出器７で検出して、基準電圧１１と増幅器１０で誤差
を増幅した信号Ｖｓを、サンプルホールド１２の働きに
より、電源１のゼロ電圧時以外は信号の値を保持する。
この信号ＩａをＰＷＭ４によりパルス幅に変換してコン
バータ２を駆動している。このため、電源１のゼロ電圧
間（半周期間）はパルス幅が一定になる。コンバータ２
の特性が、パルス幅で電源電圧に電流が比例する方式で
あれば、入力電流波形は入力電圧（電源電圧）に比例す
るため、入力力率は、理論上１（１００％）になる。従
来方式の比較例では、約１秒程度であった特性が０．１
秒以下（１０倍以上）に改善し、且つ力率はまったく悪
化しない。このため、瞬時停電時の過渡応答の遅れによ
るオーバーシュートの異常電圧による破損することもな
くなる。また、図１の構成によれば、従来方式より部品
数が少なく構成できるため、信頼性の向上と低価格化が
可能になる。また、コンバータ２の特性が入力電圧と入
力電流が比例しない方式であっても、次の図２に示す回
路構成であれば高力率の目的を達成できる。次に図２に
ついて説明する。電源１とコンバータ２と負荷３と電圧
検出器７と基準電圧１１と増幅器１０とゼロ電圧検出器
１３の接続は図１と同様である。サンプルホールド１２
とＰＷＭ４の間に、電圧検出器８と電流検出５と掛算回
路９と増幅器６の、従来回路構成と同様の回路を追加す
る。図２によれば、増幅器１０の応答を速くしても、サ
ンプルホールド１２の働きにより、平均電流値設定信号
Ｉａが半周期内では変化しないため、掛算回路９で入力
電圧に比例した電流値基準信号Ｉinが作られる。電流検
出５により入力電流が検出され、その値が前記電流値基
準信号Ｉinと等しくなるよう増幅器６によりパルス幅を
制御される。よって入力電圧と入力電流が比例するため
入力力率は、理論上１（１００％）になる。
【０００７】
【発明の効果】本発明によれば、従来の欠点であった過
渡応答特性の遅れが大幅に改善できる。従来方式では、
約１秒程度であった特性が０．１秒以下（１０倍以上）
に改善しても、力率はまったく悪化しない。このため、
瞬時停電時の過渡応答の遅れによるオーバーシュートの
異常電圧による破損することもなくなる。また、本発明
によれば、従来方式より部品数が少なく構成できるた
め、信頼性の向上と低価格化が可能になる。
渡応答特性の遅れが大幅に改善できる。従来方式では、
約１秒程度であった特性が０．１秒以下（１０倍以上）
に改善しても、力率はまったく悪化しない。このため、
瞬時停電時の過渡応答の遅れによるオーバーシュートの
異常電圧による破損することもなくなる。また、本発明
によれば、従来方式より部品数が少なく構成できるた
め、信頼性の向上と低価格化が可能になる。
【図１】図１は、本発明の基本実施例の回路構成ブロッ
ク図である。
ク図である。
【図２】図２は、本発明の応用実施例の回路構成ブロッ
ク図である。
ク図である。
【図３】図３は、従来方式の回路構成ブロック図であ
る。
る。
【図４】図４は、本発明に使用するゼロ電圧検出器とサ
ンプルホールドの一回路例を示す図である。
ンプルホールドの一回路例を示す図である。
【図５】図５は、掛算回路の一回路例を示す図である。
【図６】図６は、コンバータ２の一回路例を示す図であ
る。
る。
【図７】図７は、動作説明用のチャート図である。
１ 電源 ２ コンバータ ３ 負荷 ４ ＰＷ
Ｍ（パルス幅変換） ５ 電流検出 ６ 増幅器 ７ 電圧検出器
８ 電圧検出器 ９ 掛算回路 １０ 増幅器 １１ 基準電圧 １２ サンプルホールド １３ ゼロ電圧検出器 ２
１ 整流器 ２２ リアクトル ２３ ダイオード ２４ スイ
ッチ ２５ コンデンサ ９１ 三角波発振器 ９２ 比
較器 ９３ アナログスイッチ ９４ 抵抗 ９５ コン
デンサ ９６ 増幅器 １２１ アナログスイッチ １２
２ 増幅器 １２３ コンデンサ １３１、１３２、１３３、１３
４ ダイオード １３５、１３６、１３７ 抵抗 １３８ トランジスタ Ｖin 入力電圧 Ｖｔ 同期信号（ゼロ電圧信号） Ｖｓ 誤差増幅信号 Ｉａ 平均電流値設定信号 Ｉin 電流値基準信号
Ｍ（パルス幅変換） ５ 電流検出 ６ 増幅器 ７ 電圧検出器
８ 電圧検出器 ９ 掛算回路 １０ 増幅器 １１ 基準電圧 １２ サンプルホールド １３ ゼロ電圧検出器 ２
１ 整流器 ２２ リアクトル ２３ ダイオード ２４ スイ
ッチ ２５ コンデンサ ９１ 三角波発振器 ９２ 比
較器 ９３ アナログスイッチ ９４ 抵抗 ９５ コン
デンサ ９６ 増幅器 １２１ アナログスイッチ １２
２ 増幅器 １２３ コンデンサ １３１、１３２、１３３、１３
４ ダイオード １３５、１３６、１３７ 抵抗 １３８ トランジスタ Ｖin 入力電圧 Ｖｔ 同期信号（ゼロ電圧信号） Ｖｓ 誤差増幅信号 Ｉａ 平均電流値設定信号 Ｉin 電流値基準信号
Claims (1)
- 【請求項１】 出力電圧を検出して基準電圧との誤差を
増幅する誤差増幅回路によって入力電源よりスイッチン
グ方式で電圧を交換するコンバータ回路において、前記
入力電源のゼロ電圧を検出し、そのタイミングで前記誤
差増幅回路の電圧信号をサンプルホールドしてパルス幅
変換回路で変換し、前記コンバータ回路で電圧を制御す
ることを特徴とする高力率制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12383493A JPH06339262A (ja) | 1993-05-26 | 1993-05-26 | 高力率制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12383493A JPH06339262A (ja) | 1993-05-26 | 1993-05-26 | 高力率制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06339262A true JPH06339262A (ja) | 1994-12-06 |
Family
ID=14870534
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12383493A Pending JPH06339262A (ja) | 1993-05-26 | 1993-05-26 | 高力率制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06339262A (ja) |
-
1993
- 1993-05-26 JP JP12383493A patent/JPH06339262A/ja active Pending
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