JPH0627791B2 - 誘導電動機の定数測定方法 - Google Patents
誘導電動機の定数測定方法Info
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- JPH0627791B2 JPH0627791B2 JP18149085A JP18149085A JPH0627791B2 JP H0627791 B2 JPH0627791 B2 JP H0627791B2 JP 18149085 A JP18149085 A JP 18149085A JP 18149085 A JP18149085 A JP 18149085A JP H0627791 B2 JPH0627791 B2 JP H0627791B2
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Description
【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 本発明は、誘導電動機の定数測定方法に係り、特にイン
バータが接続された誘導電動機の定数自動測定方法に関
する。
バータが接続された誘導電動機の定数自動測定方法に関
する。
B.発明の概要 本発明は、駆動電源としてインバータが接続された誘導
電動機において、 インバータの出力に直流電圧を発生させ、該直流電圧の
発生を停止したときの誘導電動機の一次入力電流の立下
り過度電流測定値から誘導機定数を求めることにより、 誘導電動機の定数自動測定を確実，容易にできるように
したものである。
電動機において、 インバータの出力に直流電圧を発生させ、該直流電圧の
発生を停止したときの誘導電動機の一次入力電流の立下
り過度電流測定値から誘導機定数を求めることにより、 誘導電動機の定数自動測定を確実，容易にできるように
したものである。
C.従来の技術 誘導電動機の可変速制御には、応答性と精度の良好なす
べり周波数制御方式が知られ、また最近では電動機の一
次電流を励磁電流と二次電流とに分けて制御し、二次磁
束と二次電流ベクトルを常に直交させることで直流機と
同等の応答性を得るベクトル制御方式（例えば特開昭５
９−１６５９８２号公報）が実施されてきている。
べり周波数制御方式が知られ、また最近では電動機の一
次電流を励磁電流と二次電流とに分けて制御し、二次磁
束と二次電流ベクトルを常に直交させることで直流機と
同等の応答性を得るベクトル制御方式（例えば特開昭５
９−１６５９８２号公報）が実施されてきている。
こうしたすべり周波数制御やベクトル制御には、制御対
象としての誘導電動機の定数（例えば一次抵抗，二次抵
抗，一次インダクタンス，二次インダクタンス，励磁イ
ンダクタンス）から演算又は関数発生器によつてすべり
周波数，一次電流等を求める手段を必要とする。このた
め、従来は電動機の設計値あるいは測定値から必要な定
数を求め、この定数を使つて制御装置を設計，製造して
いる。
象としての誘導電動機の定数（例えば一次抵抗，二次抵
抗，一次インダクタンス，二次インダクタンス，励磁イ
ンダクタンス）から演算又は関数発生器によつてすべり
周波数，一次電流等を求める手段を必要とする。このた
め、従来は電動機の設計値あるいは測定値から必要な定
数を求め、この定数を使つて制御装置を設計，製造して
いる。
D.発明が解決しようとする問題点 従来のすべり周波数制御やベクトル制御では、その制御
装置の実現に電動機の定数データを得るのに設計値から
の演算や測定に手間がかかり開発工数を増す問題があつ
た。特に、汎用の可変速装置では制御対象電動機の定数
が未知であり、電動機の機種に応じてその都度定数デー
タを得る手間及び試験工数の増大を招く問題があつた。
また、設計値から得る定数データでは設計値と実機の定
数との間の誤差が大きくなることがあり、制御装置の再
調整や設計変更を必要とすることがあつた。
装置の実現に電動機の定数データを得るのに設計値から
の演算や測定に手間がかかり開発工数を増す問題があつ
た。特に、汎用の可変速装置では制御対象電動機の定数
が未知であり、電動機の機種に応じてその都度定数デー
タを得る手間及び試験工数の増大を招く問題があつた。
また、設計値から得る定数データでは設計値と実機の定
数との間の誤差が大きくなることがあり、制御装置の再
調整や設計変更を必要とすることがあつた。
E.問題点を解決するための手段 本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、インバー
タを駆動電源とする誘導電動機において、前記インバー
タの出力に直流電圧Ｅを発生させて誘導電動機に直流電
流ｉを流しておき、前記直流電圧Ｅの発生を停止したと
きの前記初期電流isとその後の立下り過度電流i1(t1),i
1(t2)との夫々の比i1(t1)／is，i1(t2)／isから該電流
ｉの立下り時定数Ｔを求め、予め求めた一次抵抗r1とか
ら次の式 に従つて誘導電動機の二次抵抗r2及び二次インダクタン
スL2を求める測定方法を提供するものである。
タを駆動電源とする誘導電動機において、前記インバー
タの出力に直流電圧Ｅを発生させて誘導電動機に直流電
流ｉを流しておき、前記直流電圧Ｅの発生を停止したと
きの前記初期電流isとその後の立下り過度電流i1(t1),i
1(t2)との夫々の比i1(t1)／is，i1(t2)／isから該電流
ｉの立下り時定数Ｔを求め、予め求めた一次抵抗r1とか
ら次の式 に従つて誘導電動機の二次抵抗r2及び二次インダクタン
スL2を求める測定方法を提供するものである。
F.作 用 誘導電動機の一次入力にインバータから直流電圧を与え
ておき、この電圧を取除い後の電流の立下り過渡現象か
ら等価的に二次抵抗ｒ2及び二次インダクタンスL2の測
定を行う。
ておき、この電圧を取除い後の電流の立下り過渡現象か
ら等価的に二次抵抗ｒ2及び二次インダクタンスL2の測
定を行う。
G.実施例 以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明す
る。
る。
第１図はＰＷＭ方式インバータを使つた電圧形ベクトル
制御装置に本発明を適用した場合の回路図を示す。誘導
電動機１にトランジスタ式インバータ主回路21から一次
電圧を供給する。インバータ主回路21の各トランジスタ
Tr1〜Tr6はＰＷＭ波形発生回路22とゲート回路23によつ
てＰＷＭ波形によるスイツチング制御がなされ、出力電
圧及び周波数が制御される。インバータ主回路21から電
動機１に供給する一次電圧は、該電動機１に磁束と二次
電流とが互いに直交するように制御する。この制御に
は、磁束の方向をα軸とし、二次電流の方向をα軸に直
交するβ軸とし、その指令値としてのα相一次電流i1 α
*及びβ相一次電流i1 β *は夫々係数器31，32によつて電
動機１の一次抵抗r1分を乗算することによつてα相一次
電圧e1 α，β相一次電圧e1 βの二相電圧信号に変換され
る。
制御装置に本発明を適用した場合の回路図を示す。誘導
電動機１にトランジスタ式インバータ主回路21から一次
電圧を供給する。インバータ主回路21の各トランジスタ
Tr1〜Tr6はＰＷＭ波形発生回路22とゲート回路23によつ
てＰＷＭ波形によるスイツチング制御がなされ、出力電
圧及び周波数が制御される。インバータ主回路21から電
動機１に供給する一次電圧は、該電動機１に磁束と二次
電流とが互いに直交するように制御する。この制御に
は、磁束の方向をα軸とし、二次電流の方向をα軸に直
交するβ軸とし、その指令値としてのα相一次電流i1 α
*及びβ相一次電流i1 β *は夫々係数器31，32によつて電
動機１の一次抵抗r1分を乗算することによつてα相一次
電圧e1 α，β相一次電圧e1 βの二相電圧信号に変換され
る。
β相一次電流指令i1 β *は速度設定値Vs *と電動機の速度
検出器４の検出値ωrとの突合せで速度調節器５の出力
として取出され、電源角周波数ω0は角周波数演算回路
６によつてすべり角周波数ωsの演算値と速度検出値ωr
とから得られる。角周波数演算回路６は設定値i1 α *とi
1 β *の除算を行う割算器61と、この割算器61の除算結果
i1 β *／i1 α *に係数１／τ2を掛算する係数器62とを有
してすべり角周波数ωsを算出する。ここで、τ2は電動
機１の二次時定数であり、二次抵抗r2と二次インダクタ
ンスL2の比である。
検出器４の検出値ωrとの突合せで速度調節器５の出力
として取出され、電源角周波数ω0は角周波数演算回路
６によつてすべり角周波数ωsの演算値と速度検出値ωr
とから得られる。角周波数演算回路６は設定値i1 α *とi
1 β *の除算を行う割算器61と、この割算器61の除算結果
i1 β *／i1 α *に係数１／τ2を掛算する係数器62とを有
してすべり角周波数ωsを算出する。ここで、τ2は電動
機１の二次時定数であり、二次抵抗r2と二次インダクタ
ンスL2の比である。
相電圧演算回路７は三相電圧信号e1 α，e1 βからインバ
ータの三相電圧指令信号ea *，eb *，ec *を得るようにさ
れ、この変換に必要な正弦波信号sin ω0t，余弦波信号
cos ω0tは電源角周波数ω0を使つて三角関数発生回路
８から得る。またPWM波形発生回路22は三相電圧指令信
号ea *，eb *,ec *と三角波信号（搬送波）とのレベル比較
によつてパルス幅変調波形を得るようにされ、このため
の三角波信号Tr1は回路６からの電源角周波数ω0を使つ
て該周波数に同期させる三角波発生回路９から得る。10
はインバータ主回路21に直流電力を供給する整流器であ
る。
ータの三相電圧指令信号ea *，eb *，ec *を得るようにさ
れ、この変換に必要な正弦波信号sin ω0t，余弦波信号
cos ω0tは電源角周波数ω0を使つて三角関数発生回路
８から得る。またPWM波形発生回路22は三相電圧指令信
号ea *，eb *,ec *と三角波信号（搬送波）とのレベル比較
によつてパルス幅変調波形を得るようにされ、このため
の三角波信号Tr1は回路６からの電源角周波数ω0を使つ
て該周波数に同期させる三角波発生回路９から得る。10
はインバータ主回路21に直流電力を供給する整流器であ
る。
このように、電動機の一次電圧をＰＷＭ方式インバータ
でベクトル制御するにおいて、制御装置には係数器31,3
2の係数設定に電動機１の一次抵抗r1に相当する定数デ
ータを必要とし、また係数器62では二次時定数τ2（＝L
2／r2）の設定に電動機１の二次抵抗r2及び二次インダ
クタンスL2に相当する定数データを必要とする。
でベクトル制御するにおいて、制御装置には係数器31,3
2の係数設定に電動機１の一次抵抗r1に相当する定数デ
ータを必要とし、また係数器62では二次時定数τ2（＝L
2／r2）の設定に電動機１の二次抵抗r2及び二次インダ
クタンスL2に相当する定数データを必要とする。
これら定数データを自動的に測定及び設定するセルフチ
ユーニング手段として、チユーニング制御回路11とイン
バータ主回路21の出力電圧，電流を夫々検出する電圧検
出器12，電流検出器13を備える。チユーニング制御回路
11はＰＷＭ波形発生回路22の出力波形を調整する制御機
能を有し、定数データの測定・設定指令が与えられるこ
とでインバータ主回路21の二相分を使つて直流電圧を発
生させ、このときの電圧検出器12及び電流検出器13から
の検出値を使つた演算によつて一次抵抗r1，二次抵抗
r2，二次インダクタンスL2さらに二次時定数τ2を求
め、係数器31,32，６２の各係数を自動設定する。以
下、チユーニング制御回路11による定数データの自動測
定方法を詳細に説明する。
ユーニング手段として、チユーニング制御回路11とイン
バータ主回路21の出力電圧，電流を夫々検出する電圧検
出器12，電流検出器13を備える。チユーニング制御回路
11はＰＷＭ波形発生回路22の出力波形を調整する制御機
能を有し、定数データの測定・設定指令が与えられるこ
とでインバータ主回路21の二相分を使つて直流電圧を発
生させ、このときの電圧検出器12及び電流検出器13から
の検出値を使つた演算によつて一次抵抗r1，二次抵抗
r2，二次インダクタンスL2さらに二次時定数τ2を求
め、係数器31,32，６２の各係数を自動設定する。以
下、チユーニング制御回路11による定数データの自動測
定方法を詳細に説明する。
(1)一次抵抗r1の測定 インバータ主回路21の二相分、例えばトランジスタTr1,
Tr6をオン・オフ制御し、電動機１の巻線Ｕ，Ｗ間に直
流電圧を与える。このとき、制御回路11はＰＷＭ波形発
生回路22には電圧指令ea *，eb *，ec *に代えて一定電圧
Ｖを設定し、ＰＷＭ波形出力もトランジスタTr1とTr6の
出力のみを許容する制御をし、さらに三角波発生回路９
の出力周波数を一定にする。
Tr6をオン・オフ制御し、電動機１の巻線Ｕ，Ｗ間に直
流電圧を与える。このとき、制御回路11はＰＷＭ波形発
生回路22には電圧指令ea *，eb *，ec *に代えて一定電圧
Ｖを設定し、ＰＷＭ波形出力もトランジスタTr1とTr6の
出力のみを許容する制御をし、さらに三角波発生回路９
の出力周波数を一定にする。
このような制御により、巻線Ｕ，Ｗには電圧Ｖで決まる
オン・オフ比のパルス電圧が印加され、この電圧，電流
の検出値を検出器12，13から制御回路11に平均電圧，電
流として取込み、該制御回路11による抵抗r1の演算を行
う。
オン・オフ比のパルス電圧が印加され、この電圧，電流
の検出値を検出器12，13から制御回路11に平均電圧，電
流として取込み、該制御回路11による抵抗r1の演算を行
う。
誘導電動機１のＴ形等価回路は第２図に示すようにな
り、これに直流電圧Ｅを加えたときの定常電流Ｉは になる。ここで、インバータ主回路21からの印加電圧は
パルス電圧になり、その平均直流電圧とし、平均直流
電流はトランジスタTr1，Tr6の間のスイツチングデッ
ドタイムによる電圧減少分ＥDBも含めて となる。ここで、制御回路11はデツドタイムによる影響
を無くして測定精度を上げるために、制御率を変えて平
均電流電圧と電流の２回測定を行う。但し、EDBを
同じ値にするために三角波周波数は同じにする。
り、これに直流電圧Ｅを加えたときの定常電流Ｉは になる。ここで、インバータ主回路21からの印加電圧は
パルス電圧になり、その平均直流電圧とし、平均直流
電流はトランジスタTr1，Tr6の間のスイツチングデッ
ドタイムによる電圧減少分ＥDBも含めて となる。ここで、制御回路11はデツドタイムによる影響
を無くして測定精度を上げるために、制御率を変えて平
均電流電圧と電流の２回測定を行う。但し、EDBを
同じ値にするために三角波周波数は同じにする。
この２回の測定には の関係にあり、これより の演算からデッドタイムの影響を無くした一次抵抗r1の
測定値を得る。
測定値を得る。
(2)二次抵抗r2，二次インダクタンスL2及び二次時定数
τ2の測定 インバータ主回路21のトランジスタTr1，Tr6をオン状態
にして誘導電動機１の巻線Ｕ，Ｗ間に直流電圧を印加し
ておき、トランジスタTr1をオフにすると巻線Ｕ，Ｗ間
の電流ｉはトランジスタTr6→ダイオードD4の経路で流
れて減衰して行く。このとき、第２図に示す等価回路図
での電圧方程式は この(4)式のラプラス変換では行列式で示すと、 但し、L1＝lm＋l1、L2＝lm＋l2、I10は電流i1の初期
値、I20は電流i2の初期値となる。この式からI1(s)を求
めると、 但し、 となる。ここで、一般的な電動機ではl1＋l2≪r2である
から零点を省略でき、上記(8)式を(6)式に代入すると になる。この(9)式を逆変換した電流i1はL1＝L2とする
と、 となる。
τ2の測定 インバータ主回路21のトランジスタTr1，Tr6をオン状態
にして誘導電動機１の巻線Ｕ，Ｗ間に直流電圧を印加し
ておき、トランジスタTr1をオフにすると巻線Ｕ，Ｗ間
の電流ｉはトランジスタTr6→ダイオードD4の経路で流
れて減衰して行く。このとき、第２図に示す等価回路図
での電圧方程式は この(4)式のラプラス変換では行列式で示すと、 但し、L1＝lm＋l1、L2＝lm＋l2、I10は電流i1の初期
値、I20は電流i2の初期値となる。この式からI1(s)を求
めると、 但し、 となる。ここで、一般的な電動機ではl1＋l2≪r2である
から零点を省略でき、上記(8)式を(6)式に代入すると になる。この(9)式を逆変換した電流i1はL1＝L2とする
と、 となる。
上述までのことから、直流電圧Ｅの印加状態からその停
止時の過渡特性図は第３図に示すようになり、電流ｉの
初期値isは となる。また、一次抵抗r1は前述の(1)項による測定で
既知とする。
止時の過渡特性図は第３図に示すようになり、電流ｉの
初期値isは となる。また、一次抵抗r1は前述の(1)項による測定で
既知とする。
ここで、二次電流i2の初期値I20は未知であるが、イン
バータ主回路21から誘導電動機１に印加するパルス電
圧，電流波形は第４図に示すようになり、入力電圧のオ
フ期間の中央タイミングtc又は平均直流電流検出によつ
て該I20分も含めた電流検出ができる。即ち、オフ期間
の中央タイミングtcでは二次電流初期値I20＝０として
良く、オフ開始タイミングtsの検出では一次電流i1の平
均値を1とすると I20＝−（I10−1）……(12) より、I10＋I20は I10＋I20＝1……(13) になる。従つて、タイミングtc又は平均直流電流として
初期値is，過渡電流i1(t1)，i1(t2)を検出すれば良い。
バータ主回路21から誘導電動機１に印加するパルス電
圧，電流波形は第４図に示すようになり、入力電圧のオ
フ期間の中央タイミングtc又は平均直流電流検出によつ
て該I20分も含めた電流検出ができる。即ち、オフ期間
の中央タイミングtcでは二次電流初期値I20＝０として
良く、オフ開始タイミングtsの検出では一次電流i1の平
均値を1とすると I20＝−（I10−1）……(12) より、I10＋I20は I10＋I20＝1……(13) になる。従つて、タイミングtc又は平均直流電流として
初期値is，過渡電流i1(t1)，i1(t2)を検出すれば良い。
以上のことから制御回路11は(1)項の測定と同様にトラ
ンジスタTr1,Tr6を三角波で変調したパルス電圧でオン
状態にし、その後、トランジスタTr1をオフにしたとき
の過渡状態での時刻t1，t2（第３図）における電流i1(t
1),i1(t2)を電流検出器13から取込む。また初期値isを
取込む。これら電流値i1(t1),i1(t2)と初期値isの比y1,
y2は前述の(10)式から の関係にある。この(14)，(15)式から立下り時定数Ｔを
求めると となる。
ンジスタTr1,Tr6を三角波で変調したパルス電圧でオン
状態にし、その後、トランジスタTr1をオフにしたとき
の過渡状態での時刻t1，t2（第３図）における電流i1(t
1),i1(t2)を電流検出器13から取込む。また初期値isを
取込む。これら電流値i1(t1),i1(t2)と初期値isの比y1,
y2は前述の(10)式から の関係にある。この(14)，(15)式から立下り時定数Ｔを
求めると となる。
従つて、制御回路11は電流i1(t1),i1(t2)と初期値isか
ら比y1,y2を求め、上述の(17)式から時定数Ｔを求め、
このＴを使つて(14)式（もしくは(15)式） から定数ｒを求める。
ら比y1,y2を求め、上述の(17)式から時定数Ｔを求め、
このＴを使つて(14)式（もしくは(15)式） から定数ｒを求める。
そして、制御回路11は定数ｒと一次抵抗r1から前述の
（15−ａ）式に従つて二次抵抗r2を求める。
（15−ａ）式に従つて二次抵抗r2を求める。
さらに抵抗r1,r2と時定数Ｔから前述の(10-a)式に従つ
て、制御回路11が二次インダクタンスL2を求める。
て、制御回路11が二次インダクタンスL2を求める。
さらに、二次時定数τ2も求める。
τ2＝L2／r2 ……(21) 以上までの測定によつて、制御回路11は一次抵抗r1，二
次抵抗r2，二次インダクタンスL2及び二次時定数τ2を
求め、このうち本実施例では必要な定数r1とτ2を係数
器31，32及び62に設定することによつて以後のベクトル
制御を可能にする。
次抵抗r2，二次インダクタンスL2及び二次時定数τ2を
求め、このうち本実施例では必要な定数r1とτ2を係数
器31，32及び62に設定することによつて以後のベクトル
制御を可能にする。
なお、実施例において、制御回路11はベクトル制御装置
がマイクロコンピュータ等で構成される場合に定数測定
用プログラムとして該制御装置に組込むことができるの
は勿論である。
がマイクロコンピュータ等で構成される場合に定数測定
用プログラムとして該制御装置に組込むことができるの
は勿論である。
また、実施例はＰＷＭインバータによるベクトル制御装
置に適用した場合を示すが、本発明はこれに限定される
ものでなく、すべり周波数制御装置に適用できるし、キ
ヤリア周波数を零（キヤリア出力停止）にして直流電圧
Ｅと電流Ｉの検出から定数を求めることができる。
置に適用した場合を示すが、本発明はこれに限定される
ものでなく、すべり周波数制御装置に適用できるし、キ
ヤリア周波数を零（キヤリア出力停止）にして直流電圧
Ｅと電流Ｉの検出から定数を求めることができる。
H.発明の効果 以上のとおり、本発明によれば、誘導電動機の駆動電源
になるインバータから直流電圧を発生させ、この電圧を
取除いたときのインバータの出力電流の検出によつて誘
導電動機の定数を求めるため、該定数又はこれに基づい
た定数を使つてインバータを制御する制御装置に適用し
て定数未知の電動機でもその停止状態で該定数の自動測
定を確実，容易にし、さらには該定数の自動設定をする
というセルフチユーニングを容易にする。また、定数測
定には電動機配線も含めた計測になり、実用上の測定，
設定ひいては制御精度を向上できる効果がある。
になるインバータから直流電圧を発生させ、この電圧を
取除いたときのインバータの出力電流の検出によつて誘
導電動機の定数を求めるため、該定数又はこれに基づい
た定数を使つてインバータを制御する制御装置に適用し
て定数未知の電動機でもその停止状態で該定数の自動測
定を確実，容易にし、さらには該定数の自動設定をする
というセルフチユーニングを容易にする。また、定数測
定には電動機配線も含めた計測になり、実用上の測定，
設定ひいては制御精度を向上できる効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示すベクトル制御装置回路
図、第２図は誘導電動機の等価回路図、第３図は電動機
に直流電圧を印加した後の電流の過渡特性図、第４図は
本発明における電流検出タイミングチヤートである。 １……誘導電動機、21……インバータ主回路、22……Ｐ
ＷＭ波形発生回路、31,32,62……係数器、６……角周波
数演算回路、７……相電圧演算回路、９……三角波発生
回路、11……チユーニング制御回路、12……電圧検出
器、13……電流検出器。
図、第２図は誘導電動機の等価回路図、第３図は電動機
に直流電圧を印加した後の電流の過渡特性図、第４図は
本発明における電流検出タイミングチヤートである。 １……誘導電動機、21……インバータ主回路、22……Ｐ
ＷＭ波形発生回路、31,32,62……係数器、６……角周波
数演算回路、７……相電圧演算回路、９……三角波発生
回路、11……チユーニング制御回路、12……電圧検出
器、13……電流検出器。
Claims (2)
- 【請求項１】インバータを駆動電源とする誘導電動機に
おいて、前記インバータの出力に直流電圧Ｅを発生させ
て誘導電動機に直流電流ｉを流しておき、前記直流電圧
Ｅの発生を停止したときの前記初期電流isとその後の立
下り過渡電流ｉ1(t1)，i1(t2)との夫々の比i1(t1)／
is，i1(t2)／isから該電流ｉの立下り時定数Ｔを求め、
予め求めた一次抵抗ｒ1とから次の式 に従つて前記誘導電動機の二次抵抗ｒ2及び二次インダ
クタンスL2を求めることを特徴とする誘導電動機の定数
測定方法。 - 【請求項２】前記インバータの出力は所定周波数のパル
ス電圧とし、このパルス電圧による直流平均電圧sか
ら前記初期電流is，過渡電流i1(t1),i1(t2)を夫々検出
することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の誘導
電動機の定数測定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18149085A JPH0627791B2 (ja) | 1985-08-19 | 1985-08-19 | 誘導電動機の定数測定方法 |
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| JP18149085A JPH0627791B2 (ja) | 1985-08-19 | 1985-08-19 | 誘導電動機の定数測定方法 |
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1985
- 1985-08-19 JP JP18149085A patent/JPH0627791B2/ja not_active Expired - Fee Related
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