JPH06311756A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
- Publication number
- JPH06311756A JPH06311756A JP5098197A JP9819793A JPH06311756A JP H06311756 A JPH06311756 A JP H06311756A JP 5098197 A JP5098197 A JP 5098197A JP 9819793 A JP9819793 A JP 9819793A JP H06311756 A JPH06311756 A JP H06311756A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching
- circuit
- inductor
- switching element
- energy
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】負荷短絡時のように、負荷回路への出力電圧が
電源電圧と比べて小さい場合でも容易に電力制御を行う
ことができ、しかも回路構成が容易で、小型化に適する
インバータ装置を提供する。 【構成】直流電源Ｖｓからの電流を高周波的にオン・オ
フさせるスイッチング回路Ｓａと、スイッチング回路Ｓ
ａが導通状態であるときに直流電源Ｖｓから流れる電流
によりエネルギーを蓄積されるインダクタンス要素Ｌｎ
と、インダクタンス要素Ｌｎに蓄積されたエネルギーを
スイッチング回路Ｓａが非導通状態であるときに放出さ
れる負荷回路Ｚと、前記負荷回路Ｚに放出される電流の
極性をスイッチング回路Ｓａに比べて十分に低い周波数
で交互に反転させるためのスイッチング回路Ｓｂとを備
える。
電源電圧と比べて小さい場合でも容易に電力制御を行う
ことができ、しかも回路構成が容易で、小型化に適する
インバータ装置を提供する。 【構成】直流電源Ｖｓからの電流を高周波的にオン・オ
フさせるスイッチング回路Ｓａと、スイッチング回路Ｓ
ａが導通状態であるときに直流電源Ｖｓから流れる電流
によりエネルギーを蓄積されるインダクタンス要素Ｌｎ
と、インダクタンス要素Ｌｎに蓄積されたエネルギーを
スイッチング回路Ｓａが非導通状態であるときに放出さ
れる負荷回路Ｚと、前記負荷回路Ｚに放出される電流の
極性をスイッチング回路Ｓａに比べて十分に低い周波数
で交互に反転させるためのスイッチング回路Ｓｂとを備
える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流入力電源を任意の
低周波電圧に変換して負荷回路を駆動するインバータ装
置に関するものである。
低周波電圧に変換して負荷回路を駆動するインバータ装
置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図２２は従来のインバータ装置の回路図
である。Ｖｓは直流電源であり、例えば、１２Ｖの車載
用のバッテリよりなる。ＣＨＰは昇圧チョッパーであ
り、昇圧用のインダクタＬ0 ，Ｌ1 とスイッチング素子
Ｑ、逆流阻止用のダイオードＤ0及び平滑用のコンデン
サＣ0 よりなり、低圧の直流電源Ｖｓを昇圧して、例え
ば、３００Ｖ程度の電圧Ｖｃを作成している。スイッチ
ング素子Ｑがオンのときに、インダクタＬ0 にエネルギ
ーを蓄積し、スイッチング素子Ｑがオフのときに、その
エネルギーを直流電源Ｖｓに重畳して、昇圧された電圧
ＶｃをコンデンサＣ 0 に供給する。ＩＮＶは降圧チョッ
パー兼用の矩形波インバータであり、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 と、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 ，Ｄ
3 ，Ｄ4 、限流用インダクタＬ2 、負荷回路Ｚよりな
り、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3，Ｑ4 のスイッ
チング周波数及びデューティを制御することにより、負
荷回路Ｚへの供給電力を制御している。負荷回路Ｚは、
放電灯ＬＰと、ローパスフィルタ用のインダクタＬ及び
コンデンサＣよりなり、インバータＩＮＶから負荷回路
Ｚへ流れる電流は、略三角波状の高周波リップルを含む
ので、この高周波リップルをインダクタＬとコンデンサ
Ｃで構成されるローパスフィルタにより減少させて、放
電灯Ｚに矩形波電力を供給するものである。放電灯ＬＰ
は高圧放電灯よりなり、例えば、自動車の前照灯に用い
られるものである。
である。Ｖｓは直流電源であり、例えば、１２Ｖの車載
用のバッテリよりなる。ＣＨＰは昇圧チョッパーであ
り、昇圧用のインダクタＬ0 ，Ｌ1 とスイッチング素子
Ｑ、逆流阻止用のダイオードＤ0及び平滑用のコンデン
サＣ0 よりなり、低圧の直流電源Ｖｓを昇圧して、例え
ば、３００Ｖ程度の電圧Ｖｃを作成している。スイッチ
ング素子Ｑがオンのときに、インダクタＬ0 にエネルギ
ーを蓄積し、スイッチング素子Ｑがオフのときに、その
エネルギーを直流電源Ｖｓに重畳して、昇圧された電圧
ＶｃをコンデンサＣ 0 に供給する。ＩＮＶは降圧チョッ
パー兼用の矩形波インバータであり、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 と、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 ，Ｄ
3 ，Ｄ4 、限流用インダクタＬ2 、負荷回路Ｚよりな
り、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3，Ｑ4 のスイッ
チング周波数及びデューティを制御することにより、負
荷回路Ｚへの供給電力を制御している。負荷回路Ｚは、
放電灯ＬＰと、ローパスフィルタ用のインダクタＬ及び
コンデンサＣよりなり、インバータＩＮＶから負荷回路
Ｚへ流れる電流は、略三角波状の高周波リップルを含む
ので、この高周波リップルをインダクタＬとコンデンサ
Ｃで構成されるローパスフィルタにより減少させて、放
電灯Ｚに矩形波電力を供給するものである。放電灯ＬＰ
は高圧放電灯よりなり、例えば、自動車の前照灯に用い
られるものである。
【０００３】図２３はインバータＩＮＶの動作波形図で
ある。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ3は高周波動作（数１
０〜数１００ＫＨｚ）、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ4 は
低周波動作（数１０〜数１００Ｈｚ）を行う。スイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ4 が同時にオンのとき、コンデンサＣ
0 からスイッチング素子Ｑ1 、インダクタＬ2 、負荷回
路Ｚ、スイッチング素子Ｑ4 、コンデンサＣ0 の経路で
電流が流れ、負荷回路Ｚに電力を供給する。このとき、
インダクタＬ2 にはエネルギーが蓄えられる。次に、ス
イッチング素子Ｑ1 がオフ、スイッチング素子Ｑ4 がオ
ンのときに、インダクタＬ2 のエネルギーが転流して電
源となり、インダクタＬ2 、負荷回路Ｚ、スイッチング
素子Ｑ4 、ダイオードＤ2 、インダクタＬ2 の経路で放
出される。負荷回路Ｚへの電力供給は、スイッチング素
子Ｑ1 のスイッチング周波数やデューティを可変とする
ことにより制御される。次に、極性反転を行う場合は、
図２３に示すように、まず、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ
3 を同時オンして、次に、スイッチング素子Ｑ3 のみを
オフして、ダイオードＤ1 をオンさせることにより、降
圧チョッパー動作をさせる。
ある。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ3は高周波動作（数１
０〜数１００ＫＨｚ）、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ4 は
低周波動作（数１０〜数１００Ｈｚ）を行う。スイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ4 が同時にオンのとき、コンデンサＣ
0 からスイッチング素子Ｑ1 、インダクタＬ2 、負荷回
路Ｚ、スイッチング素子Ｑ4 、コンデンサＣ0 の経路で
電流が流れ、負荷回路Ｚに電力を供給する。このとき、
インダクタＬ2 にはエネルギーが蓄えられる。次に、ス
イッチング素子Ｑ1 がオフ、スイッチング素子Ｑ4 がオ
ンのときに、インダクタＬ2 のエネルギーが転流して電
源となり、インダクタＬ2 、負荷回路Ｚ、スイッチング
素子Ｑ4 、ダイオードＤ2 、インダクタＬ2 の経路で放
出される。負荷回路Ｚへの電力供給は、スイッチング素
子Ｑ1 のスイッチング周波数やデューティを可変とする
ことにより制御される。次に、極性反転を行う場合は、
図２３に示すように、まず、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ
3 を同時オンして、次に、スイッチング素子Ｑ3 のみを
オフして、ダイオードＤ1 をオンさせることにより、降
圧チョッパー動作をさせる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
ような従来例にあっては、回路構成が複雑で、部品点数
が多いため、インバータ装置全体の形状が大きくなる傾
向があり、搭載スペースが限られる用途（例えば、自動
車や飛行機等のような移動体）においては、設置場所を
確保するのが難しいという欠点があった。
ような従来例にあっては、回路構成が複雑で、部品点数
が多いため、インバータ装置全体の形状が大きくなる傾
向があり、搭載スペースが限られる用途（例えば、自動
車や飛行機等のような移動体）においては、設置場所を
確保するのが難しいという欠点があった。
【０００５】そこで、図２４に示すように、昇圧チョッ
パー回路とインバータ回路とでスイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 を共有化した方式（例えば、特願平３
−３４３２２４号）が提案されている。図２５はその動
作波形図であり、（ａ）はスイッチング素子Ｑ1 、
（ｂ）はスイッチング素子Ｑ3 、（ｃ）はスイッチング
素子Ｑ2 、（ｄ）はスイッチング素子Ｑ4 の動作を示し
ている。この方式では、負荷のインピーダンス変動に対
して十分な電力制御が効かない場合があった。具体的に
例を挙げると、図２４において、負荷Ｚのインピーダン
スが低く、負荷Ｚの両端電圧が直流電源Ｖｓの電圧より
も低い場合には、インダクタＬ2 に流れる電流がゼロに
はならない。したがって、極性反転が困難になる、電力
の制御が困難になる等の問題があった。
パー回路とインバータ回路とでスイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 を共有化した方式（例えば、特願平３
−３４３２２４号）が提案されている。図２５はその動
作波形図であり、（ａ）はスイッチング素子Ｑ1 、
（ｂ）はスイッチング素子Ｑ3 、（ｃ）はスイッチング
素子Ｑ2 、（ｄ）はスイッチング素子Ｑ4 の動作を示し
ている。この方式では、負荷のインピーダンス変動に対
して十分な電力制御が効かない場合があった。具体的に
例を挙げると、図２４において、負荷Ｚのインピーダン
スが低く、負荷Ｚの両端電圧が直流電源Ｖｓの電圧より
も低い場合には、インダクタＬ2 に流れる電流がゼロに
はならない。したがって、極性反転が困難になる、電力
の制御が困難になる等の問題があった。
【０００６】本発明は上述のような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、例えば、負荷短
絡時のように、負荷回路への出力電圧が電源電圧と比べ
て小さい場合でも容易に電力制御を行うことができ、し
かも回路構成が容易で、小型化に適するインバータ装置
を提供することにある。
ものであり、その目的とするところは、例えば、負荷短
絡時のように、負荷回路への出力電圧が電源電圧と比べ
て小さい場合でも容易に電力制御を行うことができ、し
かも回路構成が容易で、小型化に適するインバータ装置
を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明のインバータ装置
にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示す
ように、直流電源Ｖｓからの電流を高周波的にオン・オ
フさせる第１のスイッチング回路Ｓａと、第１のスイッ
チング回路Ｓａが導通状態であるときに直流電源Ｖｓか
ら第１のスイッチング回路Ｓａを介して流れる電流によ
りエネルギーを蓄積されるインダクタンス要素Ｌｎと、
インダクタンス要素Ｌｎに蓄積されたエネルギーを第１
のスイッチング回路Ｓａが非導通状態であるときに放出
される負荷回路Ｚと、前記インダクタンス要素Ｌｎから
負荷回路Ｚに放出される電流の極性を第１のスイッチン
グ回路Ｓａのスイッチング周波数に比べて十分に低い周
波数で交互に反転させるための第２のスイッチング回路
Ｓｂとを備えることを特徴とするものである。ここで、
インダクタンス要素Ｌｎとしては、コイル、トランス、
オートトランス等のインダクタンス成分を任意に用いる
ことができる。
にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示す
ように、直流電源Ｖｓからの電流を高周波的にオン・オ
フさせる第１のスイッチング回路Ｓａと、第１のスイッ
チング回路Ｓａが導通状態であるときに直流電源Ｖｓか
ら第１のスイッチング回路Ｓａを介して流れる電流によ
りエネルギーを蓄積されるインダクタンス要素Ｌｎと、
インダクタンス要素Ｌｎに蓄積されたエネルギーを第１
のスイッチング回路Ｓａが非導通状態であるときに放出
される負荷回路Ｚと、前記インダクタンス要素Ｌｎから
負荷回路Ｚに放出される電流の極性を第１のスイッチン
グ回路Ｓａのスイッチング周波数に比べて十分に低い周
波数で交互に反転させるための第２のスイッチング回路
Ｓｂとを備えることを特徴とするものである。ここで、
インダクタンス要素Ｌｎとしては、コイル、トランス、
オートトランス等のインダクタンス成分を任意に用いる
ことができる。
【０００８】
【作用】図１の回路では、第１のスイッチング回路Ｓａ
が導通状態であるとき、直流電源Ｖｓ、第１のスイッチ
ング回路Ｓａ、インダクタンス要素Ｌｎ、直流電源Ｖｓ
の閉回路を形成し、直流電源Ｖｓからインダクタンス要
素Ｌｎに電流が流れ、インダクタンス要素Ｌｎにその電
流値に応じたエネルギーが蓄積される。第１のスイッチ
ング回路Ｓａが非導通状態になると、インダクタンス要
素Ｌｎ、第２のスイッチング回路Ｓｂ、負荷回路Ｚ、イ
ンダクタンス要素Ｌｎの閉回路を形成し、インダクタン
ス要素Ｌｎに蓄えられたエネルギーは、インダクタンス
要素Ｌｎ、第１のスイッチング回路Ｓｂ、負荷回路Ｚ、
インダクタンス要素Ｌｎの経路で負荷回路Ｚに放出され
る。第１のスイッチング回路Ｓａは上記の動作を高周波
で行い、第２のスイッチング回路Ｓｂは第１のスイッチ
ング回路Ｓａと非同期で低周波でオン・オフ動作を行
う。第２のスイッチング回路Ｓｂのオン・オフ動作によ
り、負荷回路Ｚへ供給される電力の極性が交番し、負荷
回路Ｚには略矩形波状の低周波電力が供給される。ま
た、負荷回路ＺにコンデンサＣを設けることにより、高
周波リップルの低減を図ることもできる。
が導通状態であるとき、直流電源Ｖｓ、第１のスイッチ
ング回路Ｓａ、インダクタンス要素Ｌｎ、直流電源Ｖｓ
の閉回路を形成し、直流電源Ｖｓからインダクタンス要
素Ｌｎに電流が流れ、インダクタンス要素Ｌｎにその電
流値に応じたエネルギーが蓄積される。第１のスイッチ
ング回路Ｓａが非導通状態になると、インダクタンス要
素Ｌｎ、第２のスイッチング回路Ｓｂ、負荷回路Ｚ、イ
ンダクタンス要素Ｌｎの閉回路を形成し、インダクタン
ス要素Ｌｎに蓄えられたエネルギーは、インダクタンス
要素Ｌｎ、第１のスイッチング回路Ｓｂ、負荷回路Ｚ、
インダクタンス要素Ｌｎの経路で負荷回路Ｚに放出され
る。第１のスイッチング回路Ｓａは上記の動作を高周波
で行い、第２のスイッチング回路Ｓｂは第１のスイッチ
ング回路Ｓａと非同期で低周波でオン・オフ動作を行
う。第２のスイッチング回路Ｓｂのオン・オフ動作によ
り、負荷回路Ｚへ供給される電力の極性が交番し、負荷
回路Ｚには略矩形波状の低周波電力が供給される。ま
た、負荷回路ＺにコンデンサＣを設けることにより、高
周波リップルの低減を図ることもできる。
【０００９】
【実施例】図２は本発明の一実施例の回路図である。以
下、その回路構成について説明する。トランスＴの１次
巻線Ｌ1 ，Ｌ2 の一端は図示された極性で接続されてお
り、トランスＴのセンタータップとして、直流電源Ｖｓ
の正極に接続されている。また、トランスＴの１次巻線
Ｌ1 ，Ｌ2 の他端は、それぞれトランジスタＱ1 ，Ｑ2
のコレクタに接続されている。トランジスタＱ1 ，Ｑ2
のエミッタは、直流電源Ｖｓの負極に接続されている。
トランスＴの２次巻線Ｌ3 の一端は、トランジスタＱ3
のコレクタに接続されると共にトランジスタＱ4 のエミ
ッタに接続されている。トランジスタＱ3 のエミッタと
トランジスタＱ4 のコレクタは、負荷回路Ｚを介してト
ランスＴの２次巻線Ｌ3 の他端に接続されている。負荷
回路Ｚは、放電灯ＬＰとインダクタＬの直列回路にコン
デンサＣを並列接続して成るものである。
下、その回路構成について説明する。トランスＴの１次
巻線Ｌ1 ，Ｌ2 の一端は図示された極性で接続されてお
り、トランスＴのセンタータップとして、直流電源Ｖｓ
の正極に接続されている。また、トランスＴの１次巻線
Ｌ1 ，Ｌ2 の他端は、それぞれトランジスタＱ1 ，Ｑ2
のコレクタに接続されている。トランジスタＱ1 ，Ｑ2
のエミッタは、直流電源Ｖｓの負極に接続されている。
トランスＴの２次巻線Ｌ3 の一端は、トランジスタＱ3
のコレクタに接続されると共にトランジスタＱ4 のエミ
ッタに接続されている。トランジスタＱ3 のエミッタと
トランジスタＱ4 のコレクタは、負荷回路Ｚを介してト
ランスＴの２次巻線Ｌ3 の他端に接続されている。負荷
回路Ｚは、放電灯ＬＰとインダクタＬの直列回路にコン
デンサＣを並列接続して成るものである。
【００１０】図３は本実施例の動作波形図であり、トラ
ンジスタＱ3 ，Ｑ4 は低周波（数Ｈｚ〜数百Ｈｚ）で交
互にオン・オフする。トランジスタＱ1 はトランジスタ
Ｑ3がオンしている区間で、トランジスタＱ2 はトラン
ジスタＱ4 がオンしている区間で、それぞれ高周波（数
ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ）でオン・オフする。このトランジ
スタＱ1 ，Ｑ2 のスイッチング動作により、フライバッ
クの動作を行い、負荷回路Ｚに電力を供給する。また、
トランジスタＱ1 ，Ｑ3 とトランジスタＱ2 ，Ｑ4 のス
イッチング動作の切り換えにより、負荷回路Ｚに供給す
る電力の極性を切り換える。
ンジスタＱ3 ，Ｑ4 は低周波（数Ｈｚ〜数百Ｈｚ）で交
互にオン・オフする。トランジスタＱ1 はトランジスタ
Ｑ3がオンしている区間で、トランジスタＱ2 はトラン
ジスタＱ4 がオンしている区間で、それぞれ高周波（数
ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ）でオン・オフする。このトランジ
スタＱ1 ，Ｑ2 のスイッチング動作により、フライバッ
クの動作を行い、負荷回路Ｚに電力を供給する。また、
トランジスタＱ1 ，Ｑ3 とトランジスタＱ2 ，Ｑ4 のス
イッチング動作の切り換えにより、負荷回路Ｚに供給す
る電力の極性を切り換える。
【００１１】例えば、図３のｔ1 〜ｔ2 の区間におい
て、トランジスタＱ1 ，Ｑ3 がオンのとき、直流電源Ｖ
ｓから電流は、１次巻線Ｌ1 、トランジスタＱ1 、直流
電源Ｖｓの経路で流れ、１次巻線Ｌ1 にはトランジスタ
Ｑ1 がオフする直前のピーク電流値に応じたエネルギー
が蓄えられる。次に、トランジスタＱ1 がオフすると、
１次巻線Ｌ1 に蓄えられたエネルギーは、それと磁気結
合している２次巻線Ｌ3に移り、２次巻線Ｌ3 から、ト
ランジスタＱ3 、負荷回路Ｚ、２次巻線Ｌ3 の経路で電
流が流れる。このとき、負荷回路Ｚにおけるコンデンサ
Ｃの電圧Ｖｃが正となる極性で充電される。負荷回路Ｚ
に対する極性反転は、トランジスタＱ4 をオンし、コン
デンサＣに蓄えられたエネルギーをコンデンサＣ、トラ
ンジスタＱ 4 、２次巻線Ｌ3 、コンデンサＣの経路で電
流として流して、電圧Ｖｃの極性を反転させる。続い
て、ｔ2 〜ｔ3 の区間においては、同様に、トランジス
タＱ2，Ｑ4 がオンのとき、１次巻線Ｌ2 にエネルギー
を蓄積し、トランジスタＱ2 がオフ、トランジスタＱ4
がオンのとき、２次巻線Ｌ3 から負荷回路Ｚに対してエ
ネルギーを放出する。このとき、コンデンサＣの電圧Ｖ
ｃは負となる。これにより、コンデンサＣの両端電圧Ｖ
ｃ及び放電灯ＬＰに流れる電流Ｉは、図３に示すように
なる。放電灯ＬＰに流れる電流Ｉは、低周波で交番する
略矩形波電流になる。なお、コンデンサＣを設けない場
合においては、放電灯ＬＰに流れる高周波リップルは増
加するが、同様のスイッチング動作を行う。
て、トランジスタＱ1 ，Ｑ3 がオンのとき、直流電源Ｖ
ｓから電流は、１次巻線Ｌ1 、トランジスタＱ1 、直流
電源Ｖｓの経路で流れ、１次巻線Ｌ1 にはトランジスタ
Ｑ1 がオフする直前のピーク電流値に応じたエネルギー
が蓄えられる。次に、トランジスタＱ1 がオフすると、
１次巻線Ｌ1 に蓄えられたエネルギーは、それと磁気結
合している２次巻線Ｌ3に移り、２次巻線Ｌ3 から、ト
ランジスタＱ3 、負荷回路Ｚ、２次巻線Ｌ3 の経路で電
流が流れる。このとき、負荷回路Ｚにおけるコンデンサ
Ｃの電圧Ｖｃが正となる極性で充電される。負荷回路Ｚ
に対する極性反転は、トランジスタＱ4 をオンし、コン
デンサＣに蓄えられたエネルギーをコンデンサＣ、トラ
ンジスタＱ 4 、２次巻線Ｌ3 、コンデンサＣの経路で電
流として流して、電圧Ｖｃの極性を反転させる。続い
て、ｔ2 〜ｔ3 の区間においては、同様に、トランジス
タＱ2，Ｑ4 がオンのとき、１次巻線Ｌ2 にエネルギー
を蓄積し、トランジスタＱ2 がオフ、トランジスタＱ4
がオンのとき、２次巻線Ｌ3 から負荷回路Ｚに対してエ
ネルギーを放出する。このとき、コンデンサＣの電圧Ｖ
ｃは負となる。これにより、コンデンサＣの両端電圧Ｖ
ｃ及び放電灯ＬＰに流れる電流Ｉは、図３に示すように
なる。放電灯ＬＰに流れる電流Ｉは、低周波で交番する
略矩形波電流になる。なお、コンデンサＣを設けない場
合においては、放電灯ＬＰに流れる高周波リップルは増
加するが、同様のスイッチング動作を行う。
【００１２】以上のような回路構成及び動作により、負
荷回路Ｚの両端電圧Ｖｃが直流電源Ｖｓの電圧よりも低
い状態（例えば、負荷回路Ｚが短絡した場合や、放電灯
ＬＰが低インピーダンスになった場合等）においても、
負荷回路Ｚへ電力を供給する際に、直流電源Ｖｓが切り
離されているため、トランスＴに蓄えられているエネル
ギーがすべて放出されれば、直流電源Ｖｓからのエネル
ギーの供給が無くなり、負荷回路Ｚに流れる電流は減少
してゼロとなる。それにより、負荷回路Ｚの両端電圧Ｖ
ｃが直流電源Ｖｓの電圧よりも低い状態でも十分に制御
可能となる。また、回路構成も簡単になり、インバータ
装置の小型化が図れる。
荷回路Ｚの両端電圧Ｖｃが直流電源Ｖｓの電圧よりも低
い状態（例えば、負荷回路Ｚが短絡した場合や、放電灯
ＬＰが低インピーダンスになった場合等）においても、
負荷回路Ｚへ電力を供給する際に、直流電源Ｖｓが切り
離されているため、トランスＴに蓄えられているエネル
ギーがすべて放出されれば、直流電源Ｖｓからのエネル
ギーの供給が無くなり、負荷回路Ｚに流れる電流は減少
してゼロとなる。それにより、負荷回路Ｚの両端電圧Ｖ
ｃが直流電源Ｖｓの電圧よりも低い状態でも十分に制御
可能となる。また、回路構成も簡単になり、インバータ
装置の小型化が図れる。
【００１３】図４は本発明の他の実施例の回路図であ
る。以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｖ
ｓには、トランジスタＱを介してトランスＴの１次巻線
Ｌ1 が接続されている。トランスＴの２次巻線Ｌ2 に
は、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 の直列回路と、トランジス
タＱ3 ，Ｑ4 の直列回路が並列的に接続されている。ト
ランジスタＱ1 ，Ｑ2 の接続点と、トランジスタＱ3 ，
Ｑ4 の接続点の間には、負荷回路Ｚが接続されている。
負荷回路Ｚは放電灯ＬＰとインダクタＬの直列回路にコ
ンデンサＣを並列接続して成るものである。すなわち、
上述の図２の実施例では、負荷回路Ｚの極性をトランス
Ｔの１次側と２次側のスイッチング動作の組み合わせに
より決定していたが、図４の回路においては、トランス
Ｔの１次側のトランジスタＱでフライバック動作を行
い、２次側のトランジスタＱ1 〜Ｑ4 で負荷電圧の極性
を決めている。これにより、トランスＴの１次巻線が１
つで済み、トランスＴの小型化が図れる。
る。以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｖ
ｓには、トランジスタＱを介してトランスＴの１次巻線
Ｌ1 が接続されている。トランスＴの２次巻線Ｌ2 に
は、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 の直列回路と、トランジス
タＱ3 ，Ｑ4 の直列回路が並列的に接続されている。ト
ランジスタＱ1 ，Ｑ2 の接続点と、トランジスタＱ3 ，
Ｑ4 の接続点の間には、負荷回路Ｚが接続されている。
負荷回路Ｚは放電灯ＬＰとインダクタＬの直列回路にコ
ンデンサＣを並列接続して成るものである。すなわち、
上述の図２の実施例では、負荷回路Ｚの極性をトランス
Ｔの１次側と２次側のスイッチング動作の組み合わせに
より決定していたが、図４の回路においては、トランス
Ｔの１次側のトランジスタＱでフライバック動作を行
い、２次側のトランジスタＱ1 〜Ｑ4 で負荷電圧の極性
を決めている。これにより、トランスＴの１次巻線が１
つで済み、トランスＴの小型化が図れる。
【００１４】図５は図４の回路の動作波形図である。ト
ランジスタＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4は低周波（数Ｈｚ〜
数百ｋＨｚ）で動作し、トランジスタＱは高周波（数ｋ
Ｈｚ〜数百ｋＨｚ）で動作する。トランスＴの２次側の
トランジスタＱ1 ，Ｑ4 が同時にオンする動作と、トラ
ンジスタＱ2 ，Ｑ3 が同時にオンする動作とが低周波的
に切り換わることにより、負荷Ｚの両端電圧Ｖｃの極性
を決めて、トランジスタＱを高周波でフライバック動作
させることにより、負荷回路Ｚに略矩形波の低周波電力
を供給する。
ランジスタＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4は低周波（数Ｈｚ〜
数百ｋＨｚ）で動作し、トランジスタＱは高周波（数ｋ
Ｈｚ〜数百ｋＨｚ）で動作する。トランスＴの２次側の
トランジスタＱ1 ，Ｑ4 が同時にオンする動作と、トラ
ンジスタＱ2 ，Ｑ3 が同時にオンする動作とが低周波的
に切り換わることにより、負荷Ｚの両端電圧Ｖｃの極性
を決めて、トランジスタＱを高周波でフライバック動作
させることにより、負荷回路Ｚに略矩形波の低周波電力
を供給する。
【００１５】例えば、図５のｔ1 〜ｔ3 の区間において
は、トランスＴの２次側のトランジスタＱ1 ，Ｑ4 はオ
ンであり、トランスＴの１次側のトランジスタＱがオン
のとき、直流電源Ｖｓから、トランスＴの１次巻線Ｌ
1 、トランジスタＱ、直流電源Ｖｓの経路で電流が流
れ、トランスＴの１次巻線Ｌ1 には、その電流値に応じ
たエネルギーが蓄積される。次に、トランジスタＱがオ
フすると、１次巻線Ｌ1 に蓄えられたエネルギーは、そ
れと磁気結合している２次巻線Ｌ2 から、トランジスタ
Ｑ1 、負荷回路Ｚ、トランジスタＱ4 、２次巻線Ｌ2 の
経路で電流として放出され、負荷回路Ｚに電力が供給さ
れる。このとき、負荷回路ＺにおけるコンデンサＣの電
圧Ｖｃの極性は正となる。負荷回路Ｚに対する極性反転
は、トランジスタＱ2 ，Ｑ3 をオンし、コンデンサＣの
電荷を電源として、コンデンサＣ、トランジスタＱ2 、
トランスＴの２次巻線Ｌ2 、トランジスタＱ3 、コンデ
ンサＣの経路で電流を流すことにより行う。続いて、ｔ
2 〜ｔ3 の区間においては、同様に、トランスＴの２次
側のトランジスタＱ2 ，Ｑ3 がオンであり、トランスＴ
の１次側のトランジスタＱがオンのとき、トランスＴの
１次巻線Ｌ1 にエネルギーが蓄積され、トランジスタＱ
がオフすると、トランスＴの２次巻線Ｌ2 よりトランジ
スタＱ3 、負荷回路Ｚ、トランジスタＱ2 、２次巻線Ｌ
2 の経路でエネルギーを放出し、負荷回路Ｚに供給す
る。このとき、コンデンサＣの電圧Ｖｃの極性は負とな
る。これにより、負荷回路ＺにおけるコンデンサＣの電
圧Ｖｃ及び放電灯ＬＰに流れる電流Ｉは、図５に示すよ
うになり、放電灯ＬＰに流れる電流Ｉは低周波で交番す
る略矩形波電流となる。また、負荷回路Ｚにコンデンサ
Ｃを設けない場合、放電灯ＬＰに流れる高周波のリップ
ルは増加するが、同様のスイッチング動作を行うもので
ある。
は、トランスＴの２次側のトランジスタＱ1 ，Ｑ4 はオ
ンであり、トランスＴの１次側のトランジスタＱがオン
のとき、直流電源Ｖｓから、トランスＴの１次巻線Ｌ
1 、トランジスタＱ、直流電源Ｖｓの経路で電流が流
れ、トランスＴの１次巻線Ｌ1 には、その電流値に応じ
たエネルギーが蓄積される。次に、トランジスタＱがオ
フすると、１次巻線Ｌ1 に蓄えられたエネルギーは、そ
れと磁気結合している２次巻線Ｌ2 から、トランジスタ
Ｑ1 、負荷回路Ｚ、トランジスタＱ4 、２次巻線Ｌ2 の
経路で電流として放出され、負荷回路Ｚに電力が供給さ
れる。このとき、負荷回路ＺにおけるコンデンサＣの電
圧Ｖｃの極性は正となる。負荷回路Ｚに対する極性反転
は、トランジスタＱ2 ，Ｑ3 をオンし、コンデンサＣの
電荷を電源として、コンデンサＣ、トランジスタＱ2 、
トランスＴの２次巻線Ｌ2 、トランジスタＱ3 、コンデ
ンサＣの経路で電流を流すことにより行う。続いて、ｔ
2 〜ｔ3 の区間においては、同様に、トランスＴの２次
側のトランジスタＱ2 ，Ｑ3 がオンであり、トランスＴ
の１次側のトランジスタＱがオンのとき、トランスＴの
１次巻線Ｌ1 にエネルギーが蓄積され、トランジスタＱ
がオフすると、トランスＴの２次巻線Ｌ2 よりトランジ
スタＱ3 、負荷回路Ｚ、トランジスタＱ2 、２次巻線Ｌ
2 の経路でエネルギーを放出し、負荷回路Ｚに供給す
る。このとき、コンデンサＣの電圧Ｖｃの極性は負とな
る。これにより、負荷回路ＺにおけるコンデンサＣの電
圧Ｖｃ及び放電灯ＬＰに流れる電流Ｉは、図５に示すよ
うになり、放電灯ＬＰに流れる電流Ｉは低周波で交番す
る略矩形波電流となる。また、負荷回路Ｚにコンデンサ
Ｃを設けない場合、放電灯ＬＰに流れる高周波のリップ
ルは増加するが、同様のスイッチング動作を行うもので
ある。
【００１６】以上のような回路構成及び動作により、負
荷回路Ｚの両端電圧Ｖｃが直流電源Ｖｓの電圧よりも低
い状態（例えば、負荷回路Ｚが短絡した場合や、放電灯
ＬＰが低インピーダンスになった場合等）においても、
負荷回路Ｚへ電力を供給する際に、直流電源Ｖｓが切り
離されているため、トランスＴに蓄えられているエネル
ギーがすべて放出されれば、直流電源Ｖｓからのエネル
ギーの供給が無くなり、負荷回路Ｚに流れる電流は減少
してゼロとなる。それにより、負荷回路Ｚの両端電圧Ｖ
ｃが直流電源Ｖｓの電圧よりも低い状態でも十分に制御
可能となる。また、回路構成も簡単になり、インバータ
装置の小型化が図れる。
荷回路Ｚの両端電圧Ｖｃが直流電源Ｖｓの電圧よりも低
い状態（例えば、負荷回路Ｚが短絡した場合や、放電灯
ＬＰが低インピーダンスになった場合等）においても、
負荷回路Ｚへ電力を供給する際に、直流電源Ｖｓが切り
離されているため、トランスＴに蓄えられているエネル
ギーがすべて放出されれば、直流電源Ｖｓからのエネル
ギーの供給が無くなり、負荷回路Ｚに流れる電流は減少
してゼロとなる。それにより、負荷回路Ｚの両端電圧Ｖ
ｃが直流電源Ｖｓの電圧よりも低い状態でも十分に制御
可能となる。また、回路構成も簡単になり、インバータ
装置の小型化が図れる。
【００１７】図６は本発明の別の実施例の回路図であ
る。本実施例では、インダクタＬ1 ，Ｌ2 がオートトラ
ンス構造となっている。電源側のトランジスタＱは高周
波的にオン・オフ動作を行うものであり、負荷側のトラ
ンジスタＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ 4 は、図５の動作波形図
のように低周波的にオン・オフ動作を行うものである。
トランジスタＱ1 ，Ｑ4 がオン状態である場合におい
て、トランジスタＱがオンすると、直流電源Ｖｓ、トラ
ンジスタＱ、インダクタＬ1 、直流電源Ｖｓで電流が流
れ、インダクタＬ1 にエネルギーが蓄積される。トラン
ジスタＱがオフすると、インダクタＬ1 に蓄積されたエ
ネルギーが磁気結合により、インダクタＬ1，Ｌ2 よ
り、トランジスタＱ1 、負荷回路Ｚ、トランジスタＱ
4 、インダクタＬ 2 ，Ｌ1 の経路で電流として放出され
る。このとき、負荷回路ＺにおけるコンデンサＣの電圧
Ｖｃの極性は正となる。その他の動作は、図４の実施例
と同様である。また、コンデンサＣが無くても同様のス
イッチング動作を行うものである。以上のように、本実
施例では、インダクタＬ1 にエネルギーを蓄積し、イン
ダクタＬ1 ，Ｌ2 より負荷回路Ｚに電力を供給する動作
であるため、図４の実施例と比較すると、トランスの巻
数が、同じ動作条件ではインダクタＬ1 の分だけ少なく
て済む利点がある。
る。本実施例では、インダクタＬ1 ，Ｌ2 がオートトラ
ンス構造となっている。電源側のトランジスタＱは高周
波的にオン・オフ動作を行うものであり、負荷側のトラ
ンジスタＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ 4 は、図５の動作波形図
のように低周波的にオン・オフ動作を行うものである。
トランジスタＱ1 ，Ｑ4 がオン状態である場合におい
て、トランジスタＱがオンすると、直流電源Ｖｓ、トラ
ンジスタＱ、インダクタＬ1 、直流電源Ｖｓで電流が流
れ、インダクタＬ1 にエネルギーが蓄積される。トラン
ジスタＱがオフすると、インダクタＬ1 に蓄積されたエ
ネルギーが磁気結合により、インダクタＬ1，Ｌ2 よ
り、トランジスタＱ1 、負荷回路Ｚ、トランジスタＱ
4 、インダクタＬ 2 ，Ｌ1 の経路で電流として放出され
る。このとき、負荷回路ＺにおけるコンデンサＣの電圧
Ｖｃの極性は正となる。その他の動作は、図４の実施例
と同様である。また、コンデンサＣが無くても同様のス
イッチング動作を行うものである。以上のように、本実
施例では、インダクタＬ1 にエネルギーを蓄積し、イン
ダクタＬ1 ，Ｌ2 より負荷回路Ｚに電力を供給する動作
であるため、図４の実施例と比較すると、トランスの巻
数が、同じ動作条件ではインダクタＬ1 の分だけ少なく
て済む利点がある。
【００１８】図７は本発明の第４実施例の回路図であ
る。図６の実施例が直流電源Ｖｓの負側を安定電位点
（グランド）としているのに対して、本実施例では、直
流電源Ｖｓの正側を安定電位点（グランド）としてい
る。このような実施例は、自動車等に応用する場合の要
求に応えるものである。
る。図６の実施例が直流電源Ｖｓの負側を安定電位点
（グランド）としているのに対して、本実施例では、直
流電源Ｖｓの正側を安定電位点（グランド）としてい
る。このような実施例は、自動車等に応用する場合の要
求に応えるものである。
【００１９】図８は請求項４に記載された発明の一実施
例の回路図であり、図９はその動作波形図である。本実
施例では、スイッチング素子Ｓ3 とＳ4 は低周波で交互
にオン・オフする。また、スイッチング素子Ｓ1 及びＳ
2 は、スイッチング素子Ｓ3，Ｓ4 と同期して、前記低
周波の半サイクル毎に高周波でのオン・オフ動作とオン
状態を繰り返す。スイッチング素子Ｓ1 （又はＳ2 ）が
高周波動作を行っているとき、スイッチング素子Ｓ2
（又はＳ1 ）、Ｓ3 （又はＳ4 ）はオンである。このよ
うに、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 を動作
させることにより、負荷回路Ｚには、略矩形波の低周波
電力が供給される。
例の回路図であり、図９はその動作波形図である。本実
施例では、スイッチング素子Ｓ3 とＳ4 は低周波で交互
にオン・オフする。また、スイッチング素子Ｓ1 及びＳ
2 は、スイッチング素子Ｓ3，Ｓ4 と同期して、前記低
周波の半サイクル毎に高周波でのオン・オフ動作とオン
状態を繰り返す。スイッチング素子Ｓ1 （又はＳ2 ）が
高周波動作を行っているとき、スイッチング素子Ｓ2
（又はＳ1 ）、Ｓ3 （又はＳ4 ）はオンである。このよ
うに、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 を動作
させることにより、負荷回路Ｚには、略矩形波の低周波
電力が供給される。
【００２０】本実施例では、インダクタＬ1 と磁気結合
したインダクタＬ2 ，Ｌ3 を設けて、昇圧型のチョッパ
ー動作をスイッチング素子Ｓ1 とＳ2 で、つまり、ブリ
ッジ回路の片側で行うことにより、インダクタＬ1 とＬ
2 （又はＬ3 ）の巻数比に応じて、スイッチング素子Ｓ
1 ，Ｓ2 の耐圧を低減できる。
したインダクタＬ2 ，Ｌ3 を設けて、昇圧型のチョッパ
ー動作をスイッチング素子Ｓ1 とＳ2 で、つまり、ブリ
ッジ回路の片側で行うことにより、インダクタＬ1 とＬ
2 （又はＬ3 ）の巻数比に応じて、スイッチング素子Ｓ
1 ，Ｓ2 の耐圧を低減できる。
【００２１】なお、負荷回路Ｚとしては、抵抗成分のみ
でも良いし、抵抗成分にコンデンサを並列接続したもの
でも良いし、抵抗成分とインダクタの直列回路にコンデ
ンサを並列接続したものでも良い。コンデンサを並列接
続した場合には、高周波リップルが低減されるという効
果がある。
でも良いし、抵抗成分にコンデンサを並列接続したもの
でも良いし、抵抗成分とインダクタの直列回路にコンデ
ンサを並列接続したものでも良い。コンデンサを並列接
続した場合には、高周波リップルが低減されるという効
果がある。
【００２２】以下、図９の動作波形図を参照しながら、
本実施例の動作について説明する。図８の回路では、図
９に示すように、ｔ1 〜ｔ2 の第１の制御期間とｔ2 〜
ｔ3の第２の制御期間という２つの動作モードが存在す
るが、簡単のために、ここではｔ1 〜ｔ2 の動作モード
について説明する。この動作モードにおける動作波形を
図１０に示す。図１０では、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ
4 がオン状態、スイッチング素子Ｓ3 がオフ状態である
ときに、スイッチング素子Ｓ2 が高周波でオン・オフ動
作を行う。スイッチング素子Ｓ2 がオンすると、直流電
源Ｖｓ、インダクタＬ1 、スイッチング素子Ｓ1 、スイ
ッチング素子Ｓ2 、直流電源Ｖｓの経路で電流Ｉが流れ
て、ｔｂの時点でインダクタＬ1 にはＩｐの電流が流
れ、その電流に応じたエネルギーが蓄積される。次に、
スイッチング素子Ｓ2 がオフすると、電流は直流電源Ｖ
ｓ、インダクタＬ1 、スイッチング素子Ｓ1 、負荷回路
Ｚ、インダクタＬ3 、スイッチング素子Ｓ4 、ダイオー
ドＤ4 、直流電源Ｖｓの経路で流れて、インダクタＬ1
とインダクタＬ2 ，Ｌ3 の巻数比Ｎに応じて、そのピー
ク値をＩｐ／（Ｎ＋１）に低下されて流れるものであ
り、負荷回路Ｚには、直流電源Ｖ1 並びにインダクタＬ
1 ，Ｌ3 からエネルギーが供給される。そして、このと
き、スイッチング素子Ｓ2 に加わる電圧Ｖｓ2 は、Ｖ1
＋（Ｖ2 −Ｖ1 ）／（Ｎ＋１）となり、その最大値は、
Ｖ1 ＋（Ｖ2 ｍａｘ−Ｖ1 ）／（Ｎ＋１）となり、スイ
ッチング素子Ｓ2 に加わる電圧Ｖｓ2 のピーク値を低減
できる。図１０では、電流Ｉが０となる区間ｔｃ〜ｔｄ
を設けているが、電流Ｉが連続して流れる場合でも上述
のことは成り立つ。また、図９におけるｔ2 〜ｔ3 の第
２の制御期間の動作モードについても同様に、スイッチ
ング素子Ｓ1 に加わる電圧は低減される。
本実施例の動作について説明する。図８の回路では、図
９に示すように、ｔ1 〜ｔ2 の第１の制御期間とｔ2 〜
ｔ3の第２の制御期間という２つの動作モードが存在す
るが、簡単のために、ここではｔ1 〜ｔ2 の動作モード
について説明する。この動作モードにおける動作波形を
図１０に示す。図１０では、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ
4 がオン状態、スイッチング素子Ｓ3 がオフ状態である
ときに、スイッチング素子Ｓ2 が高周波でオン・オフ動
作を行う。スイッチング素子Ｓ2 がオンすると、直流電
源Ｖｓ、インダクタＬ1 、スイッチング素子Ｓ1 、スイ
ッチング素子Ｓ2 、直流電源Ｖｓの経路で電流Ｉが流れ
て、ｔｂの時点でインダクタＬ1 にはＩｐの電流が流
れ、その電流に応じたエネルギーが蓄積される。次に、
スイッチング素子Ｓ2 がオフすると、電流は直流電源Ｖ
ｓ、インダクタＬ1 、スイッチング素子Ｓ1 、負荷回路
Ｚ、インダクタＬ3 、スイッチング素子Ｓ4 、ダイオー
ドＤ4 、直流電源Ｖｓの経路で流れて、インダクタＬ1
とインダクタＬ2 ，Ｌ3 の巻数比Ｎに応じて、そのピー
ク値をＩｐ／（Ｎ＋１）に低下されて流れるものであ
り、負荷回路Ｚには、直流電源Ｖ1 並びにインダクタＬ
1 ，Ｌ3 からエネルギーが供給される。そして、このと
き、スイッチング素子Ｓ2 に加わる電圧Ｖｓ2 は、Ｖ1
＋（Ｖ2 −Ｖ1 ）／（Ｎ＋１）となり、その最大値は、
Ｖ1 ＋（Ｖ2 ｍａｘ−Ｖ1 ）／（Ｎ＋１）となり、スイ
ッチング素子Ｓ2 に加わる電圧Ｖｓ2 のピーク値を低減
できる。図１０では、電流Ｉが０となる区間ｔｃ〜ｔｄ
を設けているが、電流Ｉが連続して流れる場合でも上述
のことは成り立つ。また、図９におけるｔ2 〜ｔ3 の第
２の制御期間の動作モードについても同様に、スイッチ
ング素子Ｓ1 に加わる電圧は低減される。
【００２３】次に、請求項５に記載された制御手段によ
る動作波形を図１１に示す。回路構成は図８と同様であ
る。この場合も、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 に加わる
電圧の最大値は低減され、Ｖ1 ＋Ｖ2 ｍａｘ／Ｎとな
る。続いて、請求項６に記載された制御手段による動作
波形を図１２に示す。ここでも、回路構成は図８と同様
である。また、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 に加わる電
圧は、Ｖ1 ＋（Ｖ1 −Ｖ 2 ｍｉｎ）／（Ｎ＋１）、又
は、Ｖ1 ＋Ｖ2 ｍａｘ／Ｎを越えることはない。以上の
請求項４、請求項５、請求項６に記載の各制御手段を例
示したが、請求項４の制御手段は昇圧モード動作（Ｖ1
＜Ｖ2 ）であり、請求項５の制御手段は昇降圧モード動
作であり、請求項６の制御手段は降圧モード動作（Ｖ1
＞Ｖ2 ）である。昇圧モードは電源が常に利用されてい
るため、電源の利用率が高く、回路効率が高い。また、
昇降圧モードは負荷出力電圧Ｖ2 が電源電圧Ｖ1 よりも
低い場合でも、出力を制御することが可能である。さら
に、降圧モードは電源電圧Ｖ1が負荷出力電圧Ｖ2 に比
べて高い場合に有効である。
る動作波形を図１１に示す。回路構成は図８と同様であ
る。この場合も、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 に加わる
電圧の最大値は低減され、Ｖ1 ＋Ｖ2 ｍａｘ／Ｎとな
る。続いて、請求項６に記載された制御手段による動作
波形を図１２に示す。ここでも、回路構成は図８と同様
である。また、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 に加わる電
圧は、Ｖ1 ＋（Ｖ1 −Ｖ 2 ｍｉｎ）／（Ｎ＋１）、又
は、Ｖ1 ＋Ｖ2 ｍａｘ／Ｎを越えることはない。以上の
請求項４、請求項５、請求項６に記載の各制御手段を例
示したが、請求項４の制御手段は昇圧モード動作（Ｖ1
＜Ｖ2 ）であり、請求項５の制御手段は昇降圧モード動
作であり、請求項６の制御手段は降圧モード動作（Ｖ1
＞Ｖ2 ）である。昇圧モードは電源が常に利用されてい
るため、電源の利用率が高く、回路効率が高い。また、
昇降圧モードは負荷出力電圧Ｖ2 が電源電圧Ｖ1 よりも
低い場合でも、出力を制御することが可能である。さら
に、降圧モードは電源電圧Ｖ1が負荷出力電圧Ｖ2 に比
べて高い場合に有効である。
【００２４】図８の回路を放電灯点灯回路に応用した例
を図１３に示した。この実施例では、放電灯ＬＰに高周
波リップルを加えないように、インダクタＬとコンデン
サＣからなるローパスフィルタを付加している。動作波
形については、昇圧モード、昇降圧モード、降圧モード
のそれぞれを図１５、図１６、図１７に示した。また、
このとき、放電灯ＬＰに流れる電流Ｉは図１４のように
なる。ここでは、スイッチング素子としてバイポーラト
ランジスタを例示したが、例えば、パワーＭＯＳＦＥＴ
を用いる場合には、寄生ダイオードが逆並列接続されて
いるため、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 は省略できる。また、
他の半導体素子（ＩＧＢＴ、ＧＴＯ等）を用いても構わ
ない。
を図１３に示した。この実施例では、放電灯ＬＰに高周
波リップルを加えないように、インダクタＬとコンデン
サＣからなるローパスフィルタを付加している。動作波
形については、昇圧モード、昇降圧モード、降圧モード
のそれぞれを図１５、図１６、図１７に示した。また、
このとき、放電灯ＬＰに流れる電流Ｉは図１４のように
なる。ここでは、スイッチング素子としてバイポーラト
ランジスタを例示したが、例えば、パワーＭＯＳＦＥＴ
を用いる場合には、寄生ダイオードが逆並列接続されて
いるため、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 は省略できる。また、
他の半導体素子（ＩＧＢＴ、ＧＴＯ等）を用いても構わ
ない。
【００２５】図１８は別の実施例を示している。本実施
例では、図１３の回路に新たにトランジスタＱを付加し
たものである。昇圧モード並びに昇降圧モードにおい
て、インダクタＬ1 にエネルギーを蓄えるとき、トラン
ジスタＱ1 （又はＱ2 ）と同時に高周波でトランジスタ
Ｑをオン・オフしてやることにより、エネルギー蓄積時
の経路のインピーダンスを下げることができ、回路損失
が低減され、回路効率を向上させることができる。この
ときの動作を図１９、図２０に示す。図１９は昇圧モー
ド時、図２０は昇降圧モード時の動作を示している。ま
た、トランジスタＱのみを高周波動作させる図２１に示
すような動作も可能である。このときのモードは昇圧モ
ードであるが、昇降圧モードについても同様のことが可
能である。
例では、図１３の回路に新たにトランジスタＱを付加し
たものである。昇圧モード並びに昇降圧モードにおい
て、インダクタＬ1 にエネルギーを蓄えるとき、トラン
ジスタＱ1 （又はＱ2 ）と同時に高周波でトランジスタ
Ｑをオン・オフしてやることにより、エネルギー蓄積時
の経路のインピーダンスを下げることができ、回路損失
が低減され、回路効率を向上させることができる。この
ときの動作を図１９、図２０に示す。図１９は昇圧モー
ド時、図２０は昇降圧モード時の動作を示している。ま
た、トランジスタＱのみを高周波動作させる図２１に示
すような動作も可能である。このときのモードは昇圧モ
ードであるが、昇降圧モードについても同様のことが可
能である。
【００２６】
【発明の効果】請求項１記載の発明によれば、負荷が短
絡等で低インピーダンスとなって、負荷回路電圧が電源
電圧値を下回った場合においても、電力制御が容易に行
えるインバータ装置を提供できるという効果があり、ま
た、回路構成が簡単となり、インバータ装置を小型化で
きるという効果がある。また、従来、負荷に矩形波電力
を供給する場合には、電源電圧を昇圧する昇圧部と、そ
の電圧を降圧して矩形波として負荷に供給するインバー
タ部が必要であり、その間には電解コンデンサ等の大型
素子も介在していたが、本発明では、電源電圧の昇圧部
とインバータ部が一体となっており、そのため、電解コ
ンデンサの介在が不要であると共に、インバータ部にお
ける降圧限流用のチョークコイルも不要となるという利
点がある。また、請求項２記載の発明によれば、トラン
スの１次側に２つの巻線を設けてトランスの１次側に流
れる電流の極性を反転させるように構成したので、極性
反転のために使用するスイッチング素子の個数を低減で
きるという効果がある。さらに、請求項３記載の発明に
よれば、トランスの２次側の極性転換回路を有している
ので、トランスの１次側に２つの巻線を設ける必要がな
くなり、トランスの構成が簡単になるという効果があ
る。
絡等で低インピーダンスとなって、負荷回路電圧が電源
電圧値を下回った場合においても、電力制御が容易に行
えるインバータ装置を提供できるという効果があり、ま
た、回路構成が簡単となり、インバータ装置を小型化で
きるという効果がある。また、従来、負荷に矩形波電力
を供給する場合には、電源電圧を昇圧する昇圧部と、そ
の電圧を降圧して矩形波として負荷に供給するインバー
タ部が必要であり、その間には電解コンデンサ等の大型
素子も介在していたが、本発明では、電源電圧の昇圧部
とインバータ部が一体となっており、そのため、電解コ
ンデンサの介在が不要であると共に、インバータ部にお
ける降圧限流用のチョークコイルも不要となるという利
点がある。また、請求項２記載の発明によれば、トラン
スの１次側に２つの巻線を設けてトランスの１次側に流
れる電流の極性を反転させるように構成したので、極性
反転のために使用するスイッチング素子の個数を低減で
きるという効果がある。さらに、請求項３記載の発明に
よれば、トランスの２次側の極性転換回路を有している
ので、トランスの１次側に２つの巻線を設ける必要がな
くなり、トランスの構成が簡単になるという効果があ
る。
【００２７】請求項４記載の発明によれば、電源側の第
１のインダクタと磁気結合した第２及び第３のインダク
タを設け、それぞれを第３及び第４のスイッチング素子
と直列に挿入することにより、第１のインダクタにエネ
ルギーを蓄えるときの電流経路上に存在する第１及び第
２のスイッチング素子の耐圧を下げることができるとい
う効果がある。その結果、第１及び第２のスイッチング
素子として大電流に適したスイッチング素子を使用する
ことが可能となり、回路損失を低減して、回路効率を高
めることが可能となる。また、請求項４に記載された昇
圧モードでの動作のほかに、請求項５に記載された昇降
圧モード、請求項６に記載された降圧モードでの動作も
可能であるので、負荷の状況等に応じて、モードを切り
換えたり、又はその負荷に適した動作モードを用いるこ
とにより、従来は出力の制御が困難であった領域におい
ても出力の制御が可能となり、回路効率も向上するとい
う効果がある。
１のインダクタと磁気結合した第２及び第３のインダク
タを設け、それぞれを第３及び第４のスイッチング素子
と直列に挿入することにより、第１のインダクタにエネ
ルギーを蓄えるときの電流経路上に存在する第１及び第
２のスイッチング素子の耐圧を下げることができるとい
う効果がある。その結果、第１及び第２のスイッチング
素子として大電流に適したスイッチング素子を使用する
ことが可能となり、回路損失を低減して、回路効率を高
めることが可能となる。また、請求項４に記載された昇
圧モードでの動作のほかに、請求項５に記載された昇降
圧モード、請求項６に記載された降圧モードでの動作も
可能であるので、負荷の状況等に応じて、モードを切り
換えたり、又はその負荷に適した動作モードを用いるこ
とにより、従来は出力の制御が困難であった領域におい
ても出力の制御が可能となり、回路効率も向上するとい
う効果がある。
【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。
【図２】本発明の第１実施例の回路図である。
【図３】本発明の第１実施例の動作波形図である。
【図４】本発明の第２実施例の回路図である。
【図５】本発明の第２実施例の動作波形図である。
【図６】本発明の第３実施例の回路図である。
【図７】本発明の第４実施例の回路図である。
【図８】本発明の第５実施例の回路図である。
【図９】本発明の第５実施例の動作波形図である。
【図１０】本発明の第５実施例の第１の制御期間の動作
波形図である。
波形図である。
【図１１】本発明の第６実施例の動作波形図である。
【図１２】本発明の第７実施例の動作波形図である。
【図１３】本発明の第８実施例の回路図である。
【図１４】本発明の第８実施例の出力電圧と出力電流の
波形図である。
波形図である。
【図１５】本発明の第８実施例の動作波形図である。
【図１６】本発明の第９実施例の動作波形図である。
【図１７】本発明の第１０実施例の動作波形図である。
【図１８】本発明の第１１実施例の回路図である。
【図１９】本発明の第１１実施例の動作波形図である。
【図２０】本発明の第１２実施例の動作波形図である。
【図２１】本発明の第１３実施例の動作波形図である。
【図２２】第１の従来例の回路図である。
【図２３】第１の従来例の動作波形図である。
【図２４】第２の従来例の回路図である。
【図２５】第２の従来例の動作波形図である。
Ｖｓ 直流電源 Ｚ 負荷回路 Ｌｎ インダクタンス要素 Ｃ コンデンサ Ｓａ 第１のスイッチング回路 Ｓｂ 第２のスイッチング回路
Claims (6)
- 【請求項１】 直流電源からの電流を高周波的にオン
・オフさせる第１のスイッチング回路と、第１のスイッ
チング回路が導通状態であるときに直流電源から第１の
スイッチング回路を介して流れる電流によりエネルギー
を蓄積されるインダクタンス要素と、インダクタンス要
素に蓄積されたエネルギーを第１のスイッチング回路が
非導通状態であるときに放出される負荷回路と、前記イ
ンダクタンス要素から負荷回路に放出される電流の極性
を第１のスイッチング回路のスイッチング周波数に比べ
て十分に低い周波数で交互に反転させるための第２のス
イッチング回路とを備えることを特徴とするインバータ
装置。 - 【請求項２】 直流電源からの電流を高周波的にオン
・オフさせる第１及び第２のスイッチング素子と、負荷
回路に供給される電流の極性を低周波的に切り換えるた
めの第３及び第４のスイッチング素子と、第１又は第２
のスイッチング素子を介して直流電源から供給される電
流によりエネルギーを蓄積されて、第３又は第４のスイ
ッチング素子を介して負荷回路にエネルギーを放出され
るインダクタンス要素と、第１のスイッチング素子をオ
ンさせてインダクタンス要素にエネルギーを蓄積し、第
１のスイッチング素子をオフさせたときに第３のスイッ
チング素子を介して負荷回路にエネルギーを放出する第
１の制御期間と、第２のスイッチング素子をオンさせて
インダクタンス要素にエネルギーを蓄積し、第２のスイ
ッチング素子をオフさせたときに第４のスイッチング素
子を介して負荷回路にエネルギーを放出する第２の制御
期間とを低周波的に交番させる制御手段とを備えること
を特徴とするインバータ装置。 - 【請求項３】 直流電源からの電流を高周波的にオン
・オフさせるスイッチング素子と、負荷回路に供給され
る電流の極性を低周波的に切り換えるための極性転換回
路と、前記スイッチング素子を介して直流電源から供給
される電流によりエネルギーを蓄積されて、前記極性転
換回路を介して負荷回路にエネルギーを放出されるイン
ダクタンス要素と、前記スイッチング素子をオンさせて
インダクタンス要素にエネルギーを蓄積し、前記スイッ
チング素子をオフさせたときに前記極性転換回路を介し
て負荷回路にエネルギーを一方向に放出する第１の制御
期間と、前記スイッチング素子をオンさせてインダクタ
ンス要素にエネルギーを蓄積し、前記スイッチング素子
をオフさせたときに前記極性転換回路を介して負荷回路
にエネルギーを逆方向に放出する第２の制御期間とを低
周波的に交番させる制御手段とを備えることを特徴とす
るインバータ装置。 - 【請求項４】 第１及び第２のスイッチング素子の直
列回路と、前記直列回路を介して直流電源に接続された
第１のインダクタと、第１のインダクタに磁気結合され
た第２及び第３のインダクタと、第１及び第２のスイッ
チング素子の接続点に一端を接続された負荷回路と、負
荷回路と第１のスイッチング素子の直列回路に第２のイ
ンダクタを並列接続するための第３のスイッチング素子
と、負荷回路と第２のスイッチング素子の直列回路に第
３のインダクタを並列接続するための第４のスイッチン
グ素子と、第１及び第２のスイッチング素子をオンさせ
て直流電源から第１及び第２のスイッチング素子を介し
て第１のインダクタに流れる電流により第１のインダク
タにエネルギーを蓄積し、第２及び第３のスイッチング
素子をオフさせて第１及び第４のスイッチング素子をオ
ンさせることにより、第１のインダクタ及び第１のイン
ダクタに磁気結合された第３のインダクタから負荷回路
にエネルギーを放出する動作を高周波的に繰り返す第１
の制御期間と、第１及び第２のスイッチング素子をオン
させて直流電源から第１及び第２のスイッチング素子を
介して第１のインダクタに流れる電流により第１のイン
ダクタにエネルギーを蓄積し、第１及び第４のスイッチ
ング素子をオフさせて第２及び第３のスイッチング素子
をオンさせることにより、第１のインダクタ及び第１の
インダクタに磁気結合された第２のインダクタから負荷
回路にエネルギーを放出する動作を高周波的に繰り返す
第２の制御期間を低周波的に交番させる制御手段を備え
ることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項５】 第１及び第２のスイッチング素子の直
列回路と、前記直列回路を介して直流電源に接続された
第１のインダクタと、第１のインダクタに磁気結合され
た第２及び第３のインダクタと、第１及び第２のスイッ
チング素子の接続点に一端を接続された負荷回路と、負
荷回路と第１のスイッチング素子の直列回路に第２のイ
ンダクタを並列接続するための第３のスイッチング素子
と、負荷回路と第２のスイッチング素子の直列回路に第
３のインダクタを並列接続するための第４のスイッチン
グ素子と、第１及び第２のスイッチング素子をオンさせ
て直流電源から第１及び第２のスイッチング素子を介し
て第１のインダクタに流れる電流により第１のインダク
タにエネルギーを蓄積し、第１及び第３のスイッチング
素子をオフさせて第２及び第４のスイッチング素子をオ
ンさせることにより、第１のインダクタに磁気結合され
た第３のインダクタから負荷回路にエネルギーを放出す
る動作を高周波的に繰り返す第１の制御期間と、第１及
び第２のスイッチング素子をオンさせて直流電源から第
１及び第２のスイッチング素子を介して第１のインダク
タに流れる電流により第１のインダクタにエネルギーを
蓄積し、第２及び第４のスイッチング素子をオフさせて
第１及び第３のスイッチング素子をオンさせることによ
り、第１のインダクタに磁気結合された第２のインダク
タから負荷回路にエネルギーを放出する動作を高周波的
に繰り返す第２の制御期間を低周波的に交番させる制御
手段を備えることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項６】 第１及び第２のスイッチング素子の直
列回路と、前記直列回路を介して直流電源に接続された
第１のインダクタと、第１のインダクタに磁気結合され
た第２及び第３のインダクタと、第１及び第２のスイッ
チング素子の接続点に一端を接続された負荷回路と、負
荷回路と第１のスイッチング素子の直列回路に第２のイ
ンダクタを並列接続するための第３のスイッチング素子
と、負荷回路と第２のスイッチング素子の直列回路に第
３のインダクタを並列接続するための第４のスイッチン
グ素子と、第１及び第４のスイッチング素子をオンさせ
て直流電源から第１及び第４のスイッチング素子を介し
て第１及び第３のインダクタに流れる電流により第１及
び第３のインダクタにエネルギーを蓄積し、第１のスイ
ッチング素子をオフさせて第２のスイッチング素子をオ
ンさせることにより、第１及び第３のインダクタから負
荷回路にエネルギーを放出する動作を高周波的に繰り返
す第１の制御期間と、第２及び第３のスイッチング素子
をオンさせて直流電源から第２及び第３のスイッチング
素子を介して第１及び第２のインダクタに流れる電流に
より第１及び第２のインダクタにエネルギーを蓄積し、
第２のスイッチング素子をオフさせて第１のスイッチン
グ素子をオンさせることにより、第１及び第２のインダ
クタから負荷回路にエネルギーを放出する動作を高周波
的に繰り返す第２の制御期間を低周波的に交番させる制
御手段を備えることを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09819793A JP3211476B2 (ja) | 1993-04-23 | 1993-04-23 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09819793A JP3211476B2 (ja) | 1993-04-23 | 1993-04-23 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06311756A true JPH06311756A (ja) | 1994-11-04 |
| JP3211476B2 JP3211476B2 (ja) | 2001-09-25 |
Family
ID=14213282
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09819793A Expired - Fee Related JP3211476B2 (ja) | 1993-04-23 | 1993-04-23 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3211476B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006331684A (ja) * | 2005-05-23 | 2006-12-07 | Harison Toshiba Lighting Corp | 放電灯の点灯装置 |
-
1993
- 1993-04-23 JP JP09819793A patent/JP3211476B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006331684A (ja) * | 2005-05-23 | 2006-12-07 | Harison Toshiba Lighting Corp | 放電灯の点灯装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3211476B2 (ja) | 2001-09-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7663898B2 (en) | Switching power supply with direct conversion off AC power source | |
| JP4013995B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| US8441812B2 (en) | Series resonant converter having a circuit configuration that prevents leading current | |
| US11063518B1 (en) | Bi-directional isolated DC-DC converter for the electrification of transportation | |
| JP2929635B2 (ja) | 電源回路 | |
| US20080043506A1 (en) | Dc-ac converter | |
| US6535407B1 (en) | DC/DC converter having a piezoelectric transformer and rectification-smoothing circuit | |
| JP2004512662A (ja) | ライン電流を連続導通させる電子安定器 | |
| US11108329B1 (en) | Switch-mode power supplies including three-level LLC circuits for low line and high line operation | |
| JP2001112253A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| US20210273567A1 (en) | Switch-mode power supplies including three-level llc circuits | |
| CN105991021B (zh) | 双向dc-dc变换器 | |
| CN113746341A (zh) | 开关转换器及其操作方法和控制器电路 | |
| JPH06311756A (ja) | インバータ装置 | |
| CN115694190A (zh) | 功率变换电路 | |
| CN109995264B (zh) | 双向dc-ac变换器及其控制方法 | |
| JP3124921B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH10146048A (ja) | チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3259391B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPH06311757A (ja) | インバータ装置 | |
| JP3266697B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP6033092B2 (ja) | 電源装置、ｌｅｄ点灯装置およびバッテリ充電装置 | |
| JPH06311755A (ja) | インバータ装置 | |
| JPH06276757A (ja) | インバータ装置 | |
| JPH06310287A (ja) | 放電灯点灯装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070719 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080719 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090719 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |