JPH06260858A - 電力増幅装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 少ないスイッチング電源で、電力消費が高効
率の電力増幅装置を得る。 【構成】 本発明は、入力信号を半波整流する第１及び
第２半波整流回路（１７）及び（１９）と、極性一致手
段（２０）と、半波信号で負荷（２６）をドライブする
第１及び第２電力増幅器（２１）及び（２７）と、加算
回路（３２）と、スイッチング電源（３３）とから構成
される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、出力トランジスタのコ
レクタ損失を低減できるとともに、構成の簡単な電力増
幅装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の電力増幅器の一例を図２に示し説
明すると、この図２は一般に使用されているＯＣＬコン
プリメンタリーＳＥＰＰ（相補対称形シングルエンデッ
トプッシプル）回路である。図において、ＩＮは前段か
らの入力信号が印加される入力端子、Ａは増幅器で、一
方の入力端＋は入力端子ＩＮに接続されると共に抵抗Ｒ
ｇを介して接地され、他方の入力端−は抵抗Ｒｅを介し
て接地されている。

【０００３】＋Ｂ，−Ｂはそれぞれ逆極性の電源、
Ｑ₁，Ｑ₂はそれぞれ逆極性の出力トランジスタで、Ｑ₁
はＮＰＮ形のトランジスタ、Ｑ₂はＰＮＰ形のトランジ
スタである。そして電源＋Ｂ，−Ｂはそれぞれトランジ
スタＱ₁，Ｑ₂に対して順方向極性になるごとく対応して
コレクタに接続されている。ＯＵＴは出力端子、ＲＬは
出力端子ＯＵＴに接続された負荷である。

【０００４】トランジスタＱ₁，Ｑ₂からなる相補対称回
路は、ベースが共通接続されて入力端となり、その入力
端は増幅器Ａの出力端に接続され、またエミッタが共通
接続されて出力端となり、その出力端は抵抗Ｒｆを介し
て増幅器Ａの入力端−に接続されると共に出力端子とな
っており、この回路は入力の正負極性に応じてトランジ
スタＱ₁あるいはＱ₂がエミッタホロアとして動作するも
のである。

【０００５】すなわち、入力端子ＩＮに印加された前段
からの入力信号は増幅器Ａで増幅され、さらに次段の出
力トランジスタＱ₁，Ｑ₂によって電力増幅され、その出
力は負荷ＲＬに供給される。しかしながら、このような
電力増幅器においては、電源電圧は最大出力電圧にトラ
ンジスタなどでの電圧損失分を追加した値が必要であ
る。そして、電源電圧から出力電圧を引いた値の電圧が
出力トランジスタのコレクタ・エミッタ間にかかり、こ
の値に出力電流を乗じた値の電力が出力トランジスタの
損失となる。また、最大出力時と正常時においてコレク
タ・エミッタ間電圧Ｖ_CEの変動があり、かつ出力トラン
ジスタの損失が大きいという不都合があり、出力トラン
ジスタが発熱する。このためにこの発熱に耐える高価な
トランジスタあるいは冷却手段が必要となってくる。ま
た、出力トランジスタのコレクタ・エミッタ間の耐圧は
電源電圧の２倍以上必要とするなどの欠点があった。

【０００６】そこで、従来は固定値であった電源からの
電源電圧を可変できるようにして、入力信号レベルに応
じた電源電圧を供給することでコレクタ損失を低減させ
るものが提案されている。図３は、そのような正負２電
源の電力増幅装置を示すもので、電力増幅器（１）の出
力信号が印加される第１及び第２トランジスタ（２）及
び（３）のコレクタには第１及び第２ＳＷ（スイッチン
グ）電源（４）及び（５）が接続されている。負荷
（６）の端子（７）に発生する出力信号は、レベルシフ
ト用の直流電源（８）又は（９）を介して第１又は第２
制御回路（１０）又は（１１）に印加される。今、負荷
（６）に図４の点線で示す出力信号が発生したとする。
該出力信号の正の半サイクルの期間、第１制御回路（１
０）は、前記出力信号のレベルに応じた大きさの電源電
圧（Ｖ_BA）を図４の実線の如く発生するようにスイッチ
（１２）をオンオフさせる。この時、第２制御回路（１
１）は、前記出力信号が正であることに応じて、その出
力電源電圧（Ｖ_BB）の値を小さく一定レベルに保たせ
る。逆に負荷（６）に発生する出力信号が負の半サイク
ル期間となると、第１制御回路（１０）は、電源電圧Ｖ
_BAを一定にし、第２制御回路（１１）は、電源電圧Ｖ_BB
を出力信号レベルに応じて変化させる。その結果、電源
電圧Ｖ_BA及びＶ_BBは、図４の実線の通り変化する。図４
から明らかなように、点線で示す出力信号のレベルに追
従して電源電圧が変化するので、第１及び第２トランジ
スタ（２）及び（３）のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_CE
は、常に一定値Ｖ_X（直流電源（８）及び（９）の値）
を保つことになり、コレクタ損失を低く押えることがで
きる。

【０００７】ところで、自動車用電力増幅器などでは、
軽量化のため単電源かつ出力トランスレスの構成が必要
である。その為、ＢＴＬ（Ｂａｌａｎｃｅｄ Ｔｒａｎ
ｓｆｏｒｍｅｒｌｅｓｓ）ドライブが一般的に使われ
る。図５は、ＢＴＬドライプでＳＷ電源を使用した単電
源の電力増幅装置を示すものである。図５の電力増幅装
置は、基本的に図３の装置を左右に２組配置している。
第２電力増幅器（１３）は、入力信号の反転信号を発生
し、負荷（６）に印加するので、負荷（６）の両端には
互いに逆相の交流信号が加わる。その様子を図６及び図
７に示す。図６の点線で示す信号は、負荷（６）の端子
（７）側に発生するものであり、図７の点線で示す信号
は、負荷（６）の端子（１４）側に発生するものを示し
ている。第１及び第２トランジスタ（２）及び（３）の
コレクタに発生する電源電圧Ｖ_BA及びＶ_BBは、図６の実
線に示す。又、第３及び第４トランジスタ（１５）及び
（１６）のコレクタに発生する電源電圧Ｖ_BC及びＶ
_BDは、図７の実線に示す。

【０００８】従って、図５の回路によれば、電力消費が
少ないＢＴＬドライブの電力増幅を行なうことができ
る。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図５の
装置ではＳＷ電源を４個必要とする。ＳＷ電源において
必要となるチョークコイルは、高価であるとともに、ス
イッチング動作時に強い磁界を発生するのでノイズ源と
なる。その為、ＳＷ電源の個数の削減が希求されてい
た。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は上述の点に鑑み
成されたもので、入力端子からの入力信号の正の半サイ
クルを半波整流する第１半波整流回路と、前記入力信号
の負の半サイクルを半波整流する第２半波整流回路と、
前記第１及び第２半波整流回路の出力信号の極性を一致
させる極性一致手段と、前記第１及び第２半波整流回路
の出力信号に応じて負荷の両端に出力電流を供給する第
１及び第２電力増幅器と、前記負荷の両端に発生する２
つの出力信号を検出する検出回路と、該検出回路の出力
信号に応じて変化する電源電圧を前記第１及び第２電力
増幅器に供給するスイッチング電源とを備えることを特
徴とする。

【００１１】

【作用】本発明に依れば、単電源で最大電力を大きく取
れるＢＴＬドライブを利用し、該ＢＴＬドライブを通常
の正弦波ではなく半波でドライブすることにより、１個
のスイッチング電源だけで電力消費の高効率化を達成す
る。更に、本発明によれば、負荷の両端に発生する出力
信号を利用して第１及び第２電力増幅器に電源を供給し
ているので、出力信号の振幅変化に忠実な値の電源電圧
が得られ、安定に消費電力の削減を行うことができる。

【００１２】

【実施例】図１は、本発明の一実施例を示す回路図で、
（１７）は、入力端子（１８）からの入力信号の正の半
サイクルを半波整流する第１半波整流回路、（１９）
は、前記入力信号の負の半サイクルを半波整流する第２
半波整流回路、（２０）は、前記第１及び第２半波整流
回路（１７）及び（１９）の出力信号の極性を一致させ
る反転増幅器、（２１）は、第１増幅器（２２）、第１
バイアス回路（２３）、第１及び第２トランジスタ（２
４）及び（２５）を備え、前記第１半波整流回路（１
７）の出力信号に応じて抵抗（２６）の一端に出力電流
を供給する第１電力増幅器、（２７）は、第２増幅器
（２８）、第２バイアス回路（２９）、第３及び第４ト
ランジスタ（３０）及び（３１）を備え、前記第２半波
整流回路（１９）の出力信号に応じて、抵抗（２６）の
他端に出力電流を供給する第２電力増幅器、（３２）
は、抵抗（２６）の両端に発生する２つの出力信号を加
算する加算回路、（３３）は、該加算回路（３２）の出
力信号に応じて変化する電源電圧を前記第１及び第２電
力増幅器（２１）及び（２７）に供給するスイッチング
電源、（３４）は、前記加算回路（３２）の出力信号に
応じて、スイッチング電源（３３）の出力電圧をクラン
プするクランプ回路である。

【００１３】今、入力端子（１８）に正弦波の入力信号
が印加されたとすると、前記入力信号の正の半サイクル
分が第１半波整流回路（１７）で半波整流される。半波
整流された信号は、第１増幅回路（２２）で増幅され、
第１バイアス回路（２３）を介して第１及び第２トラン
ジスタ（２４）及び（２５）に印加される。第１及び第
２トランジスタ（２４）及び（２５）は、電力増幅を行
なうもので前記正極性の信号に応じて第１トランジスタ
（２４）がオン、第２トランジスタ（２５）がオフす
る。

【００１４】一方、前記正弦波の入力信号の負のサイク
ルとなると、第１半波整流回路（１７）、第１増幅回路
（２２）及び第１バイアス回路（２３）は、無信号とな
り、第１トランジスタ（２４）がオフ、第２トランジス
タ（２５）がオンする。これと同時に、反転増幅器（２
０）で反転され、正極性となった信号が第２半波整流回
路（１９）に印加される。以降の動作は、前述の第１の
回路と同様であり、第３トランジスタ（３０）がオン、
第４トランジスタ（３１）がオフする。

【００１５】従って、図１の回路では、第１及び第４ト
ランジスタ（２４）及び（３１）が対となってオン（こ
の時第２及び第３トランジスタ（２５）及び（３０）は
オフ）又は、第２及び第３トランジスタ（２５）及び
（３０）が対となってオン（この時第１及び第４トラン
ジスタ（２４）及び（３１）はオフ）する。抵抗（２
６）は、正弦波ではなく、半波信号で一端からドライブ
されることになる。この為、端子（３５）には、図８
（ａ）の如き無信号電圧Ｖ₄から上の方向に変化する半
波信号Ｖ₀₁が発生する。又、端子（３６）には図８
（ａ）の信号の負の半サイクル分に相当する図８（ｂ）
の信号が発生する。図１の回路の出力信号は、抵抗（２
６）の両端間に発生する交流分であるので、電圧Ｖ₀₁か
ら電圧Ｖ₀₂を引いた信号（図８（ｃ））が最終的な出力
となる。

【００１６】図１の回路で電力消費を減らすためには、
入力信号に応じて電圧Ｖ_CEが大きく変化するトランジス
タのコレクタ・エミッタ路に、入力信号に対して相似の
電源電圧を加えれば良い。そこで、本発明では、抵抗
（２６）の両端に発生する電圧Ｖ₀₁及びＶ₀₂を加算回路
（３２）で検出及び加算し、加算した信号（Ｖ₀₁＋
Ｖ₀₂）でスイッチング電源（３３）のスイッチ（３７）
をオンオフさせる。すると、スイッチング電源（３３）
の出力端には、図８（ｄ）の電圧Ｖ₃が生ずる。図８
（ｄ）の電圧Ｖ₃は、抵抗（２６）の両端に発生する電
圧に基づいて作成されているので、確実に出力信号レベ
ルに応答した値の電源電圧値を発生させることができ安
定な消費電力の削減につながる。図８（ｄ）の最初の半
サイクルから明らかなように信号電圧Ｖ₀₁と相似の電圧
Ｖ ₃が第１トランジスタ（２４）のコレクタに加わるこ
とになり、第１トランジスタ（２４）のコレクタ損失が
わずか（Ｖ₃−Ｖ₄）であることが明らかである。又、次
の半サイクルでも信号電圧Ｖ₀₂に対して、電圧Ｖ₃が前
のサイクルと同様に変化するので、この場合にもコレク
タ損失がわずかである。第２及び第４トランジスタ（２
５）及び（３１）は、そのベース電圧が電源電圧に対し
て低い値（例えば２Ｖ）に設定されているので、その電
圧Ｖ_CEは小さい値となり、コレクタ損失が少ない。

【００１７】従って、図１の回路に依れば単一電源で消
費電力の少ない電力増幅装置が得られる。一般にスイッ
チング電源は、その応答性が必らずしも高くなく、急激
に変化する信号（オンオフ信号）に追随できない場合が
あり、その様な場合には第１及び第３トランジスタ（２
４）及び（３０）が飽和してしまう恐れがある。そこ
で、本発明では、加算回路（３２）の出力端とスイッチ
ング電源（３３）の出力端にクランプ回路（３４）を挿
入して、それを防止している。図９は、クランプ回路
（３４）の具体回路例であり、レベルシフト電源（３
８）とトランジスタ（３９）で構成されている。

【００１８】図１０は、第１及び第２電力増幅器（２
１）及び（２７）の具体回路例を示すもので、信号源
（４０）の直流電源（４１）の値をＶ₄とすると、帰還
用のコンデンサ（４２）の直流電圧もＶ₄となり、出力
端子（４５）の直流電圧もＶ₄となる。この状態で信号
源（４０）から信号が生ずると、まず、差動増幅器（４
３）で増幅され、更にトランジスタ（４４）で増幅され
出力端子（４５）に同相で発生する。

【００１９】図１１は、加算回路（３２）の具体回路例
を示すもので、入力端子（４６）及び（４７）に印加さ
れた信号の内、正極性の信号が出力端子（４８）に加算
して得られる。ところで、図１の抵抗（２６）をドライ
ブする方法としては、図１の如きＢＴＬドライブ以外に
図１２の如き方法でも良い。図１２において、入力端子
（４９）に正極性の半波信号が印加されたとすると、第
１スイッチ（５０）をオフ、第２スイッチ（５１）をオ
ンさせる。すると、第１トランジスタ（５２）のエミッ
タから第２スイッチ（５１）に電流が流れる。逆に、入
力端子（５３）に正極性の半波信号が印加されると、第
１スイッチ（５０）をオン、第２スイッチ（５１）をオ
フさせ、第２トランジスタ（５４）から抵抗（５５）に
逆方向の電流を流す。この様にして、抵抗（５５）を半
波の信号でドライブしても良い。

【００２０】図１３は、本発明の別の実施例を示すもの
で、図１の半波整流回路及び電力増幅器を１つの増幅及
び整流回路で構成した場合を示す。第１及び第２の増幅
及び整流回路（５６）及び（５７）以外の動作は、図１
のそれと同じである。第１及び第２差動増幅器（５８）
及び（５９）は、ダイオ−ドと抵抗から構成される振幅
制限回路（１００）及び（１０１）とともに半波整流回
路を構成する。このため、複数の機能を１つの差動増幅
器で行うことができ素子数の削減につながる。端子（３
５）及び（３６）には、基準電源（６０）の電圧から電
圧Ｖ_D（Ｖ_Dは、ダイオードの立上がり電圧）分を引いた
電圧を最低値として、それより大の信号（半波信号）が
発生する。

【００２１】図１４は、本発明を２信号路を有するステ
レオ装置に利用した場合を示す。スイッチング電源（３
３）は、２つの加算回路（６１）及び（６２）の出力を
加算する加算回路（６３）の出力信号で制御される。ス
テレオ信号の低周波数成分は、ほぼ同一であるため、こ
のような構成でもコレクタ損失が増加することはない。
従って、最小のコストで高い電力効率が得られる。

【００２２】

【発明の効果】以上述べた如く、本発明に依れば１つの
スイッチング電源を利用するだけで、コレクタ損失が小
さく、電力消費が高効率でかつ安定な電力増幅装置が得
られる。又、本発明によれば、クランプ回路により、ス
イッチング電源の出力をクランプしているので、負荷を
駆動するトランジスタが飽和することがない。更に本発
明に依れば、ステレオ用の２チャンネルの電力増幅装置
も１つのスイッチング電源で供給することが可能であ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の電力増幅装置を示す回路図である。

【図２】従来の電力増幅装置を示す回路図である。

【図３】従来の電力増幅装置を示す回路図である。

【図４】図３の説明に供するための波形図である。

【図５】従来の電力増幅装置を示す回路図である。

【図６】図５の説明に供する為の波形図である。

【図７】図５の説明に供する為の波形図である。

【図８】図１の説明に供する為の波形図である。

【図９】図１のクランプ回路（３４）の具体回路例であ
る。

【図１０】図１の電力増幅器の具体回路例である。

【図１１】図１の加算回路（３２）の具体回路例であ
る。

【図１２】図１とは異なる負荷の駆動方法を示す回路図
である。

【図１３】図１の別の実施例を示す回路図である。

【図１４】図１の別の実施例を示す回路図である。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力信号の正の半サイクルを半波整流す
   る第１半波整流回路と、 前記入力信号の反転信号を半波整流する第２半波整流回
   路と、 前記第１及び第２半波整流回路の出力信号に応じて負荷
   の両端に出力信号を供給する第１及び第２電力増幅器
   と、 前記負荷の両端に発生する２つの出力信号を検出する検
   出回路と、 該検出回路の出力信号に応じて変化する電源電圧を前記
   第１及び第２電力増幅器に供給するスイッチング電源と
   を備えることを特徴とする電力増幅装置。
2. 【請求項２】 前記第１及び第２電力増幅器は、ＢＴＬ
   増幅を行なうことを特徴とする請求項１記載の電力増幅
   装置。
3. 【請求項３】 前記検出回路の検出出力信号をクランプ
   して、前記スイッチング電源の出力端子に印加するクラ
   ンプ回路を備えることを特徴とする請求項１記載の電力
   増幅装置。
4. 【請求項４】 入力信号を増幅する第１差動増幅器と、 前記入力信号の反転信号を増幅する第２差動増幅器と、 前記第１及び第２差動増幅器の出力信号に応じて負荷の
   両端に出力信号を供給する第１及び第２電力増幅器と、 前記負荷の両端に発生する２つの出力信号を検出する検
   出回路と、 該検出回路の出力信号に応じて変化する電源電圧を前記
   第１及び第２電力増幅器に供給するスイッチング電源
   と、 前記第１差動増幅器の入力端子と前記負荷の一端との間
   に接続され、前記負荷の一端の振幅制限を行う第１の振
   幅制限手段と、 前記第２差動増幅器の入力端子と前記負荷の他端との間
   に接続され、前記負荷の他端の振幅制限を行う第２の振
   幅制限手段と、 を備えることを特徴とする電力増幅装置。