JPH06291689A - 波形整形装置 - Google Patents
波形整形装置Info
- Publication number
- JPH06291689A JPH06291689A JP7931293A JP7931293A JPH06291689A JP H06291689 A JPH06291689 A JP H06291689A JP 7931293 A JP7931293 A JP 7931293A JP 7931293 A JP7931293 A JP 7931293A JP H06291689 A JPH06291689 A JP H06291689A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- spike noise
- frequency
- comparator
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 周波数シフトキーング受信機において、スパ
イク状の雑音を除去し通信の信頼性を向上する。 【構成】 周波数変調された信号を復調する周波数復調
手段３と、スパイク状の雑音を検出するスパイク雑音検
出手段７と、スパイク雑音がない時には周波数復調手段
３からの信号をそのまま出力しスパイク雑音がある時に
は周波数復調手段３からの信号をある値に補間して出力
する補間手段９と、この補間手段９からの信号をある閾
値で二値化する二値化手段５とで構成されている。
イク状の雑音を除去し通信の信頼性を向上する。 【構成】 周波数変調された信号を復調する周波数復調
手段３と、スパイク状の雑音を検出するスパイク雑音検
出手段７と、スパイク雑音がない時には周波数復調手段
３からの信号をそのまま出力しスパイク雑音がある時に
は周波数復調手段３からの信号をある値に補間して出力
する補間手段９と、この補間手段９からの信号をある閾
値で二値化する二値化手段５とで構成されている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ガス給湯器本体と台所
や風呂場に設けられたリモコン装置との間のデータ伝送
等に用いられる周波数シフトキーング（以下ＦＳＫと呼
ぶ）受信機における波形整形装置に関するものである。
や風呂場に設けられたリモコン装置との間のデータ伝送
等に用いられる周波数シフトキーング（以下ＦＳＫと呼
ぶ）受信機における波形整形装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に電波を用いたデータ伝送方式とし
て、搬送波信号をデータ信号により周波数変調するＦＳ
Ｋ変調方式を用いることが多く行なわれている。このよ
うな周波数変調されたＦＳＫ信号からもとのデータ信号
を取り出し波形整形する従来の波形整形装置について図
４にブロック図を示し説明する。図４において１はアン
テナ、２は受信機、３は周波数復調手段、４はローパス
フィルタ（以下L.P.Fと呼ぶ）、５は二値化手段であ
る。アンテナ１にはデータにより周波数変調された電波
が入力する。アンテナ１に入力した周波数変調された電
波信号は受信機２により増幅され周波数復調手段３によ
り周波数復調される。周波数復調手段３の出力には復調
されたデータ信号の他にいろいろな周波数成分を有する
雑音が生じる。L.P.F４において復調されたデータ信号
の誤りを最小にするように不要な雑音成分を取り除く。
そして二値化手段５においてある閾値を基準に二値化を
行い、データ信号として出力する。
て、搬送波信号をデータ信号により周波数変調するＦＳ
Ｋ変調方式を用いることが多く行なわれている。このよ
うな周波数変調されたＦＳＫ信号からもとのデータ信号
を取り出し波形整形する従来の波形整形装置について図
４にブロック図を示し説明する。図４において１はアン
テナ、２は受信機、３は周波数復調手段、４はローパス
フィルタ（以下L.P.Fと呼ぶ）、５は二値化手段であ
る。アンテナ１にはデータにより周波数変調された電波
が入力する。アンテナ１に入力した周波数変調された電
波信号は受信機２により増幅され周波数復調手段３によ
り周波数復調される。周波数復調手段３の出力には復調
されたデータ信号の他にいろいろな周波数成分を有する
雑音が生じる。L.P.F４において復調されたデータ信号
の誤りを最小にするように不要な雑音成分を取り除く。
そして二値化手段５においてある閾値を基準に二値化を
行い、データ信号として出力する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
の構成では、受信する信号レベルが雑音レベルに近づい
てきた時生じる周波数復調方式特有のスパイク状の雑音
が発生した時、二値化手段５の出力に誤りが発生するこ
とになり通信の信頼性を損なうという課題があった。
の構成では、受信する信号レベルが雑音レベルに近づい
てきた時生じる周波数復調方式特有のスパイク状の雑音
が発生した時、二値化手段５の出力に誤りが発生するこ
とになり通信の信頼性を損なうという課題があった。
【０００４】本発明は上記課題を解決するもので、周波
数復調方式特有のスパイク状の雑音を除去することので
きる波形整形装置を実現することを目的としたものであ
る。
数復調方式特有のスパイク状の雑音を除去することので
きる波形整形装置を実現することを目的としたものであ
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の波形整形装置は、周波数変調された信号を
復調する周波数復調手段と、前記周波数復調手段から出
力される信号に含まれるスパイク状の雑音を検出するス
パイク雑音検出手段と、前記周波数復調手段からの信号
を遅延させる遅延手段と、前記スパイク雑音検出手段か
らのスパイク雑音検出信号がない時には前記遅延手段か
らの信号を出力し前記スパイク雑音検出手段からのスパ
イク雑音検出信号がある時には前記遅延手段からの信号
をある値に補間して出力する補間手段と、前記補間手段
からの信号をある閾値で二値化する二値化手段とで構成
された波形整形装置を備えたものである。
に、本発明の波形整形装置は、周波数変調された信号を
復調する周波数復調手段と、前記周波数復調手段から出
力される信号に含まれるスパイク状の雑音を検出するス
パイク雑音検出手段と、前記周波数復調手段からの信号
を遅延させる遅延手段と、前記スパイク雑音検出手段か
らのスパイク雑音検出信号がない時には前記遅延手段か
らの信号を出力し前記スパイク雑音検出手段からのスパ
イク雑音検出信号がある時には前記遅延手段からの信号
をある値に補間して出力する補間手段と、前記補間手段
からの信号をある閾値で二値化する二値化手段とで構成
された波形整形装置を備えたものである。
【０００６】また周波数変調された信号を復調する周波
数復調手段と、前記周波数復調手段からの信号をある閾
値を基準に二値化する二値化手段と、前記二値化手段か
らの信号を抵抗を介してコンパレータの正転入力に加え
前記コンパレータの出力をコンデンサを介して前記コン
パレータの正転入力に帰還するように構成した波形整形
装置を備えたものである。
数復調手段と、前記周波数復調手段からの信号をある閾
値を基準に二値化する二値化手段と、前記二値化手段か
らの信号を抵抗を介してコンパレータの正転入力に加え
前記コンパレータの出力をコンデンサを介して前記コン
パレータの正転入力に帰還するように構成した波形整形
装置を備えたものである。
【０００７】
【作用】本発明は上記構成によって、スパイク状の雑音
が発生してもスパイク状の雑音が発生した期間を別の信
号、例えば直前の信号レベルで補間することによりスパ
イク状の雑音を除去できることとなる。
が発生してもスパイク状の雑音が発生した期間を別の信
号、例えば直前の信号レベルで補間することによりスパ
イク状の雑音を除去できることとなる。
【０００８】
【実施例】以下本発明の第一の実施例を図１を参照して
説明する。図１（Ａ）は本発明の第一の実施例のブロッ
ク図である。なお図４の従来例の波形整形装置と同一の
機能ブロックには同一の番号を付与している。図１
（Ａ）において１はアンテナ、２は受信機、３は周波数
復調手段、４はローパスフィルタ（以下L.P.Fと呼
ぶ）、５は二値化手段、６はハイパスフィルタ（以下H.
P.Fと呼ぶ）、７はスパイク雑音検出手段、８は遅延手
段、９は補間手段である。端子ａは周波数復調手段３の
出力、端子ｂはH.P.F６の出力、端子ｃはスパイク雑音
検出手段７の出力、端子ｄは補間手段９の出力である。
図１（Ｂ）は図１（Ａ）で示すブロック図の出力端子ａ
〜ｄに出力する信号の波形図であり横軸が時間、縦軸が
電圧レベルである。アンテナ１にはデータにより周波数
変調された電波が入力する。アンテナ１に入力した周波
数変調された電波信号は受信機２により増幅され周波数
復調手段３により周波数復調される。周波数復調手段３
の出力端子ａには復調されたデータ信号の他にランダム
な雑音やスパイク状の雑音等が生じる。この端子ａの信
号はH.P.F６により低い周波数成分であるデータ信号以
下の周波数成分が除去されデータ信号以上の雑音成分だ
けが出力端子ｂに生じる。スパイク状の雑音は低い周波
数から高い周波数まで含んでいるため図２−ｂに示す雑
音信号が出力端子ｂに出力する。出力端子ｂの信号はス
パイク雑音検出手段７によりスパイク状の雑音が検出さ
れ、出力端子ｃにパルス信号が生じる。遅延手段８は周
波数復調手段３の出力端子ａの信号を遅延させてそのま
ま出力する。補間手段９はスパイク雑音検出手段７の出
力端子ｃの信号により制御され、出力端子ｃにパルス信
号がない時には遅延手段８からの信号をそのまま出力
し、出力端子ｃにパルス信号がある時にはパルス信号が
発生した時点の遅延手段８からの信号レベルを保持する
保持回路から構成されている。従って出力端子ｄには図
２−ｄに示す信号が出力する。
説明する。図１（Ａ）は本発明の第一の実施例のブロッ
ク図である。なお図４の従来例の波形整形装置と同一の
機能ブロックには同一の番号を付与している。図１
（Ａ）において１はアンテナ、２は受信機、３は周波数
復調手段、４はローパスフィルタ（以下L.P.Fと呼
ぶ）、５は二値化手段、６はハイパスフィルタ（以下H.
P.Fと呼ぶ）、７はスパイク雑音検出手段、８は遅延手
段、９は補間手段である。端子ａは周波数復調手段３の
出力、端子ｂはH.P.F６の出力、端子ｃはスパイク雑音
検出手段７の出力、端子ｄは補間手段９の出力である。
図１（Ｂ）は図１（Ａ）で示すブロック図の出力端子ａ
〜ｄに出力する信号の波形図であり横軸が時間、縦軸が
電圧レベルである。アンテナ１にはデータにより周波数
変調された電波が入力する。アンテナ１に入力した周波
数変調された電波信号は受信機２により増幅され周波数
復調手段３により周波数復調される。周波数復調手段３
の出力端子ａには復調されたデータ信号の他にランダム
な雑音やスパイク状の雑音等が生じる。この端子ａの信
号はH.P.F６により低い周波数成分であるデータ信号以
下の周波数成分が除去されデータ信号以上の雑音成分だ
けが出力端子ｂに生じる。スパイク状の雑音は低い周波
数から高い周波数まで含んでいるため図２−ｂに示す雑
音信号が出力端子ｂに出力する。出力端子ｂの信号はス
パイク雑音検出手段７によりスパイク状の雑音が検出さ
れ、出力端子ｃにパルス信号が生じる。遅延手段８は周
波数復調手段３の出力端子ａの信号を遅延させてそのま
ま出力する。補間手段９はスパイク雑音検出手段７の出
力端子ｃの信号により制御され、出力端子ｃにパルス信
号がない時には遅延手段８からの信号をそのまま出力
し、出力端子ｃにパルス信号がある時にはパルス信号が
発生した時点の遅延手段８からの信号レベルを保持する
保持回路から構成されている。従って出力端子ｄには図
２−ｄに示す信号が出力する。
【０００９】図２に図１（Ａ）に示すスパイク雑音検出
手段７の構成の一例を示す。図２において１０は第一の
コンパレータ、１１は第一のコンパレータ１０の閾値v1
を決める第一の基準電圧発生手段、１２は第二のコンパ
レータ、１３は第二のコンパレータ１２の閾値-v1を決
める第二の基準電圧発生手段、１９は加算手段、２０は
パルス幅変更手段である。そして１４と１５はそれぞれ
ダイオードであり１４と１５で加算手段１９を構成して
いる。１６はコンデンサ、１７は第三のコンパレータ、
１８は第三のコンパレータ１７の閾値v2を決める第三の
基準電圧発生手段であり、１６、１７、１８でパルス幅
変更手段２０を構成している。端子ｂに正のレベルを持
つスパイク状の雑音が入力しそのレベルが第一のコンパ
レータ１０の閾値v1を越えた時、第一のコンパレータ１
０の出力に正の電圧Ｖoが生じる。端子ｂに負のレベル
を持つスパイク状の雑音が入力しそのレベルが第二のコ
ンパレータ１２の閾値-v1を越えた時、第二のコンパレ
ータ１２の出力に正の電圧Ｖoが生じる。第一のコンパ
レータ１０と第二のコンパレータ１２の出力は加算手段
１９を構成するダイオード１４と１５にそれぞれ加わり
加算される。従ってスパイク状の雑音が発生すると、正
または負どちらのレベルであっても加算手段１９の出力
にＶoのレベルのパルス信号が出力する。コンデンサ１
６で加算手段１９からのパルス信号の立ち下がり時間が
引き延ばされる。そして第三のコンパレータ１７で波形
整形される。従って第三のコンパレータ１７の出力はス
パイク状の雑音が発生するとパルス信号が発生しスパイ
ク状の雑音が無くなった後にパルス信号が立ち下がるこ
ととなる。
手段７の構成の一例を示す。図２において１０は第一の
コンパレータ、１１は第一のコンパレータ１０の閾値v1
を決める第一の基準電圧発生手段、１２は第二のコンパ
レータ、１３は第二のコンパレータ１２の閾値-v1を決
める第二の基準電圧発生手段、１９は加算手段、２０は
パルス幅変更手段である。そして１４と１５はそれぞれ
ダイオードであり１４と１５で加算手段１９を構成して
いる。１６はコンデンサ、１７は第三のコンパレータ、
１８は第三のコンパレータ１７の閾値v2を決める第三の
基準電圧発生手段であり、１６、１７、１８でパルス幅
変更手段２０を構成している。端子ｂに正のレベルを持
つスパイク状の雑音が入力しそのレベルが第一のコンパ
レータ１０の閾値v1を越えた時、第一のコンパレータ１
０の出力に正の電圧Ｖoが生じる。端子ｂに負のレベル
を持つスパイク状の雑音が入力しそのレベルが第二のコ
ンパレータ１２の閾値-v1を越えた時、第二のコンパレ
ータ１２の出力に正の電圧Ｖoが生じる。第一のコンパ
レータ１０と第二のコンパレータ１２の出力は加算手段
１９を構成するダイオード１４と１５にそれぞれ加わり
加算される。従ってスパイク状の雑音が発生すると、正
または負どちらのレベルであっても加算手段１９の出力
にＶoのレベルのパルス信号が出力する。コンデンサ１
６で加算手段１９からのパルス信号の立ち下がり時間が
引き延ばされる。そして第三のコンパレータ１７で波形
整形される。従って第三のコンパレータ１７の出力はス
パイク状の雑音が発生するとパルス信号が発生しスパイ
ク状の雑音が無くなった後にパルス信号が立ち下がるこ
ととなる。
【００１０】以上のように本実施例によればスパイク雑
音検出手段７によりスパイク状の雑音を検出した時、補
間手段９によりスパイク状の雑音が発生する直前のレベ
ルを保持することができるため大きなレベルを有するス
パイク状の雑音を除去することができることとなる。な
お遅延手段８を挿入することにより確実にスパイク状の
雑音が発生する直前のレベルを保持できることとなる。
また補間手段９の補間処理としてスパイク状の雑音が発
生した直前のレベルで補間しているがなにも直前の信号
にこだわるものでない。例えば、スパイク状の雑音が発
生した直前の値と直後の値を結んだ値で補間してもよ
い。
音検出手段７によりスパイク状の雑音を検出した時、補
間手段９によりスパイク状の雑音が発生する直前のレベ
ルを保持することができるため大きなレベルを有するス
パイク状の雑音を除去することができることとなる。な
お遅延手段８を挿入することにより確実にスパイク状の
雑音が発生する直前のレベルを保持できることとなる。
また補間手段９の補間処理としてスパイク状の雑音が発
生した直前のレベルで補間しているがなにも直前の信号
にこだわるものでない。例えば、スパイク状の雑音が発
生した直前の値と直後の値を結んだ値で補間してもよ
い。
【００１１】本発明の第二の実施例を図３に示し説明す
る。図３（Ａ）において図４の従来例及び図１の第一の
実施例と同一の機能を示すブロックには同一の番号を付
与している。図４において１はアンテナ、２は受信機、
３は周波数復調手段、４はローパスフィルタ（以下L.P.
Fと呼ぶ）、５は二値化手段、２１は抵抗、２２はコン
パレータ、２３はコンデンサ、２４はコンパレータ２２
の閾値v3を決める基準電圧発生手段である。端子ａは周
波数復調手段３の出力、端子ｅは二値化手段５の出力、
端子ｆはコンパレータ２２の出力である。図３（Ｂ）に
各端子ａ、ｅ、ｆの出力波形を示す。アンテナ１にはデ
ータにより周波数変調された電波が入力する。アンテナ
１に入力した周波数変調された電波信号は受信機２によ
り増幅され周波数復調手段３により周波数復調される。
周波数復調手段３の出力には復調されたデータ信号の他
にランダムな雑音やスパイク状の雑音等が生じる。L.P.
F４において復調されたデータ信号の誤りを最小にする
ように不要な雑音成分を取り除く。そして二値化手段５
においてある閾値を基準に二値化を行う。二値化手段５
の出力端子ｅには図３（Ｂ）の（ｅ）に示すようにスパ
イク状の雑音の影響を受けたデータ信号が出力する。端
子ｅの信号は抵抗２１を介してコンパレータ２２の正転
入力に入力する。コンパレータ２２の正転入力はコンデ
ンサ２３を介して等化的にアースされている。従って端
子ｅの信号が例えばＬＯＷレベルからＨＩＧＨレベルに
変化した時、コンパレータ２２の正転入力はＬＯＷレベ
ルからＨＩＧＨレベルに徐々に変化を始める。そして閾
値v3をこえた時コンパレータ２２の出力がＬＯＷからＨ
ＩＧＨに変化する。コンパレータ２２の出力が変化する
とコンデンサ２３を介して正帰還がかかりコンパレータ
２２の出力をますますＨＩＧＨにしようとする。さてス
パイク状の雑音により端子ｅの信号にパルス幅の狭い信
号が重畳した場合を考える。この場合パルス幅が狭いた
め抵抗２１とコンデンサ２３により積分された信号レベ
ルが閾値v3に達しないこととなりスパイク状の雑音によ
ってはコンパレータ２２の出力が変化しない。そのため
コンパレータ２２の出力は図３（Ｂ）の（ｆ）となる。
以上のように本実施例の構成によりスパイク状の雑音を
除去することができることとなる。
る。図３（Ａ）において図４の従来例及び図１の第一の
実施例と同一の機能を示すブロックには同一の番号を付
与している。図４において１はアンテナ、２は受信機、
３は周波数復調手段、４はローパスフィルタ（以下L.P.
Fと呼ぶ）、５は二値化手段、２１は抵抗、２２はコン
パレータ、２３はコンデンサ、２４はコンパレータ２２
の閾値v3を決める基準電圧発生手段である。端子ａは周
波数復調手段３の出力、端子ｅは二値化手段５の出力、
端子ｆはコンパレータ２２の出力である。図３（Ｂ）に
各端子ａ、ｅ、ｆの出力波形を示す。アンテナ１にはデ
ータにより周波数変調された電波が入力する。アンテナ
１に入力した周波数変調された電波信号は受信機２によ
り増幅され周波数復調手段３により周波数復調される。
周波数復調手段３の出力には復調されたデータ信号の他
にランダムな雑音やスパイク状の雑音等が生じる。L.P.
F４において復調されたデータ信号の誤りを最小にする
ように不要な雑音成分を取り除く。そして二値化手段５
においてある閾値を基準に二値化を行う。二値化手段５
の出力端子ｅには図３（Ｂ）の（ｅ）に示すようにスパ
イク状の雑音の影響を受けたデータ信号が出力する。端
子ｅの信号は抵抗２１を介してコンパレータ２２の正転
入力に入力する。コンパレータ２２の正転入力はコンデ
ンサ２３を介して等化的にアースされている。従って端
子ｅの信号が例えばＬＯＷレベルからＨＩＧＨレベルに
変化した時、コンパレータ２２の正転入力はＬＯＷレベ
ルからＨＩＧＨレベルに徐々に変化を始める。そして閾
値v3をこえた時コンパレータ２２の出力がＬＯＷからＨ
ＩＧＨに変化する。コンパレータ２２の出力が変化する
とコンデンサ２３を介して正帰還がかかりコンパレータ
２２の出力をますますＨＩＧＨにしようとする。さてス
パイク状の雑音により端子ｅの信号にパルス幅の狭い信
号が重畳した場合を考える。この場合パルス幅が狭いた
め抵抗２１とコンデンサ２３により積分された信号レベ
ルが閾値v3に達しないこととなりスパイク状の雑音によ
ってはコンパレータ２２の出力が変化しない。そのため
コンパレータ２２の出力は図３（Ｂ）の（ｆ）となる。
以上のように本実施例の構成によりスパイク状の雑音を
除去することができることとなる。
【００１２】
【発明の効果】以上説明したように本発明の波形整形装
置によれば、周波数復調方式特有の雑音であるスパイク
状の雑音を簡単な構成で除去することができ、誤り率特
性を改善することができることとなる。そのため交信可
能距離をのばすことができる。そして信頼性の高い通信
を実現できることとなる。
置によれば、周波数復調方式特有の雑音であるスパイク
状の雑音を簡単な構成で除去することができ、誤り率特
性を改善することができることとなる。そのため交信可
能距離をのばすことができる。そして信頼性の高い通信
を実現できることとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（Ａ）本発明の第一の実施例における波形整形
装置のブロック図 （Ｂ）同装置の信号波形図
装置のブロック図 （Ｂ）同装置の信号波形図
【図２】同装置の機能ブロックであるスパイク雑音検出
手段の具体的回路図
手段の具体的回路図
【図３】（Ａ）本発明の第二の実施例における波形整形
装置のブロック図 （Ｂ）同装置の信号波形図
装置のブロック図 （Ｂ）同装置の信号波形図
【図４】従来の波形整形装置のブロック図
３ 周波数復調手段 ５ 二値化手段 ６ ハイパスフィルタ ７ スパイク雑音検出手段 ８ 遅延手段 ９ 補間手段 ２１ 抵抗 ２２ コンパレータ ２３ コンデンサ
Claims (4)
- 【請求項１】周波数変調された信号を復調する周波数復
調手段と、前記周波数復調手段から出力される信号に含
まれるスパイク状の雑音を検出するスパイク雑音検出手
段と、前記スパイク雑音検出手段からのスパイク雑音検
出信号がない時には前記周波数復調手段からの信号を出
力し前記スパイク雑音検出手段からのスパイク雑音検出
信号がある時には前記周波数復調手段からの信号をある
値に補間して出力する補間手段と、前記補間手段からの
信号をある閾値で二値化する二値化手段とで構成された
波形整形装置。 - 【請求項２】周波数変調された信号を復調する周波数復
調手段と、前記周波数復調手段から出力される信号に含
まれるスパイク状の雑音を検出するスパイク雑音検出手
段と、前記周波数復調手段からの信号を遅延させる遅延
手段と、前記スパイク雑音検出手段からのスパイク雑音
検出信号がない時には前記遅延手段からの信号を出力し
前記スパイク雑音検出手段からのスパイク雑音検出信号
がある時には前記遅延手段からの信号をある値に補間し
て出力する補間手段と、前記補間手段からの信号をある
閾値で二値化する二値化手段とで構成された波形整形装
置。 - 【請求項３】あらかじめ定めた閾値を有する第一のコン
パレータと、前記第一のコンパレータの閾値と異なる閾
値を有し第一のコンパレータ出力に対して反転出力を有
する第二のコンパレータと、前記第一及び第二のコンパ
レータの出力を加算する加算手段と、前記加算手段から
の信号のパルス幅を広げるパルス幅変更手段とで構成さ
れたスパイク雑音検出手段を有する請求項１または請求
項２記載の波形整形装置。 - 【請求項４】周波数変調された信号を復調する周波数復
調手段と、前記周波数復調手段からの信号をある閾値を
基準に二値化する二値化手段と、前記二値化手段からの
信号を抵抗を介してコンパレータの正転入力に加え前記
コンパレータの出力をコンデンサを介して前記コンパレ
ータの正転入力に帰還するように構成した波形整形装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7931293A JPH06291689A (ja) | 1993-04-06 | 1993-04-06 | 波形整形装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7931293A JPH06291689A (ja) | 1993-04-06 | 1993-04-06 | 波形整形装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06291689A true JPH06291689A (ja) | 1994-10-18 |
Family
ID=13686348
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7931293A Pending JPH06291689A (ja) | 1993-04-06 | 1993-04-06 | 波形整形装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06291689A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7124015B2 (en) | 2002-07-05 | 2006-10-17 | Honda Giken Kogyo Kabushiki Kaisha | Control apparatus for plant |
| JP2009164998A (ja) * | 2008-01-09 | 2009-07-23 | Yazaki Corp | 負荷制御装置 |
-
1993
- 1993-04-06 JP JP7931293A patent/JPH06291689A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7124015B2 (en) | 2002-07-05 | 2006-10-17 | Honda Giken Kogyo Kabushiki Kaisha | Control apparatus for plant |
| JP2009164998A (ja) * | 2008-01-09 | 2009-07-23 | Yazaki Corp | 負荷制御装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5640428A (en) | Direct conversion receiver | |
| EP1981235A2 (en) | ASK demodulator with multiple operating modes | |
| GB2215545A (en) | A direct-conversion receiver | |
| US3983488A (en) | Frequency-modulation demodulator threshold extension device | |
| JP3659476B2 (ja) | 期間幅ウインド技法を用いる位相偏移キーイング復調器および復調方法 | |
| JPH06291689A (ja) | 波形整形装置 | |
| US7298202B2 (en) | FSK demodulator | |
| TW550911B (en) | FSK/GFSK signal receiver with the function of digitally compensating frequency offset and the receiving method of the same | |
| EP0404462A2 (en) | Signal processing apparatus and method | |
| JP3683550B2 (ja) | 二値化回路、無線通信装置および二値化方法 | |
| JPH02284547A (ja) | 直交信号復調装置 | |
| JPS6221429B2 (ja) | ||
| US6985541B1 (en) | FM demodulator for a low IF receiver | |
| JP3449281B2 (ja) | マルチキャリア受信装置用同期回路及びマルチキャリア受信装置 | |
| US6566940B2 (en) | Method and apparatus for frequency shift-keying demodulation and applications thereof | |
| JP4925993B2 (ja) | 受信器およびトランシーバ | |
| KR0136371Y1 (ko) | 데이타 슬라이서 | |
| JPH09294143A (ja) | Ｆｓｋ受信装置 | |
| JP2009171136A (ja) | Ａｓｋ受信回路及びｅｔｃ車載器 | |
| JPH0563677A (ja) | スペクトラム拡散通信用受信装置 | |
| EP1236271B1 (en) | Fm demodulator using monostables | |
| JP3232797B2 (ja) | キャリアセンス付き受信回路 | |
| RU2233040C2 (ru) | Устройство для приема стартстопных сообщений | |
| JP3304153B2 (ja) | データ波形整形回路 | |
| JP2679324B2 (ja) | データ受信用フィルタ回路 |