JPH0628362B2 - モデム受信機のタイミング制御方法及び装置 - Google Patents

モデム受信機のタイミング制御方法及び装置

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JPH0628362B2
JPH0628362B2 JP2215117A JP21511790A JPH0628362B2 JP H0628362 B2 JPH0628362 B2 JP H0628362B2 JP 2215117 A JP2215117 A JP 2215117A JP 21511790 A JP21511790 A JP 21511790A JP H0628362 B2 JPH0628362 B2 JP H0628362B2
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  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ．産業上の利用分野 本発明は、モデム受信機のタイミング制御に関し、より
具体的には、タップ間隔が変調期間Ｔの分数である適応
等化器を含む受信機のサンプリング位相の制御に関す
る。
Ｂ．従来の技術 変調期間Ｔ、またはその分数に等しいタップ間隔をもつ
等化器を利用したモデム受信機のサンプリング時間を制
御するための方法及びシステムがいくつか知られてい
る。それらの方法とシステムは、たとえば次の出版物及
び特許に開示されている。
(a)D.L.リヨン（Lyon）：「同期等化データ通信におけ
るタイミングの回復（Timing Recovery in Synchronous
Equalized Data Communication）」、IEEE Transactio
ns on Communications、Ｖｏｌ．ＣＯＭ−２３（１９７
５年）、ｐｐ．２６９−２７４。
(b)米国特許第４０３９７４８号明細書。
(c)Ｄ．コダール（Godard）：「全ディジタル・モデム
受信機の通過帯域タイミング回復（Passband Timing Re
covery in an All-Digital Modem Receiver）」、IEEE
Transactions on Communications、Ｖｏｌ．ＣＯＭ−２
６（１９７８）年、ｐｐ．５１７−５２３。
(d)Ｇ．ウンゲルブック（Ungerboeck）：「分数タップ
間隔等化器とデータ・モデムのクロック回復の結果（Fr
actional Tap-Spacing Equalizer and Consequences fo
r Clock Recovery in Data Modems）」、IEEE Transact
ions on Communications、Ｖｏｌ．ＣＯＭ−２４（１９
７６年）、ｐｐ．８５６−８６４。
(e)P.R.シュヴィラ（Chevillat）、Ｄ．メイワルド（Ma
iwald）、Ｇ．ウンゲルブック：「分数Ｔ間隔の係数を
もつ等化器を使用した音声帯域データ・モデム受信機の
高速トレーニング（Rapid Training of ａ Voice-Band
Data-Modem Receiver Employing an Equalizer with F
ractional-T Spaced Coefficients）」、IEEE Transact
ions on Communications、Ｖｏｌ．ＣＯＭ−３５（１９
８７年）ｐｐ．８６９−８７６。
これらの開示のうちの３つ（ａ、ｂ、ｃ）は、帯域フィ
ルタを使って、タイミング制御（「帯域端タイミン
グ」）のために受信した信号の帯域端から信号成分を抽
出する方法を記述している。帯域端信号の和の平均エネ
ルギーは、帯域端信号が観察されるサンプリング位相の
周期関数である（周期はＴ）。この関係が、タイミング
位相制御のために利用される。具体的には、サンプリン
グ位相を、最大帯域端エネルギーが得られる値に調整す
る必要があると言われている。Ｔ間隔タップをもつ等化
器は、この位相に対して最適の性能を発揮する。
既知の方式は、サンプリング位相をこの位相に調整する
だけで、その後はこの値に維持するものである。帯域フ
ィルタの選択性は、重要な役割を果たす。さらに、帯域
端領域の信号電力は、現在使用されている伝送路の先験
的に未知の減衰特性に依存するが、得られた位相誤差測
定において乗算因子として作用し、したがって前記タイ
ミング制御方式の動的挙動に影響を与える。これらの条
件の影響を受けないタイミング制御方式を得ることが望
ましい。タップがＴの分数の間隔で隔置されている等化
器（ＦＴＳ等化器）をもつ受信機では、初期ランダム・
サンプリング位相だけを測定し、後はサンプリング位相
をこの値に維持するタイミング制御方式を得るとさらに
好都合である。
Ｃ．発明が解決しようとする課題 本発明の目的は、帯域フィルタの周波数分離の影響を受
けず、その動的挙動が帯域端領域の信号電力とは無関係
であるタイミング制御方式を考案することである。
本発明の他の目的は、初期ランダム・サンプリング位相
を捕捉し、後はサンプリング位相をこの値に維持するこ
とのできる、ＦＴＳ等化器をもつ受信機のタイミング制
御方式を提供することである。
Ｄ．課題を解決するための手段 本発明は、主としてタイミング位相ベクトルｔｐｖを作
成することにより、これらの目的を達成する。タイミン
グ位相ベクトルは、その角度が現在サンプリング位相を
表すもので、Ｔ／２間隔の瞬時に得られる２つの複素帯
域フィルタ出力の積の差を低域フィルタすることにより
作成される。同時に、ｔｐｖの大きさが帯域端信号の電
力と無関係になるように、低域フィルタの適切な利得制
御によってｔｐｖの大きさを正規化することにより、結
果はバイアスを含まないものとなり、帯域フィルタの周
波数分離と無関係になる。
Ｅ．作用 受信信号の帯域端成分を特定の方法で評価することによ
り、帯域端での信号エネルギーと無関係であり、帯域端
信号に対するフィルタの周波数分離の品質とも無関係な
タイミング位相ベクトル信号が誘導できる。初期期間の
後、現タイミング位相ベクトル信号を補捉し、基準値と
して記憶する。その後、受信機のサンプリング位相を、
記憶された基準タイミング位相ベクトルで表される初期
ランダム値に維持する。それにより、最初に、受信機の
サンプリング位相を、受信信号によって強制される値に
変更する必要がなくなる。
Ｆ．実施例 Ｆ１．「分数間隔」のタップをもつ等化器を使用した受
信機の原理とそのような受信機のタイミング制御の原理 ここに開示するタイミング制御方法は、タップ間隔が１
変調期間Ｔの分数である適応等化器（ＦＴＳ等化器）を
使用するモデム受信機に好適である。通常は、タップ間
隔はＴ／２に選択する。ＦＴＳ等化器を用いると、サン
プリング位相と本質的に無関係に低い平均自乗誤差を得
ることができる（前述のウンゲルバックの論文参照）。
したがって、受信機ならしの開始時にランダム・サンプ
リング位相を捕捉し、後は以後の受信機動作中にこの位
相を維持すれば十分である。本発明は、これらの機能を
実行するための効率的な解決策となる。
ここに開示する方法は、前述のシュヴィラ等の論文に記
載された高速立上げ技法と組み合わせると特に有用であ
る。この方法は、タイミング・プレアンブル・シーケン
スがないことを利用し、循環擬似ランダム・シーケンス
からのスペクトル分割によって等化器を調整するもので
ある。しかし、本方法は、通常通り、最初にタイミング
・プレアンブル・シーケンスを受取り、次に等化器トレ
ーニング・シーケンスからのより低速かつ簡単な最小平
均２乗勾配アルゴリズムによって等化器を調整すること
によってトレーニングされるモデム受信機にも同様に好
適である。
Ｔ間隔のタップをもつ以前の等化器は、あるサンプル・
タイミング位相に対してしか低い平均２乗誤差を得るこ
とができない。したがって、等化器のトレーニングを行
なう前に、適当なサンプル・タイミング位相を確立する
ことが必要である。このために、通常は、等化器トレー
ニング・シーケンスの前にタイミング・プレアンブル・
シーケンスを送る。このタイミング・プレアンブル・シ
ーケンスから、受信機は、信号受信の開始を認識し、Ｔ
間隔等化器が動作できる特定のサンプリング位相を決定
する。サンプリング位相は、等化器のトレーニングを開
始する前に、この位相に変更しなければならない。この
手順は、より良好な等化を実現するためにＦＴＳ等化器
を使用するが、これらの等化器のサンプリング位相独立
性を完全には活用しないモデム受信機でも使用される。
Ｆ２．タイミング位相制御のための従来の方法 ここに開示する本発明のタイミング制御方法は、米国特
許第４０３９７４８号、及び上述のゴダールの論文に記
述された方式に関係している。
ゴダールの論文の第３図は、受信した搬送波変調信号
が、分相器（受信用ヒルベルト・フィルタとも言う）に
よって複素帯域信号に変換される（得られた複素「解
析」信号は、正周波数での信号成分のみを含む）とい
う、タイミング制御方式を示している。この信号から、
上側及び下側帯域端周波数の周辺の成分、f0＋１／２Ｔ
及びf0−１／２ＴＨｚ（f0は搬送周波数を表す）が、２
つの複素帯域フィルタによって抽出される。以後の説明
と整合させるために、この２つのフィルタの複素出力信
号をXU（ｔ）及びXL（ｔ）とする（Ｕ＝上側、Ｌ＝下
側）。ゴダールの論文では、これらの信号は、それぞれ
g2（ｔ）及びg1（ｔ）で表されている。複素相関積X
U（ｔ）・L（ｔ）（上線は、共役複素数を表す）の虚
数部が、変調期間当り１回だけ時間ｎＴ＋τ（（τはサ
ンプリング位相を表す）に作成され、サンプリングされ
る。この数値は、２次ループの配置構成中で、相関積の
虚数部が平均するとなくなるようにτを調整する、位相
誤差信号として使用される。この位相は、帯域フィルタ
出力の和の最大平均エネルギーが得られるサンプリング
位相に近似的に一致し、したがって、Ｔ間隔タップをも
つ等化器のための適切なサンプリング位相である。
相関積は、変調期間当り１回だけサンプリングされるこ
とに留意されたい。後に示すように、相関積の期待値
は、Ｅ｛XU（ｎＴ＋τ）・L（ｎＴ＋τ）｝＝Ａ′＋
Ｃ′ｅｘｐ（ｊ２πτ／Ｔ）の形をとる。ここで、Ａ′
とＣ′は、一般に複素数であり、受信信号のスペクトル
及び帯域フィルタの特性にのみ依存する。指数項は、サ
ンプリング位相τに対する依存性を意味する。
ゴタールの論文は、Ａ′が０であると示唆している（式
２７参照）。しかし、スペクトルがオーバラップしない
理想的な帯域フィルタを使用しないかぎり、量Ａ′はな
くならないことが実験的に見出され、また数学的にも確
認された。簡単な１次また２次帯フィルタを使用する場
合、Ａ′の値はＣ′の大きさに比べて、常に無視するこ
とはできない。Ｃ′は、帯域端領域の信号電力に決定的
に依存する。帯域端でのチャネル減衰が大きいために、
Ｃ′の大きさが小さくなる場合には、Ａ′は非ゼロ値だ
と、位相誤差推定値がバイアスされることがあり、極端
な場合には、完全に間違ったサンプリング位相調整がも
たらされる。
さらに、上記の相関積の虚数部のみを位相誤差信号とみ
なすと、サンプリング位相の調整がある特定の値に限定
されることに留意されたい。この方式では、任意のサン
プリング位相を測定できない。また、相関積の電力は制
御されないので、使用した位相ロック・ループの有効帯
域幅は、帯域端領域内の信号電力に依存する。このよう
に、位相ロック・ループの動的挙動は、受信信号のスペ
クトル形状によって好ましくない影響を受ける。
最後に、ゴダールの論文に記述されたタイミング制御方
式は、通過帯域信号の周波数を、ｅｘｐ（−ｊ２πf
0ｔ）倍してベースバンドにシフトさせることによって
得られる。複素ベースバンド信号に対しても同様にうま
く働くことに留意されたい。その場合、複素帯域フィル
タは、それぞれ＋１／２Ｔと−１／２Ｔに中心周波数を
もたなければならない。
Ｆ３．複素ベースバンド信号を得るための受信機フロン
ト・エンド機能 ここに開示するタイミング制御方法では、受信機フロン
ト・エンド機能が、受信された実数搬送波変調信号 をサンプリングされた複素ベースバンド信号 に変換するものと仮定する。
式（１）及び（２）の量aiは、１組の一般に複素数の離
散振幅からの変調記号を表す。信号要素ｈ（ｔ）は、等
化器及びタイミング制御方式の入力までの伝送システム
の全体的複素ベースバンド応答を記述する。w0（ｔ）と
ｗ（ｔ）は、付加的雑音信号を表すが、以後の検討では
無視する。ベースバンド信号は、サンプリング位相τで
速度Ｔ／２でサンプリングされる。
xk（τ）＝ｘ（kT/2＋τ） (3) 第ｎ変調期間では、サンプルx2n（τ）とx2n+1（τ）
は、等化器遅延線に入り、やはりこのタイミング制御方
式への入力として使用される。
記号列｛ai｝は、次の性質をもつランダム・データ・シ
ーケンスであり、 Ｅ｛ai ｉ＋ｍ｝＝Esδm (4) また立上げ時には、トレーニング記号の適切なシーケン
スである。ここでEsは、平均記号エネルギーを表し、δ
ｍはクロネッカ・デルタ関数を表す。
Ｆ４．本発明の実施例 第１図は、本発明の実施例の構成図である。この配置構
成には、次の構成要素が含まれている。
−受信した搬送波変調信号をサンプリングされた複素ベ
ースバンド信号に変換するための受信機フロント・エン
ド要素１１、 −分数間隔のタップをもつ適応等化器１３、 −ｆ＝±１／２Ｔに中心周波数をもつ２つの複素帯域フ
ィルタＢＰＦ−Ｕ１５及びＢＰＦ−Ｌ１７（通過帯域信
号を用いる本発明の別の実施例では、これらの周波数
を、ｆ＝f0±１／２Ｔに変更しなければならない）、 −２つの帯域フィルタの出力信号の相関積を作成するた
めの乗算器要素１９、 −乗算器１９から供給される後続の積の差を形成するた
めのＴ／２遅延要素２１及び減算器要素２３、 −出力端でタイミング位相ベクトルを供給する、減算器
要素の出力に接続された、利得制御要素２７をもつ低域
フィルタＬＰＦ２５、 −タイミング位相ベクトル基準値を保持するためのレジ
スタまたは記憶機構２９。このレジスタには、信号受信
開始後の特定の時間（ＴＣ−ＲＥＦ）に、ＬＤＦ２５か
ら供給されるタイミング位相ベクトル信号の現在値がロ
ードされる、 −低域フィルタ２５から供給されるタイミング位相ベク
トル値と、基準値レジスタ２９から供給されるタイミン
グ位相ベクトル値の位相差を測定するための位相誤差発
生要素３１、 −以前のタイミング位相及び現位相誤差に応答して新し
いタイミング位相を形成するためのタイミング位相調整
要素３３、 −その位相がタイミング位相調整要素３３によって制御
されるクロック信号を生成するための発振器または同等
の手段を含むタイミング手段３５、及び −この配置構成内の各種装置が活動状態になるシーケン
スを決定するための、いくつかのシーケンスを決定する
ための、いくつかのシーケンス制御信号（ＴＣ−Ｅ、Ｔ
Ｃ−Ｏ、ＴＣ−Ｇ、ＴＣ−Ｐ、ＴＣ−ＲＥＦ）を供給す
るシーケンス制御装置３７。
２つの帯域フィルタＢＰＦ−Ｕ１５及びＢＰＦ−Ｌ１７
は、ベースバンド信号から、上側及び下側ロールオフ領
域、すなわちナイキスト（Nyquist）周波数＋１／２Ｔ
及び−１／２Ｔの周辺の成分を抽出する。ＢＰＦ出力 及び は対として乗算器１９で相関され、２つのＴ／２間隔相
関積の差が減算器２３で形成される。この差の期待値
は、帯域フィルタが無視できないスペクトルのオーバラ
ップを示す場合でも、所望のバイアスを含まない形Ｃａ
ｘｐ（ｊ２πτ／Ｔ）を示す。したがって、簡単な単極
ＢＰＦが使用できる。
相関積の差を低域フィルタリング（ＬＰＦ）すると、短
期の揺らぎが大きく減少する。したがって、ＬＦＰフィ
ルタ２５の出力端で得られるタイミング位相ベクトルｔ
ｐｖn（τ）が、入力信号の期待値に酷似するようにな
る。
タイミング位相ベクトルの大きさは、 ｜ｔｐｖn（τ）｜が単位半径に近い値にとどまるよう
にＬＰＦ入力利得gLPF及び出力ｔｐｖn（τ）をスケー
リングするアルゴリズムによって制御される。
位相誤差発生要素３１でｔｐｖn（τ）と基準タイミン
グ位相ベクトルｔｐｖREFの位相差を表す位相誤差Δτn
を計算し、それを使ってタイミング位相調整要素３３で
サンプリング位相τを形成し、タイミング手段３５で制
御する。正常状態では位相差は小さく、タイミング位相
ベクトルの大きさは近似的に正規化されるので、位相差
ａｒｇ｛ｔｐｖn（τ）｝−ａｒｇ｛ｔｐｖＶREF｝は、
次式でよく近似される。
Δτn＝Im｛ｔｐｖn（τ）n▲▼ref｝
(5) タイミング位相調整の目的は、位相誤差Δτnが最小に
なるようにサンプリング位相τを制御することである。
第２図に示した調整、 τ←τ−γΔτn−Δτs,n (6a) Δτs,n+1＝Δτs,n＋ξΔτn (6b) を使用して、２次位相ロック・ループ（ＰＬＬ）の機能
が達成される。量γ（＞０）及びξ（＞０）は１次及び
２次ループ利得であり、Δτs,nは、受信信号のタイミ
ングと、自由走行受信機のタイミングの変調間隔当りの
推定タイミングの間のドリフトを表す。第２図のタイミ
ング位相調整機構は、ＰＬＬの１次部分を構成する遅延
要素３９、加算手段４１、及び乗算手段４３と、ＰＬＬ
の２次部分を構成する遅延要素４５、加算手段４７、及
び乗算手段４９を含む。
このシーケンス制御装置の主要な目的は、まず、タイミ
ング位相ベクトルが有効値に落ち着くまで「捕捉」モー
ドで開示した方法を動作させ、次に、この値を基準タイ
ミング位相ベクトルとして記憶し、最後に、この基準ベ
クトルで表された位相が維持されるように、サンプリン
グ位相を制御することである。その他の機能については
後述する。
第３図に、変調間隙、サンプリング間隙及びサンプリン
グ位相の関係を示すために、受信信号Ｘ（ｔ）の一部が
示されている。変調間隙の持続時間がＴで示され、第３
図の左と右の２つの破線が、この瞬間の２つの連続した
変調間隙ｎＴと（ｎ＋１）Ｔの開始を示している。
受信機において、信号は２倍の比率で、すなわち、各変
調間隙毎に２回サンプリングされる。第３図の３本の破
線は、各々、各目上の間隙、ＫＴ／２、（Ｋ＋１）Ｔ／
２及び（Ｋ＋２）Ｔ／２を示す。実際のサンプリングは
位相シフト（τ）の後に生じる。縦の実線が受信機でサ
ンプリングされた実際の信号を示し、その最初のもの
が、Ｘ（ＫＴ／２＋τ）である。
Ｆ５．タイミング制御動作の詳細 帯域フィルタ 帯域フィルタＢＰＦ−Ｕ１５及びＢＰＦ−Ｌ１７は、サ
ンプリング速度２／Ｔで動作する。それらの伝達関数は
次式で記述すると好都合である。
SU(f)＝S(f−1/2T)，SL(f)＝S(f＋1/2T) (3) 上式で、 は、等価時間離散単極低域フィルタの伝達関数（周期は
２／Ｔ）を表す。ρB適当な値は、７／８〜１５／１６
の範囲にある。gB＝１−ρBのとき、帯域フィルタはそ
れぞれの中心周波数で単位利得を達成する。
連続ＢＰＦ出力信号は、反復式 によって計算される。上式を、まずｋ＝２ｎについて実
行し、次にｋ＝２ｎ＋１について実行する。
相関積の性質 以下の誘導では、（４）の特徴をもつランダム・シーケ
ンス｛a1｝が送信され、かつ受信信号の帯域幅は変調速
度の２倍より小さい、すなわちＨ（ｆ）及びＨ（ｆ＋ｌ
／Ｔ）は、｜ｌ｜≧２ではスペクトルがオーバラップし
ないと仮定する。ここでＨ（ｆ）は、信号要素ｈ（ｔ）
のフーリエ変換である。帯域フィルタＢＰＦ−Ｕ及びＢ
ＰＦ−Ｌの出力端でｈ（ｔ）から得られる信号要素をhU
（ｔ）及びhL（ｔ）で表すと、フーリエ変換は次のよう
になる。
HU(f)＝H(f) S(f−1/2T)， HL(f)＝H(f) S(f＋1/2T) (10) ｍ＝０，１について、相関積 の期待値は、次のようにして得られる。
式（１０）を代入し、積分が｜ｌ｜≧２の場合は０であ
り、ｌ＝−１では無視できることから次式が得られる。
帯域フィルタが完全スペクトル分離、すなわちＳ（ｆ−
１／２Ｔ）（ｆ＋１／２Ｔ）＝０を提供する場合だけ
Ａ′が０であり、Ｃ′の大きさは、±１／２Ｔ近くの帯
域端領域内の信号電力に強く依存することが上式から理
解できる。
２つのＴ／２間隔相関積の差をとると、次の期待値が得
られる。
このとき、望ましくないバイアス量Ａ′は消去されてい
る。
タイミング位相ベクトル タイミング位相ベクトルは、次の反復的低域フィルタ操
作によって得られる。
ρLPFの適当な値は１２７／１２８である。
タイミング位相ベクトルの絶対値制御 ｔｐｖn（τ）の絶対値を連続的に監視する。その絶対
値が、単位半径から指定した量、たとえば±５％以上そ
れた場合、gLPFが最大許容値gLPFmaxを超えないかぎ
り、低域フィルタ利得gLPF及びｔｐｖn（τ）はただち
にスケーリングされる。次のアルゴリズムでこの機能を
実行する。
Δ＝｜tpvn（τ）｜２−１ (15a) α＝１−Δ／４ (15b) ｜Δ｜＞０．１かつαgLPF≦gLPFmaxの場合は、次のよ
うになる。
gLPF←αgLPF，tpvn（τ）←αtpvn（τ） (15c) Ｆ６．本発明によって解決される課題の要約 上に開示した本発明の本質的特徴は、次のとおりであ
る。（式は簡潔にし、ローマ数字で表した）。
第１の特徴−バイアスにない相関項 上側及び下側帯域フィルタ１５、１７の出力信号は、変
調間隔あたり２回サンプリングされる。これらのサンプ
ルは、上側及び下側帯域フィルタについて、それぞれ次
式のように表される。
２つの相関積の差からなる相関項として、次式を使用す
る。
前記の式（１３）によって与えられる、この新しい相関
項の期待値は、次の形をとる。
Ｅ｛Δtpvn（τ）｝＝Ｃｅj2πτ/T (III) 強い周波数分離の帯域フィルタを必要とせずに、サンプ
リング位相に対する正確な循環依存関係が得られる。し
たがって、単一の虚数値の極をもつ１次複素帯域フィル
タを使用するだけで充分である。
第２の特徴−低域フィルタ処理及び電力制御 式(II)によって与えられた相関項の分散は、帯域フィル
タＬＰＦ２５の処理によって大きく減少する。その結果
得られる複素信号は、「タイミング位相ベクトル」と呼
ばれ、次式によって得られる。
tpvn（τ）＝ρLPFtpvn-1（τ）＋gLPFΔtpvn（τ）
(IV) 上式で、ρLPFは、単位量に近いが、それより小さい実
数値の極を表す。
利得gLPF及びタイミング位相ベクトルｔｐｖn（τ）の
絶対値は、上述の機構によってほとんど即時に調整され
るので、タイミング位相ベクトルは、単位円上の値の近
くにとどまる。このようにして、タイミング位相ベクト
ルは、受信信号の帯域端領域内の信号電力と本質的に無
関係になる。その角度は、現推定サンプリング位相を表
す。
第３の特徴−初期サンプリング位相の捕捉 このタイミング制御方式は、受信機トレーニングの開始
時には、捕捉モードで動作する。タイミング位相ベクト
ルは、式(IV)に従って更新されるが、その値は、まだサ
ンプリング位相制御に使用されない。捕捉モードに指定
された時間間隔が経過すると、タイミング位相ベクトル
の現在値が、「基準タイミング位相ベクトル」ｔｐｖ
REFとして基準値レジスタ２９に記憶される。その角度
は、以後の受信機動作中に維持されるサンプリング位相
を表す。
捕捉期間は通常はＮ＝１００〜３００変調間隔にわたる
が、その間中、受信機のサンプリング位相は、受信信号
の位相に関してドリフトすることが可能である。しか
し、ＣＣＩＴＴで指定されるように最大速度不確定性が
１０-4の場合、このドリフトの効果は無視できる。
第４の特徴−サンプリング位相追跡 以後の追跡モードでは、式(IV)によるタイミング位相ベ
クトルの更新が継続される。位相誤差発生要素３１で現
タイミング位相ベクトル及び記憶された基準タイミング
位相ベクトルから、位相誤差が計算される。
Δτn＝Im｛tpvn（τ）▲▼REF｝ (V) 式（Ｖ）は、実際の位相差をよく近似する。なぜなら、
タイミング位相ベクトルの絶対値は制御され、位相差は
通常小さいからである。
位相誤差Δτnは、タイミング位相調整要素３３におい
て位相ロック・ループの原理に従ってサンプリング位相
τを制御するために使用される。ここに開示したタイミ
ング制御方式の実施例では、受信信号の速度と自由走行
受信機のタイミングの間の速度オフセットを消去するた
めに２次ループを実現しなければならない。位相ロック
・ループの動力学特性は、正確に決定することができ
る。なぜなら、使用した位相誤差は、帯域端領域内の信
号電力に依存しないからである。
Ｆ７．その他の特徴−低速での機能の実行 帯域フィルタ１５、１７通過後のすべての信号の帯域幅
は、変調速度に比べて小さい。したがって、より低いサ
ンプリング速度で、性能を余り損なわずに動作を実行す
ることができる。これによって、ディジタル信号プロセ
ッサを使ってタイミング制御方式を実現するのに必要な
処理電力が大きく節減できる。
各変調間隔後に増分されるカウンタ（ＴＩＭＣＮＴＬ）
を含むシーケンス制御装置（第１図及び第５図の３７）
を使用した動作のシーケンス制御を提案する。信号受信
の開始が検出されたとき、カウンタは負の値−Ｎに初期
設定される。Ｎは捕捉期間である。非負値に達したと
き、カウンタは４を法とするカウントに限定される。し
たがって、ＴＩＭＣＮＴＬ５１は、第４図に示すよう
に、値−Ｎ、−Ｎ＋１、…、−１、０、１、２、３、
０、１、２、３、０、１、…をとる。
初期設定後、次の機能が実行される。
（１）ＴＩＭＣＮＴＬ＝偶数（ＴＣ−Ｅ）。２つの帯域
フィルタ１５、１７のそれぞれについて２つの連続出力
値を計算する。ＴＩＭＣＮＴＬ＝奇数（ＴＣ−Ｏ）に対
する反復フィルタ動作を実行せずにこれらの値を計算す
るには、次の反復式を使用する。
を使用する。
（２）ＴＩＭＣＮＴＬ＝奇数（ＴＣ−Ｏ）。減算器要素
２３と低域フィルタＬＰＦ２５により、タイミング位相
ベクトルが更新される。これは、式（１４）のｔｐｖ
n-1（τ）をｔｐｖn-2（τ）で置き換えることと同じで
ある。追加の機能は、ＴＩＭＣＮＴＬのより詳しい検査
の結果に応じて扱いが異なる。
ＴＩＭＣＮＴＬ ｍｏｄ ４＝１（ＴＣ−Ｇ）の場合、
利得制御要素２７により現タイミング位相ベクトルの絶
対値が制御され、利得gLPFがそれに従って調整される。
ＴＬＭＣＮＴＬ ｍｏｄ ４＝３かつＴＩＭＣＮＴＬ＜
−１の場合は、他の機能はもう実行されない。ＴＩＭＣ
ＮＴＴＬ＝−１（ＴＣ−ＲＥＦ）の場合は、基準値レジ
スタ２９でｔｐｖn（τ）が基準値ｔｐｖREFとしてコピ
ーされる。ＴＩＭＣＮＴＬ＞０（ＴＣ−Ｐ）の場合は、
位相誤差発生要素３１で位相誤差Ｔｎがｔｐｖn（τ）
及びｔｐｖREFから計算され、タイミング位相調整要素
３３で位相ロック・ループ機能が実行される。その結
果、受信機タイミング発振器またはそれと同等なタイミ
ング手段３５（たとえば、プログラマブル・タイマ割込
みや信号補間）の位相が速度１／４Ｔで調整される。
カウンタＴＩＭＣＮＴＬを含むシーケンス制御（第１図
及び第５図の３７）は、上記の機能に必要な処理負荷を
連続した変調間隔の間に均等に分配する。
シーケンス制御手段３７の実施例は、第５図に示されて
いる。制御手段３７は、変調間隔クロック５３によって
増分されるカウンタＴＩＭＣＮＴＬ５１を含んでいる。
出力線Ｂ０、Ｂ１、ＢＳは、それぞれ最下位ビット（Ｂ
０）、下から２桁目のビット（Ｂ１）、及び最上位符号
ビット（ＢＳ）を表す。２の補数表現を使用すると、Ｔ
ＩＭＣＮＴＬの負値はＢＳ−１で表される。ＴＩＭＣＮ
ＴＬが非負値に達した場合、ＢＳは０に変化し、Ｂ１か
らの繰上りを妨げて４を法とするカウント（…０，１，
２，３，０，１，…）を強制する。
捕捉期間の長さを決定する数−Ｎは、レジスタ５５に記
憶され、（受信機トレーニングの開始を示す）ＳＴＡＲ
Ｔ信号５７が活動状態になったとき、カウンタ５１にロ
ードされる。
シーケンス制御信号ＴＣ−Ｅ、ＴＣ−Ｏ、ＴＣ−Ｇ、Ｔ
Ｃ−Ｐ、ＴＣ−ＲＥＦは、第５図に示された回路によっ
て、第４図に示すように次のようにして得られる。Ｂ０
は、インバータ６１に接続されて偶数のカウンタ内容を
表すＴＣ−Ｅを発生する。Ｂ０は、奇数のカウンタ内容
を表すＴＣ−Ｏを直接示す。Ｂ０とＢ１の補数がＡＮＤ
ゲート６３で結合されて、Ｂ１、Ｂ０が０，１（ＴＩＭ
ＣＮＴＬ＝１ ｍｏｄ ４）のとき活動状態になるＴＣ
−Ｇを形成する。Ｂ０、Ｂ１、及びＢＳの補数がＡＮＤ
ゲート６５で結合されて、ＢＳ、Ｂ１、Ｂ０が０，１，
１（ＴＩＭＣＮＴＬ＝３ ｍｏｄ ４，ＴＩＭＣＮＴＬ
＞０）のとき活動状態になるＴＣ−Ｐを形成する。すべ
てのカウンタ・ビットがＡＮＤゲート６７で結合され
て、すべてのカウンタ・ビットが１が（ＴＩＭＣＮＴＬ
＝−１）のとき活動状態になるＴＣ−ＲＥＦを形成す
る。
Ｇ．発明の効果 本発明の利点は、明確な周波数分離のない単純な帯域フ
ィルタが使用できることである。
別の利点は、ここに開示したタイミング制御方式の動的
挙動が、現在使用されている伝送路の減衰特性に依存し
ないことである。
本発明の他の利点は、受信機のサンプリング時位相を受
信機の初期ランダム値に維持できることである。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明によるタイミング制御方式のための回
路構成図である。 第２図は、第１図のタイミング位相調整手段の詳細図で
ある。 第３図は、受信信号の一区間について、変調間隔、サン
プリング間隔、及びサンプリング位相の間の関係を示し
た図である。 第４図は、第１図のシーケンス制御装置によって供給さ
れる制御信号のタイミング図である。 第５図は、第４図に示したシーケンス制御信号を発生す
る回路の構成図である。 １１……受信機フロント・エンド要素、１３……適応等
化器、１５、１７……複素帯域フィルタ（ＢＰＦ）、１
９……乗算要素、２１……遅延要素、２３……減算要
素、２５……低域フィルタ（ＬＰＦ）、２７……利得制
御要素、２９……レジスタ、３１……位相誤差発生要
素、３３……タイミング位置調整要素、３５……タイミ
ング手段、３７……シーケンス制御装置。

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】受信機が、受信した搬送波変調信号を、変
    調間隔Ｔ当り２つのサンプルｘ（ｋ，τ）（ただしｋ＝
    ２ｎ及びｋ＝２ｎ＋１）を含むサンプリングされた複素
    信号ｘ（ｋＴ／２＋τ）に変換し、前記のサンプリング
    された信号が、Ｔ／２間隔のタップをもつ適応等化器に
    供給される。同期データ通信用の受信機においてサンプ
    ル・タイミング位相τを推定し制御する方法であって、 サンプリングされた信号ｘ（ｋ，τ）から、中心周波数
    が上側帯域端周波数と下側帯域端周波数にある帯域フィ
    ルタにより、２つの複素狭帯域信号ＸＵ（ｋ，τ）とXL
    （ｋ，τ）を得るステップ、 複素相関積 （ただし上線は、共役複素数をとることを表す）を作成
    するステップ、及び 前記相関積を評価して、サンプル・タイミング位相τを
    推定し制御するステップ を含み、さらに 相関積対の間の差、すなわち指標ｋが偶数サンプリング
    時に得た相関積と、指標ｋが奇数のサンプリング時に得
    た相関積の差を形成して、複素補正信号Δｔｐｖnを作
    成するステップ、 前記補正信号を低域フィルタ処理して、タイミング位相
    ベクトル信号ｔｐｖnを発生するステップ、 タイミング位相ベクトル信号ｔｐｖnの絶対値が既知の
    値近くにとどまるように、利得制御によって前記低域フ
    ィルタ処理を実行するステップ、 信号受信開始後の所与の瞬間に、前記タイミング位相ベ
    クトル信号の現在値を基準タイミング位相ベクトルｔｐ
    ｖREFとして記憶するステップ、 その後、規則的な間隔で、現タイミング位相ベクトル信
    号に反映された位相値と記憶済み基準タイミング位相ベ
    クトルとの差に対応する位相誤差信号Δτnを得るステ
    ップ、及び サンプル・タイミング位相が、記憶済み基準タイミング
    位相ベクトルｔｐｖREFに反映されたサンプル・タイミ
    ング位相近くにとどまるように、前記位相誤差信号Δτ
    nを使って前記受信機内のサンプル・タイミング手段の
    サンプリング位相τを制御するステップ、 を含むことを特徴とする受信機のタイミング制御方法。
  2. 【請求項２】さらに、第１及び第２の変調間隔Ｔに交互
    に活動状態になる２つのシーケンス制御信号（ＴＣ−
    Ｅ、ＴＣ−Ｏ）を発生するステップ、 前記第１変調間隔（ＴＣ−Ｅ）内のみ２つの狭帯域信号
    を形成する前記ステップと、相関積を形成する前記ステ
    ップを実行するステップ、及び 前記第２変調間隔（ＴＣ−Ｏ）内のみ、相関積の対の差
    を形成する前記ステップと、低域フィルタ処理する前記
    ステップを実行するステップ、 を含む、請求項１に記載の受信機のタイミング制御方
    法。
  3. 【請求項３】さらに、信号受信の開始を示す信号及び変
    調間隔クロック信号に応答して、時間制御信号を生成す
    るステップを含み、 前記時間制御信号のうちの２つが、前記２つのシーケン
    ス制御信号（ＴＣ−Ｅ，ＴＣ−Ｏ）であり、 Ｎを事前選択した数として、前記時間制御信号のうちの
    もう１つが、信号受信開始後のＮ−１回の変調間隔で発
    生する基準記憶信号（ＴＣ−ＲＥＦ）である、 請求項２に記載の受信機のタイミング制御方法。
  4. 【請求項４】受信機が、受信した搬送波変調信号を、変
    調間隔Ｔ当り２つのサンプルｘ（ｋ，τ）（ただしｋ＝
    ２ｎ及びｋ＝２ｎ＋１）を含むサンプリングされた複素
    信号ｘ（ｋＴ／２＋τ）に変換するためのフロント・エ
    ンド手段を含み、前記のサンプリングされた信号が、Ｔ
    ／２間隔のタップをもつ適応等化器に供給されるという
    同期データ通信用の受信機においてサンプル・タイミン
    グ位相τを制御するための装置であって、 サンプリングされた信号ｘ（ｋ，τ）から２つの複素狭
    帯域信号ＸU（ｋ，τ）及びＸL（ｋ，τ）を得るため
    の、中心周波数が上側及び下側帯域縁周波数にある２つ
    の帯域フィルタ、 前記帯域フィルタの出力を受取り、複素相関積 を形成する乗算手段、 前記乗算手段の出力を受取り、１変調間隔中に得られる
    相関積対の差を形成し、その出力端で複素補正信号Δｔ
    ｐｖnを供給する、遅延手段を含む減算手段、 前記補正信号を前記減算手段から受取り、その出力端で
    タイミング位相ベクトル信号ｔｐｖnを供給する、利得
    制御手段を含む低域フィルタ手段、 信号受信開始後の所与の瞬間（ＴＣ−ＲＥＦ）に、前記
    低域フィルタ手段の現出力値を基準タイミング位相ベク
    トルｔｐｖREFとして記憶するための基準記憶手段、及
    び 前記低域フィルタ手段の出力と前記基準記憶手段の出力
    を受取り、それらの出力に応答して、受信機のタイミン
    グ手段によって供給されるクロック信号の位相を制御す
    るための現位相値τを供給する位相更新手段 を含むタイミング制御装置。
  5. 【請求項５】前記位相更新手段が、 それぞれ前記低域フィルタ手段及び前記基準記憶手段に
    接続された、前記タイミング位相ベクトル信号ｔｐｖn
    及び前記基準タイミング位相ベクトルｔｐｖREFを受取
    り、その出力端で位相差Δτnを供給するための位相差
    発生手段、及び 前記位相差発生手段に接続された、前記位相差Δτnを
    受取り、その出力端で、前に供給されたτの値及び前記
    位相差Δτnの現在値に依存する更新された位相値τを
    供給するためのタイミング位相調整手段、 を含む請求項４に記載のタイミング制御装置。
  6. 【請求項６】前記タイミング位相調整手段が、 前の位相値τから前記位相差の第１のスケーリングされ
    た値及び補正因子を減算するための手段を含む１つのル
    ープと、 前記補正因子を供給し、かつ前記補正因子の前の値から
    前記位相差の第２のスケーリングされた値を減算するた
    めの手段を含む別のループと、 の２つのループを含む、請求項５に記載の装置。
  7. 【請求項７】さらに、信号受信の開始を示す開始信号及
    び変調間隔クロック信号に応答して、所定の変調間隔で
    前記装置の各部の動作を選択的に制御するためのシーケ
    ンス制御信号（ＴＣ−Ｅ、ＴＣ−Ｏ、ＴＣ−Ｇ、ＴＣ−
    Ｐ）を生成し、かつ前記の所定の瞬間に前記基準記憶手
    段を活動化させるための基準記憶制御信号（ＴＣ−ＲＥ
    Ｆ）を生成するためのシーケンス制御手段 を含む、請求項４に記載のタイミング制御装置。
  8. 【請求項８】前記シーケンス制御手段が、交互の変調間
    隔中に、少なくとも前記帯域フィルタ手段と前記乗算手
    段、ならびに前記低域フィルタ手段を活動化させるため
    のシーケンス制御信号（ＴＣ−Ｅ、ＴＣ−Ｏ）を交互に
    発生するという、 請求項７に記載のタイミング制御装置。
JP2215117A 1989-08-21 1990-08-16 モデム受信機のタイミング制御方法及び装置 Expired - Lifetime JPH0628362B2 (ja)

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