JPH06261576A - モータ制御装置 - Google Patents
モータ制御装置Info
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- JPH06261576A JPH06261576A JP5049128A JP4912893A JPH06261576A JP H06261576 A JPH06261576 A JP H06261576A JP 5049128 A JP5049128 A JP 5049128A JP 4912893 A JP4912893 A JP 4912893A JP H06261576 A JPH06261576 A JP H06261576A
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- Japan
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- motor
- changed
- control
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- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 複数の回転数に対して安定して制御すること
を目的とする。 【構成】 モータ１の回転数を変化させるためにＰＬＬ
制御ＩＣ１０への入力信号の周波数を分周器１４によっ
て変化させるときに、その分周比に従って、ゲイン調整
回路Ｇ１により速度制御出力ＡＦＣに対するゲインを制
御してどの回転数においても周波数−ゲイン特性を同一
にするとともに、ＡＰＣシフト回路Ｐ１により基準電圧
Ｖref を変化させてどの回転数においても安定した動作
点でモータ１を定常運転する。
を目的とする。 【構成】 モータ１の回転数を変化させるためにＰＬＬ
制御ＩＣ１０への入力信号の周波数を分周器１４によっ
て変化させるときに、その分周比に従って、ゲイン調整
回路Ｇ１により速度制御出力ＡＦＣに対するゲインを制
御してどの回転数においても周波数−ゲイン特性を同一
にするとともに、ＡＰＣシフト回路Ｐ１により基準電圧
Ｖref を変化させてどの回転数においても安定した動作
点でモータ１を定常運転する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＰＬＬモータ制御装置に
関するものである。
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図９は、従来例の構成を示す回路図であ
り、１はブラシレスＤＣモータ、２はモータ１の回転数
を検知するエンコーダ、３はブラシレスＤＣモータのド
ライブＩＣ（ここでは東芝製ＴＡ７２５９）、４〜６は
モータのロータ位置を検知するホール素子、７〜９は抵
抗、１０はＰＬＬ制御ＩＣ（ここでは東芝製ＴＣ９２０
３）、１１はＣＰＵ、１２はオペアンプ、１３は基準信
号を生成するための信号源、１４は分周器、１５，１
９，２０，２２，５１，５２は抵抗である。
り、１はブラシレスＤＣモータ、２はモータ１の回転数
を検知するエンコーダ、３はブラシレスＤＣモータのド
ライブＩＣ（ここでは東芝製ＴＡ７２５９）、４〜６は
モータのロータ位置を検知するホール素子、７〜９は抵
抗、１０はＰＬＬ制御ＩＣ（ここでは東芝製ＴＣ９２０
３）、１１はＣＰＵ、１２はオペアンプ、１３は基準信
号を生成するための信号源、１４は分周器、１５，１
９，２０，２２，５１，５２は抵抗である。
【０００３】まずＰＬＬ制御ＩＣ１０について説明す
る。ＰＬＬ制御ＩＣ１０は、ＣＰＩＮに入る信号を基準
として、ＦＧＩＮから入力される検出信号の速度偏差を
検出し、速度制御信号であるＡＦＣ信号を出力する。こ
こでＰＬＬ制御ＩＣとして用いられている東芝製ＴＣ９
２０３では、図２（ａ）に示すようにＦＧＩＮから入力
する検出信号の角周波数（ＦＧＩＮの入力周波数×２
π）が目標角周波数Ｗ0 （２π×ＣＰＩＮ信号の周波数
／３４５６）と等しければＡＦＣ出力は約２．５Ｖ程度
の出力であるが、＋３．４％以上でその出力は０Ｖ、−
３．９％以下では＋５Ｖとなってしまう。したがって入
力信号ωに対するＡＦＣ出力の伝達関数は次のようにな
る。
る。ＰＬＬ制御ＩＣ１０は、ＣＰＩＮに入る信号を基準
として、ＦＧＩＮから入力される検出信号の速度偏差を
検出し、速度制御信号であるＡＦＣ信号を出力する。こ
こでＰＬＬ制御ＩＣとして用いられている東芝製ＴＣ９
２０３では、図２（ａ）に示すようにＦＧＩＮから入力
する検出信号の角周波数（ＦＧＩＮの入力周波数×２
π）が目標角周波数Ｗ0 （２π×ＣＰＩＮ信号の周波数
／３４５６）と等しければＡＦＣ出力は約２．５Ｖ程度
の出力であるが、＋３．４％以上でその出力は０Ｖ、−
３．９％以下では＋５Ｖとなってしまう。したがって入
力信号ωに対するＡＦＣ出力の伝達関数は次のようにな
る。
【０００４】
【数１】
【０００５】一方ＡＰＣ信号は図２（ｂ）に示した関係
で出力される位相制御信号である。このＡＰＣ信号は、
図２（ｃ）に示すように、ＣＰＩＮ信号に３４５６分周
をほどこして生成した基準信号ω0 を２分周したものと
ＦＧＩＮの入力信号ωを２分周した信号との位相差を検
出して生成される。したがって入力信号ωに対するＡＰ
Ｃ出力の伝達関数は次のようになる。
で出力される位相制御信号である。このＡＰＣ信号は、
図２（ｃ）に示すように、ＣＰＩＮ信号に３４５６分周
をほどこして生成した基準信号ω0 を２分周したものと
ＦＧＩＮの入力信号ωを２分周した信号との位相差を検
出して生成される。したがって入力信号ωに対するＡＰ
Ｃ出力の伝達関数は次のようになる。
【０００６】
【数２】
【０００７】ここでＰはモータ１回転あたりのエンコー
ダの出力パルス数、Ｄはエンコーダ出力信号の分周比
（＝エンコーダ出力周波数÷ＦＧＩＮ入力周波数）、Ｓ
はｊω（ただしｊは虚数を表わす）である。
ダの出力パルス数、Ｄはエンコーダ出力信号の分周比
（＝エンコーダ出力周波数÷ＦＧＩＮ入力周波数）、Ｓ
はｊω（ただしｊは虚数を表わす）である。
【０００８】ここでドライブＩＣ３について説明する。
【０００９】ドライブＩＣ３はブラシレスモータ駆動用
のＩＣでモータ１のロータ位置をホール素子４〜６で検
知し、モータ１の励磁する相を切換える。モータ１の励
磁電流は抵抗９に流れる。またドライブＩＣ３はゲイン
が１５のアンプを内蔵しており、図９に示すように抵抗
９に発生した電圧を抵抗９によってフィードバックする
ことによってモータ１は定電流駆動される。
のＩＣでモータ１のロータ位置をホール素子４〜６で検
知し、モータ１の励磁する相を切換える。モータ１の励
磁電流は抵抗９に流れる。またドライブＩＣ３はゲイン
が１５のアンプを内蔵しており、図９に示すように抵抗
９に発生した電圧を抵抗９によってフィードバックする
ことによってモータ１は定電流駆動される。
【００１０】次に図９に示した従来例の動作について説
明する。
明する。
【００１１】モータ１の回転数は、エンコーダ２で検知
され分周器４１で８分周されてＰＬＬ制御ＩＣ１０のＦ
ＧＩＮに入力する。ＰＬＬ制御ＩＣはＣＰＩＮに入力す
る信号とＦＧＩＮに入力する信号とを前述したように比
較し、速度が遅いときはＡＦＣ出力を大きくし、位相が
遅れたときはＡＰＣ出力を大きくする。ＡＦＣ出力やＡ
ＰＣ出力が変化すると、オペアンプ１２およびドライブ
ＩＣ３に内蔵されたアンプ３ａによってその出力が増幅
されてモータ１の駆動電流が変化しモータ回転数および
位相は常に一定に保たれる。ＣＰＩＮに入力する信号は
信号源１３の出力を分周器１４で分周したもので、その
分周比はＣＰＵ１１によって信号ＳＩＧ１，ＳＩＧ２を
用いて制御されている。分周器１４の分周比が３のとき
の回転数は分周比が４のときの回転数の４／３倍にな
り、分周比が５のときの回転数は分周比が４のときの回
転数の４／５倍となる。モータ１の回転数は次式で示さ
れる。
され分周器４１で８分周されてＰＬＬ制御ＩＣ１０のＦ
ＧＩＮに入力する。ＰＬＬ制御ＩＣはＣＰＩＮに入力す
る信号とＦＧＩＮに入力する信号とを前述したように比
較し、速度が遅いときはＡＦＣ出力を大きくし、位相が
遅れたときはＡＰＣ出力を大きくする。ＡＦＣ出力やＡ
ＰＣ出力が変化すると、オペアンプ１２およびドライブ
ＩＣ３に内蔵されたアンプ３ａによってその出力が増幅
されてモータ１の駆動電流が変化しモータ回転数および
位相は常に一定に保たれる。ＣＰＩＮに入力する信号は
信号源１３の出力を分周器１４で分周したもので、その
分周比はＣＰＵ１１によって信号ＳＩＧ１，ＳＩＧ２を
用いて制御されている。分周器１４の分周比が３のとき
の回転数は分周比が４のときの回転数の４／３倍にな
り、分周比が５のときの回転数は分周比が４のときの回
転数の４／５倍となる。モータ１の回転数は次式で示さ
れる。
【００１２】
【数３】
【００１３】ここでｆ0 は信号源１３から出力される信
号の周波数、Ｄ14は分周器１４の分周比（３または４ま
たは５）、Ｄ41は分周器４１の分周比８、Ｐはモータ１
が１回転する間にエンコーダ２が出力するパルス数であ
る。
号の周波数、Ｄ14は分周器１４の分周比（３または４ま
たは５）、Ｄ41は分周器４１の分周比８、Ｐはモータ１
が１回転する間にエンコーダ２が出力するパルス数であ
る。
【００１４】また、ＣＰＵ１１から出力されるＳＩＧ７
はモータのスタート，ストップの切換え信号であり、Ｓ
ＩＧ７がＬｏｗでスタートとする。
はモータのスタート，ストップの切換え信号であり、Ｓ
ＩＧ７がＬｏｗでスタートとする。
【００１５】分周器１４によって回転数を切換えた時の
周波数−ゲイン特性は図４に示すようになる。同図にお
いて、−４０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅの傾きの部分が（２）
式で表わされるＡＰＣ出力によるゲインであり、−２０
ｄＢ／ｄｅｃａｄｅの部分は（１）式のＡＦＣ出力によ
るゲインである。（１）式を見ればわかるようにＡＦＣ
のゲインは目標角周波数Ｗ0 に反比例するため、回転数
が上がるとゲインが下がる。
周波数−ゲイン特性は図４に示すようになる。同図にお
いて、−４０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅの傾きの部分が（２）
式で表わされるＡＰＣ出力によるゲインであり、−２０
ｄＢ／ｄｅｃａｄｅの部分は（１）式のＡＦＣ出力によ
るゲインである。（１）式を見ればわかるようにＡＦＣ
のゲインは目標角周波数Ｗ0 に反比例するため、回転数
が上がるとゲインが下がる。
【００１６】図６は、モータ電流ＩM とＡＰＣ出力との
関係を説明するために図９の一部を抜き出した図であ
り、各部の電圧値，電流値，抵抗値を示したものであ
る。図６に示した値を用いてモータ電流ＩM は次式で表
わされる。
関係を説明するために図９の一部を抜き出した図であ
り、各部の電圧値，電流値，抵抗値を示したものであ
る。図６に示した値を用いてモータ電流ＩM は次式で表
わされる。
【００１７】
【数４】
【００１８】ここで、定常回転時においては、ＶAFC ≒
ＶCC／２，Ｖref ＝ＶCC・Ｒ１０４／（Ｒ１０４＋Ｒ１
０５）とすることができる。すなわち、定常回転時にお
いてはモータ電流ＩM はＡＰＣ出力についての１次関数
となっているので、図７の実線のグラフのように回転数
が上がりモータ電流ＩM が増えるとＡＰＣ出力も上が
り、逆に回転数が下がりモータ電流ＩM が減るとＡＰＣ
出力も小さくなる。
ＶCC／２，Ｖref ＝ＶCC・Ｒ１０４／（Ｒ１０４＋Ｒ１
０５）とすることができる。すなわち、定常回転時にお
いてはモータ電流ＩM はＡＰＣ出力についての１次関数
となっているので、図７の実線のグラフのように回転数
が上がりモータ電流ＩM が増えるとＡＰＣ出力も上が
り、逆に回転数が下がりモータ電流ＩM が減るとＡＰＣ
出力も小さくなる。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
例では、次のような欠点があった。すなわち、（４）式
で示したようにモータ電流ＩM はＡＰＣ出力についての
１次関数となっている。そして定常運転時においては図
７の実線で示すように、分周比が５でモータ電流ＩM ＝
ＩC のときにはＡＰＣ出力はＶCC／２付近で変化する。
例では、次のような欠点があった。すなわち、（４）式
で示したようにモータ電流ＩM はＡＰＣ出力についての
１次関数となっている。そして定常運転時においては図
７の実線で示すように、分周比が５でモータ電流ＩM ＝
ＩC のときにはＡＰＣ出力はＶCC／２付近で変化する。
【００２０】ところでＰＬＬ制御ＩＣ１０の出力段には
図３で示す構成のラダー抵抗が用いられている。このよ
うなラダー抵抗においては、その特性上、上位のビット
が反転するときの量子化誤差は下位のビットが反転する
ときによりも大きくなる傾向にある。例えば、８ビット
データが７ＦＨ（０１１１１１１１）から８０Ｈ（１０
００００００）になるときの変化分は基準単位ＶCC／２
５６に対してかなり大きな誤差を持っている。
図３で示す構成のラダー抵抗が用いられている。このよ
うなラダー抵抗においては、その特性上、上位のビット
が反転するときの量子化誤差は下位のビットが反転する
ときによりも大きくなる傾向にある。例えば、８ビット
データが７ＦＨ（０１１１１１１１）から８０Ｈ（１０
００００００）になるときの変化分は基準単位ＶCC／２
５６に対してかなり大きな誤差を持っている。
【００２１】したがって、図７の実線で示すように、分
周比が５で定常運転をしているときには、ＡＰＣ出力が
ＶCC／２付近すなわち８ビットの７ＦＨ（０１１１１１
１１）付近で変化するために、ＭＳＢ（最上位ビット）
を含めた全ビットが反転する場合が多く、その場合には
量子化誤差が大きいために回転が不安定になりやすいと
いう問題点があった。この回転が不安定になる傾向は、
反転するビットが上位ビットであればある程大きくなる
ために、定常運転においては、ＭＳＢを含めた全ビット
が反転する分周比が５のときが最も不安定になりやす
く、その次がＭＳＢを除く全てのビットが反転する分周
比が３のときであり、上位の２ビットが反転しない分周
比が４のときが最も安定している。
周比が５で定常運転をしているときには、ＡＰＣ出力が
ＶCC／２付近すなわち８ビットの７ＦＨ（０１１１１１
１１）付近で変化するために、ＭＳＢ（最上位ビット）
を含めた全ビットが反転する場合が多く、その場合には
量子化誤差が大きいために回転が不安定になりやすいと
いう問題点があった。この回転が不安定になる傾向は、
反転するビットが上位ビットであればある程大きくなる
ために、定常運転においては、ＭＳＢを含めた全ビット
が反転する分周比が５のときが最も不安定になりやす
く、その次がＭＳＢを除く全てのビットが反転する分周
比が３のときであり、上位の２ビットが反転しない分周
比が４のときが最も安定している。
【００２２】すなわち、上記従来例においては、定常運
転時に量子化誤差の大きい上位ビットが反転する状態が
生じて回転が不安定になるという問題点があった。
転時に量子化誤差の大きい上位ビットが反転する状態が
生じて回転が不安定になるという問題点があった。
【００２３】さらに、ＰＬＬ制御ＩＣ１０の速度制御出
力ＡＦＣの伝達関数は、（１）式で示したように目標角
速度ω0 に反比例するために、図４で示すように回転数
の変化に伴って制御系のゲインが変化してしまう。この
ため、上記従来例では制御の安定度が悪くなるという問
題点があった。
力ＡＦＣの伝達関数は、（１）式で示したように目標角
速度ω0 に反比例するために、図４で示すように回転数
の変化に伴って制御系のゲインが変化してしまう。この
ため、上記従来例では制御の安定度が悪くなるという問
題点があった。
【００２４】本発明の目的は複数の回転数に対して安定
した制御を行うことができるモータ制御装置を提供する
ことにある。
した制御を行うことができるモータ制御装置を提供する
ことにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】以上の目的を達成するた
めに本発明はモータに接続されたエンコーダからの出力
信号と基準信号とを比較して速度制御信号および位相制
御信号を生成し、該位相制御信号の出力段にラダー抵抗
を用いたＤ／Ａコンバータを有するＰＬＬモータ制御手
段と、前記速度制御信号および前記位相制御信号を基準
電圧と比較して、当該比較結果に対応した電流を前記モ
ータに供給する増幅段とを具えるモータ制御装置におい
て、前記エンコーダからの出力信号または前記基準信号
の周波数を変化させて前記モータの回転数を変化させる
回転数切換え手段と、該回転数切換え手段の出力に応じ
て前記基準電圧を変化させる基準電圧制御手段とを具備
したことを特徴とするものである。
めに本発明はモータに接続されたエンコーダからの出力
信号と基準信号とを比較して速度制御信号および位相制
御信号を生成し、該位相制御信号の出力段にラダー抵抗
を用いたＤ／Ａコンバータを有するＰＬＬモータ制御手
段と、前記速度制御信号および前記位相制御信号を基準
電圧と比較して、当該比較結果に対応した電流を前記モ
ータに供給する増幅段とを具えるモータ制御装置におい
て、前記エンコーダからの出力信号または前記基準信号
の周波数を変化させて前記モータの回転数を変化させる
回転数切換え手段と、該回転数切換え手段の出力に応じ
て前記基準電圧を変化させる基準電圧制御手段とを具備
したことを特徴とするものである。
【００２６】
【作用】本発明によれば、回転数切換え手段によってモ
ータの回転数を変化させた場合、基準電圧制御手段が基
準電圧を変化させて量子化誤差の小さなポイントに位相
制御信号の動作点を移動させる。
ータの回転数を変化させた場合、基準電圧制御手段が基
準電圧を変化させて量子化誤差の小さなポイントに位相
制御信号の動作点を移動させる。
【００２７】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。
する。
【００２８】図１は本発明の一実施例の構成を示す回路
図であり、従来例と同じ構成要素には同一符号を付して
あり、また、１６〜１８および２２〜２７は抵抗、３
１，３２はアナログスイッチ、３３，３４はトランジス
タである。
図であり、従来例と同じ構成要素には同一符号を付して
あり、また、１６〜１８および２２〜２７は抵抗、３
１，３２はアナログスイッチ、３３，３４はトランジス
タである。
【００２９】本実施例と従来例との違いは、抵抗１７，
１８とアナログスイッチ３１，３２よりなるゲイン調整
回路Ｇ１がついたことと、抵抗２２〜２７とトランジス
タ３３，３４からなるＡＰＣ出力シフト回路Ｐ１がつい
たことである。
１８とアナログスイッチ３１，３２よりなるゲイン調整
回路Ｇ１がついたことと、抵抗２２〜２７とトランジス
タ３３，３４からなるＡＰＣ出力シフト回路Ｐ１がつい
たことである。
【００３０】本実施例の基本的な動作は従来例と同様で
あるので、ゲイン調整回路Ｇ１とＡＰＣシフト回路Ｐ１
の動作について説明する。
あるので、ゲイン調整回路Ｇ１とＡＰＣシフト回路Ｐ１
の動作について説明する。
【００３１】まずゲイン調整回路Ｇ１について説明す
る。（１）式で示したようにＰＬＬ制御ＩＣ１０の速度
制御出力ＡＦＣは、目標角速度ω0 に反比例するため図
４に示す通り回転数の変化に伴い、制御系のゲインが変
化して制御の安定度が悪くなってしまう。そこで、ＡＦ
Ｃ出力のゲインを決定する抵抗１６に抵抗１７および抵
抗１８を並列に接続し、回転数に応じてアナログスイッ
チ３１，３２をオン／オフすることで、ＡＦＣ出力のゲ
インのみを変化させる。
る。（１）式で示したようにＰＬＬ制御ＩＣ１０の速度
制御出力ＡＦＣは、目標角速度ω0 に反比例するため図
４に示す通り回転数の変化に伴い、制御系のゲインが変
化して制御の安定度が悪くなってしまう。そこで、ＡＦ
Ｃ出力のゲインを決定する抵抗１６に抵抗１７および抵
抗１８を並列に接続し、回転数に応じてアナログスイッ
チ３１，３２をオン／オフすることで、ＡＦＣ出力のゲ
インのみを変化させる。
【００３２】例えば分周器１４の分周比が４のとき、ア
ナログスイッチ３１をオン、アナログスイッチ３２をオ
フにして、図４の実線に示す周波数特性が得られたとす
る。この状態で分周比を３にすると、図４の破線のよう
にゲインが下がってしまう。従って分周比が４の時の周
波数特性と等しくなるように抵抗１８の値を設定してお
き、アナログスイッチ３２を信号ＳＩＧ３によってオン
状態にすることによりゲインを上げる。また、分周比が
５の時は回転数が小さくなるのでゲインが上昇してしま
うが（図４の一点鎖線）、アナログスイッチ３１，３２
を信号ＳＩＧ３よびＳＩＧ４によって共にオフにしてし
まうことで、ゲインを下げ、周波数特性を分周比４のと
きと同じにすることができる。
ナログスイッチ３１をオン、アナログスイッチ３２をオ
フにして、図４の実線に示す周波数特性が得られたとす
る。この状態で分周比を３にすると、図４の破線のよう
にゲインが下がってしまう。従って分周比が４の時の周
波数特性と等しくなるように抵抗１８の値を設定してお
き、アナログスイッチ３２を信号ＳＩＧ３によってオン
状態にすることによりゲインを上げる。また、分周比が
５の時は回転数が小さくなるのでゲインが上昇してしま
うが（図４の一点鎖線）、アナログスイッチ３１，３２
を信号ＳＩＧ３よびＳＩＧ４によって共にオフにしてし
まうことで、ゲインを下げ、周波数特性を分周比４のと
きと同じにすることができる。
【００３３】以上のようにして、回転数が変化しても安
定な周波数特性を維持することができる。
定な周波数特性を維持することができる。
【００３４】次にＡＰＣ出力シフト回路Ｐ１について説
明する。従来例では図７の実線に示す特性であったた
め、回転数が変化してモータ電流が変化するとＡＰＣの
出力電圧が変化してしまい、Ｄ／Ａの量子化誤差が増大
するポイントを通る可能性があったが、信号ＳＩＧ５お
よびＳＩＧ６によってトランジスタ３３，３４をオン／
オフして、モータ電流ＩM にあわせてＶref を変化させ
ればＡＰＣの出力電圧を所望のポイントに移動すること
ができる。
明する。従来例では図７の実線に示す特性であったた
め、回転数が変化してモータ電流が変化するとＡＰＣの
出力電圧が変化してしまい、Ｄ／Ａの量子化誤差が増大
するポイントを通る可能性があったが、信号ＳＩＧ５お
よびＳＩＧ６によってトランジスタ３３，３４をオン／
オフして、モータ電流ＩM にあわせてＶref を変化させ
ればＡＰＣの出力電圧を所望のポイントに移動すること
ができる。
【００３５】図７を用いて具体的に説明する。分周器１
４の分周比が３のときのモータ電流をＩa とすると、従
来例においてはＡＰＣ出力はＶCC３／４となり、この出
力は（最上位−１）ビット目が反転するところに当た
り、不安定になる。そこで（４）式においてＩM ＝Ｉ
a ，ＡＰＣ＝ＶCC５／８と代入してＶref の値を求め
る。この求めたＶref の値にすれば、ＡＰＣ出力とモー
タ電流の関係は図７の点線のようにシフトし、ＩM ＝Ｉ
a のときのＡＰＣ出力は分周比が４のときと同様にＶCC
５／８となり、安定な動作が実現される。また、分周比
が５のときは、（４）式にＩM ＝Ｉb ，ＡＰＣ＝ＶCC５
／８と代入することで求めたＶref にすることで図７の
一点鎖線のようにシフトさせ、ＡＰＣ出力電圧を同じく
ＶCC５／８にすることができる。
４の分周比が３のときのモータ電流をＩa とすると、従
来例においてはＡＰＣ出力はＶCC３／４となり、この出
力は（最上位−１）ビット目が反転するところに当た
り、不安定になる。そこで（４）式においてＩM ＝Ｉ
a ，ＡＰＣ＝ＶCC５／８と代入してＶref の値を求め
る。この求めたＶref の値にすれば、ＡＰＣ出力とモー
タ電流の関係は図７の点線のようにシフトし、ＩM ＝Ｉ
a のときのＡＰＣ出力は分周比が４のときと同様にＶCC
５／８となり、安定な動作が実現される。また、分周比
が５のときは、（４）式にＩM ＝Ｉb ，ＡＰＣ＝ＶCC５
／８と代入することで求めたＶref にすることで図７の
一点鎖線のようにシフトさせ、ＡＰＣ出力電圧を同じく
ＶCC５／８にすることができる。
【００３６】以上説明してきたように本実施例によれば
回転数が変化しても、サーボ系の周波数特性を安定に保
ち、しかもＡＰＣ出力の動作点も上位ビットの反転しな
い安定な部分にシフトさせることで安定したモータ制御
を実現できる。
回転数が変化しても、サーボ系の周波数特性を安定に保
ち、しかもＡＰＣ出力の動作点も上位ビットの反転しな
い安定な部分にシフトさせることで安定したモータ制御
を実現できる。
【００３７】図８は本発明の他の実施例の構成を示す回
路図であり、図１と同じ構成要素については同一符号を
付してある。また同図において、４２，４３はアナログ
スイチ、４４，４５は抵抗、４６は分周比が１２，１
５，２０と切換え可能な分周器である。
路図であり、図１と同じ構成要素については同一符号を
付してある。また同図において、４２，４３はアナログ
スイチ、４４，４５は抵抗、４６は分周比が１２，１
５，２０と切換え可能な分周器である。
【００３８】図１に示した実施例では分周器１４で信号
源１３の信号の分周比を変化させることでモータの回転
数を切換えたが、本実施例では、エンコーダ２の出力を
分周する分周器４６の分周比を変化させることで回転数
を切換える。本実施例のモータの回転数は次式で示され
る。
源１３の信号の分周比を変化させることでモータの回転
数を切換えたが、本実施例では、エンコーダ２の出力を
分周する分周器４６の分周比を変化させることで回転数
を切換える。本実施例のモータの回転数は次式で示され
る。
【００３９】
【数５】
【００４０】ここで、Ｄ46は分周器４６の分周比（１２
または １５ または ２０），Ｄ47は分周器４７の
分周比４、Ｐはモータ１回転当たりのエンコーダ２が出
力するパルス数である。
または １５ または ２０），Ｄ47は分周器４７の
分周比４、Ｐはモータ１回転当たりのエンコーダ２が出
力するパルス数である。
【００４１】本実施例においてもＰＬＬ制御ＩＣ１０の
ＦＧＩＮ入力信号ωに対するＡＦＣ出力の伝達関数と、
ωに対するＡＰＣ出力の伝達関数とはそれぞれ（１）式
と（２）式で示される。また、本実施例においてはエン
コーダ２の分周比を切換えているので、回転数に応じて
ＡＦＣによるゲインと同様にＡＰＣゲインも変化する。
したがってゲイン調整を行わない場合の周波数特性は図
５のようになる。すなわち、この場合に、ゲインの周波
数特性を一定に保つには、ＡＦＣゲインとＡＰＣゲイン
の両方を調整しなければならないので、図８に示すよう
に全体のゲインを決定する抵抗１９に、抵抗４４，４５
と、信号ＳＩＧ１０，ＳＩＧ１１によって制御されるア
ナログスイッチ４２，４３からなるゲイン調整回路Ｇ２
を接続してある。例えば分周器４６の分周比を１５から
１２に変化させると、回転数は１２／１５倍になり、サ
ーボ系のゲインは１５／１２倍になるので、ゲイン調整
回路Ｇ２を用いてゲインを１２／１５倍にすれば回転数
は変化してもサーボ系の周波数特性は常に一定に保たれ
る。
ＦＧＩＮ入力信号ωに対するＡＦＣ出力の伝達関数と、
ωに対するＡＰＣ出力の伝達関数とはそれぞれ（１）式
と（２）式で示される。また、本実施例においてはエン
コーダ２の分周比を切換えているので、回転数に応じて
ＡＦＣによるゲインと同様にＡＰＣゲインも変化する。
したがってゲイン調整を行わない場合の周波数特性は図
５のようになる。すなわち、この場合に、ゲインの周波
数特性を一定に保つには、ＡＦＣゲインとＡＰＣゲイン
の両方を調整しなければならないので、図８に示すよう
に全体のゲインを決定する抵抗１９に、抵抗４４，４５
と、信号ＳＩＧ１０，ＳＩＧ１１によって制御されるア
ナログスイッチ４２，４３からなるゲイン調整回路Ｇ２
を接続してある。例えば分周器４６の分周比を１５から
１２に変化させると、回転数は１２／１５倍になり、サ
ーボ系のゲインは１５／１２倍になるので、ゲイン調整
回路Ｇ２を用いてゲインを１２／１５倍にすれば回転数
は変化してもサーボ系の周波数特性は常に一定に保たれ
る。
【００４２】ＡＰＣシフト回路Ｐ１の出力電圧Ｖref に
ついては図１の実施例と同じく（４）式を用いて決定す
る。
ついては図１の実施例と同じく（４）式を用いて決定す
る。
【００４３】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、回
転数の変化に伴って基準電圧Ｖref をシフトさせる手段
を設け、さらに制御系のゲインを変化させる手段を設け
ることで複数の回転数について安定した制御が行える。
転数の変化に伴って基準電圧Ｖref をシフトさせる手段
を設け、さらに制御系のゲインを変化させる手段を設け
ることで複数の回転数について安定した制御が行える。
【図１】本発明の一実施例の構成を示す回路図である。
【図２】ＰＬＬ制御ＩＣの動作説明図である。
【図３】ラダー抵抗による８ビットＤ／Ａコンバータの
回路図である。
回路図である。
【図４】従来例の周波数−ゲイン特性の説明図である。
【図５】本発明の他の実施例の周波数−ゲイン特性の説
明図である。
明図である。
【図６】モータ電流とＡＰＣ出力の関係式の説明図であ
る。
る。
【図７】モータ電流とＡＰＣ出力の関係を示す図であ
る。
る。
【図８】本発明の他の実施例の構成を示す回路図であ
る。
る。
【図９】従来例の構成を示す回路図である。
１ モータ ２ エンコーダ ３ ドライブＩＣ ９，１５〜２５，４４，４５ 抵抗 １０ ＰＬＬ制御ＩＣ １１ ＣＰＵ １２ オペアンプ １３ 信号源 １４，４１ 分周器 ３１，３２，４２，４３ アナログスイッチ ３３，３４ ドランジスタ Ｇ１，Ｇ２ ゲイン調整回路 Ｐ１ ＡＰＣシフト回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 清野 友蔵 東京都大田区下丸子３丁目30番２号 キヤ ノン株式会社内 (72)発明者 橘 達人 東京都大田区下丸子３丁目30番２号 キヤ ノン株式会社内 (72)発明者 佐藤 馨 東京都大田区下丸子３丁目30番２号 キヤ ノン株式会社内
Claims (2)
- 【請求項１】 モータに接続されたエンコーダからの出
力信号と基準信号とを比較して速度制御信号および位相
制御信号を生成し、該位相制御信号の出力段にラダー抵
抗を用いたＤ／Ａコンバータを有するＰＬＬモータ制御
手段と、前記速度制御信号および前記位相制御信号を基
準電圧と比較して、当該比較結果に対応した電流を前記
モータに供給する増幅段とを具えるモータ制御装置にお
いて、 前記エンコーダからの出力信号または前記基準信号の周
波数を変化させて前記モータの回転数を変化させる回転
数切換え手段と、 該回転数切換え手段の出力に応じて前記基準電圧を変化
させる基準電圧制御手段とを具備したことを特徴とする
モータ制御装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載のモータ制御装置におい
て、前記回転数切換え手段の出力に応じて前記増幅段の
ゲインを変化させるゲイン制御手段を具えたことを特徴
とするモータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5049128A JPH06261576A (ja) | 1993-03-10 | 1993-03-10 | モータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5049128A JPH06261576A (ja) | 1993-03-10 | 1993-03-10 | モータ制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06261576A true JPH06261576A (ja) | 1994-09-16 |
Family
ID=12822432
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5049128A Pending JPH06261576A (ja) | 1993-03-10 | 1993-03-10 | モータ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06261576A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0893877A2 (en) * | 1997-05-29 | 1999-01-27 | Lexmark International, Inc. | Motor drive system controlled by a phase accumulator and method therefor |
| JP2008148368A (ja) * | 2006-12-06 | 2008-06-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | モータ駆動装置 |
| CN113376431A (zh) * | 2021-06-28 | 2021-09-10 | 东风汽车集团股份有限公司 | 一种高精度电压检测电路和检测方法 |
| WO2022028009A1 (zh) * | 2020-08-04 | 2022-02-10 | 中国船舶科学研究中心 | 一种深海电机大功率驱动器 |
| CN114884043A (zh) * | 2022-05-25 | 2022-08-09 | 兰州万里航空机电有限责任公司 | 一种用于机载悬挂装置提升系统的顺载电压泄放控制电路 |
-
1993
- 1993-03-10 JP JP5049128A patent/JPH06261576A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0893877A2 (en) * | 1997-05-29 | 1999-01-27 | Lexmark International, Inc. | Motor drive system controlled by a phase accumulator and method therefor |
| EP0893877A3 (en) * | 1997-05-29 | 2000-05-24 | Lexmark International, Inc. | Motor drive system controlled by a phase accumulator and method therefor |
| JP2008148368A (ja) * | 2006-12-06 | 2008-06-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | モータ駆動装置 |
| WO2022028009A1 (zh) * | 2020-08-04 | 2022-02-10 | 中国船舶科学研究中心 | 一种深海电机大功率驱动器 |
| CN113376431A (zh) * | 2021-06-28 | 2021-09-10 | 东风汽车集团股份有限公司 | 一种高精度电压检测电路和检测方法 |
| CN113376431B (zh) * | 2021-06-28 | 2022-05-06 | 东风汽车集团股份有限公司 | 一种高精度电压检测电路和检测方法 |
| CN114884043A (zh) * | 2022-05-25 | 2022-08-09 | 兰州万里航空机电有限责任公司 | 一种用于机载悬挂装置提升系统的顺载电压泄放控制电路 |
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