JPH06232932A

JPH06232932A - ディジタル復調装置

Info

Publication number: JPH06232932A
Application number: JP50A
Authority: JP
Inventors: Yoshio Wada; 善生和田
Original assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd
Current assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd
Priority date: 1993-02-04
Filing date: 1993-02-04
Publication date: 1994-08-19

Abstract

(57)【要約】【目的】極めて短時間に復調のタイミングポイントを検
出し、良好な復調信号を得ることが可能なディジタル復
調装置を提供することを目的とする。【構成】変調波を所定の検波手段により検波した検波信
号を、タイミングクロック信号に基づき復調するディジ
タル復調装置に於いて、復調過程の信号を単位データ周
期（シンボル周期）毎に予め設定した複数個の抽出ポイ
ントにてサンプリングし、相隣接する２つの抽出ポイン
ト毎の相関を検出する相関検出手段と、検出された相関
の大小を比較し最大となる抽出ポイント対およびこれに
次いで相関が大きい抽出ポイント対を判定すると共にこ
れに基づきタイミングクロック信号を生成する相関判定
手段と、前記２つの抽出ポイント対より検出される相関
が等しくなるよう前記復調過程の信号の位相をシフトす
る位相シフト手段とを具備したものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はディジタル信号により変
調した変調波を復調する回路、殊に差動符号化による変
調を施した角度変調波を非同期に復調するディジタル復
調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル信号の変復調方式としては、
ディジタル信号の状態値に応じて搬送波の振幅を変化せ
しめる振幅変調方式、位相あるいは周波数を変化せしめ
る所謂角度変調方式がよく知られており、ディジタル移
動通信の分野では伝送路に於ける振幅歪みの影響を受け
にくい角度変調方式を用いるのが一般的である。

【０００３】まず角度変調について耐歪特性が優れ移動
通信に適したπ／４シフト４相位相変調（π／４シフト
ＱＰＳＫ）方式を例に簡単に説明する。図６はπ／４シ
フトＱＰＳＫ変調装置の基本構成を示すブロック図であ
る。シリアル／パラレル変換器１は入力したディジタル
の２値データ列を２ビットを一組とする単位データ
（Ｘ、Ｙ）に変換する。この単位データを一般に１シン
ボルと称し、これを一周期として処理が進められる。差
動符号化回路２は信号の変化分（差分）に対して（Ｘ、
Ｙ）の情報を担わせたＩチャネルとＱチャネルとから成
るベースバンド信号を生成し、該ベースバンド信号はロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）３、４により帯域制限され
る。而して、搬送波ω_Cの同相、直交成分を夫々この帯
域制限されたベースバンド信号に乗算することより振幅
変調した後、双方を合成して変調波を得るものである。

【０００４】尚、π／４シフトＱＰＳＫ方式は、２値信
号”１”、”０”に応じて振幅”Ａ”、”−Ａ”を割り
当てると共に、１シンボルについて４つの信号点データ
（Ｉ、Ｑ）を与え、これを基に位相変調を行なう４相位
相変調（ＱＰＳＫ）方式を基本としたものである。即ち
Ｉ、Ｑの信号点配置を示す図７（ａ）の如く、１シンボ
ル毎に図中黒点で示すＱＰＳＫの信号点配置と、これを
π／４シフトした図中白ヌキ点で示す信号点配置とを交
互に用いて位相変調を行なう方式である。従って、先行
するシンボルとの位相差ΔΦは必ずπ／４の奇数倍とな
り、入力された単位データ（Ｘ、Ｙ）との関係は図７
（ｂ）で表現できる。

【０００５】以上、角度変調について簡単に述べたが、
変調波を復調する方式としては同期検波方式と遅延検波
方式がよく知られている。理論的には同期検波方式の方
が優れた特性を有するが、高速なフェージングが発生し
易い条件下では却って不利であり、特に急激な位相変動
が発生し易いディジタル移動通信に於いては同期検波方
式より良好な特性を示す遅延検波方式が適している。遅
延検波は、所定の遅延時間を有する遅延回路で遅延され
た変調波を基準として、次の変調波を検波するものであ
るから、上述の如く差動符号化された信号で変調された
変調波であることが必要である。また、搬送波再生が不
要となり同期検波に比して構成が簡単であるため移動通
信に適している。

【０００６】例えば、前述のπ／４シフトＱＰＳＫの場
合、１シンボル先行した変調波の位相を基準として、次
の変調波を検波することにより両者の位相差ΔΦを求
め、これを図７（ｂ）に従って復号すればよい。図８は
π／４シフトＱＰＳＫ変調波を、遅延検波を利用して復
調する従来のディジタル復調装置の一例を示すブロック
図である。位相変調波を搬送波と等しい周波数の信号ω
_Cおよびこれをπ／２シフトした信号により、夫々Ｉチ
ャネルとＱチャネルのベースバンド信号に変換する。こ
のＩ信号とＱ信号は夫々ローパスフィルタ５、６を介し
てアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）７、８にてデ
ィジタル化される。ディジタル化された信号Ｉ、Ｑを、
遅延検波回路９にて１シンボル先行する信号との信号点
配置の違い、即ち位相差ΔΦを検出すると共に図７
（ｂ）に示した関係に基づきＸ、Ｙに復号する。遅延検
波回路９からの検波信号は、データ識別部１１、１２お
よびクロック再生回路１３に出力される。クロック再生
回路１３は後述するタイミングポイントを決定し、これ
に基づいて１シンボル周期毎にタイミングクロック信号
をデータ識別部１１、１２に供給する。データ識別部１
１、１２は前記タイミングクロック信号に基づき検波信
号より基本データ（Ｘ、Ｙ）を確定し、該基本データ
（Ｘ、Ｙ）はパラレル／シリアル変換器１４にて変調前
の２値データ列の信号に復調される。

【０００７】図９は遅延検波回路９のＸ側出力端からの
検波信号を複数回重ね書きしたことにより得られたアイ
パターンであって、２値信号（Ｘ＝）１または０が確定
するアイの最も開いたポイント（タイミングポイント）
１０に於ける信号レベルを各シンボルの復調データとし
て識別するのが一般的である。以上の復調処理に於いて
極めて重要な点は前記タイミングポイントをいかに決定
するかであって、従来クロック再生回路は前記タイミン
グポイントを決定しタイミングクロック信号を生成する
ものであるが、このタイミングポイントを得る手法とし
てはゼロクロス検出法が一般的であり、遅延検波回路９
の一の出力端より検波信号を取り出し、ゼロ（２値のレ
ベルのほぼ中間に位置する所定のレベル）とクロスする
ポイント即ち図９中１５で示したゼロクロスポイントを
検出し、該ゼロクロスポイント１５から１／２シンボル
周期ずれた位置１０を求め、これをタイミングポイント
信号としてデータ識別部１１、１２に出力する。

【０００８】しかしながら、上述の如きゼロクロスポイ
ントを利用したタイミングポイントを検出するクロック
再生回路は、図９のアイパターンの形状からも明らかな
ように、実際にはデータがゼロをクロスするポイントが
図中矢印Δｔで示すように広い範囲に亘って分布するた
め、正確なゼロクロスポイントを見つけることが困難で
あった。即ち、単純にゼロクロスポイントから１／２シ
ンボル周期ずらした位置をタイミングポイントとすれ
ば、アイの最も開いたポイントが所望の位置からずれビ
ットエラー発生の割合が大きくなるため、一般的には比
較的多数のゼロクロスポイントを読み取ると共にその中
央値を求め、これを真のゼロクロスポイントとしていた
が、これが確定するまでに時間がかかると云う欠陥があ
った。特に近年実施されることになっている無線通信の
ディジタル化システムの如く、頻繁に通信チャネルを切
り替え、その都度前記タイミングポイントを設定する必
要のあるシステムに於いては極めて大きな欠点となって
いた。

【０００９】また、雑音がないπ／４シフトＱＰＳＫ変
調波の場合には図１０（ａ）に示す如く所定の位相関係
となるが、変調波の搬送波周波数とベースバンドに変換
するための固定発振器の周波数ω_Cとの間に誤差が存在
した場合、図１０（ｂ）に示す如く前記周波数誤差に比
例した角度で回転する周波数ドリフトのため、タイミン
グポイントにズレが生ずるが、上述の如きゼロクロスポ
イントを利用した構成ではこれに十分追従することがで
きないという欠点もあった。

【００１０】

【発明の目的】本発明は上述した如き従来のディジタル
復調装置の欠陥を除去するためになされたものであっ
て、極めて短時間に復調のタイミングポイントを検出
し、良好な復調信号を得ることが可能なディジタル復調
装置を提供することを目的とする。

【００１１】

【発明の概要】上述の目的を達成するため本発明は、変
調波を所定の検波手段により検波した検波信号を、タイ
ミングクロック信号に基づき、復調するディジタル復調
装置に於いて、復調過程の信号を単位データ周期（シン
ボル周期）毎に予め設定した複数個の抽出ポイントにて
サンプリングし、相隣接する２つの抽出ポイント毎の相
関を検出する相関検出手段と、該相関検出手段により検
出された相関の大小を比較し最大となる抽出ポイント対
およびこれに次いで相関が大きい抽出ポイント対を判定
すると共に該判定に基づきタイミングクロック信号を生
成する相関判定手段と前記２つの抽出ポイント対より検
出される相関が等しくなるよう前記ディジタルの信号の
位相をシフトする位相シフト手段とを具備したものであ
る。

【００１２】

【実施例】以下、本発明を実施例を示す図面に基づいて
詳細に説明する。図９に示したアイパターンから明らか
なようにアイが最も開いたタイミングポイント１０に於
いては検波信号のレベルが比較的高密度に集中するａま
たは−ａ（Ｘ＝１または０）となり、その近傍に於いて
はほとんどの場合タイミングポイント１０と同じレベル
となる。逆にタイミングポイント１０から離れゼロクロ
スポイント１５に近づくに従ってレベルが一致しない確
率は高くなる。即ち、１シンボル周期分の検波信号につ
いて複数個の抽出ポイントを設定し、該抽出ポイントに
於ける信号レベルをサンプリングし、隣り合う２つの抽
出ポイントの信号レベル同志について相関をとると、信
号レベルの一致したタイミングポイントの近傍では相関
が大きくなり、２つの抽出ポイントの信号レベルが異な
る場合相関が小さくなる。換言すれば、図９の１０の点
に於けるサンプリング値の相関は大きくなるが、１５の
点に於けるそれは小さくなる。

【００１３】本発明はこの点に着目し相関を検出し、こ
れらの大小を比較することによりタイミングポイントを
検知し、良好な復調信号を得んとするものである。具体
的には、図１１に示すように１シンボル周期毎に所定の
抽出ポイント（同図に於いては１シンボル当たり８ポイ
ント）にて信号のレベルをサンプリングし、隣り合った
抽出ポイントのサンプリングデータ同志、Ｐ₁とＰ₂、Ｐ
₂とＰ₃・・・と順次相互の相関を検出した後、この相関
データの大小を比較して相関が最大となる抽出ポイント
対（同図に於いてはＰ₄とＰ₅の対あるいはＰ₅とＰ₆の対
と予測される）を求め、該抽出ポイント対の一方をタイ
ミングポイントと設定すればよい。図１２（ａ）は抽出
ポイントに対する相関値分布を示す図であって、Ｐ₄と
Ｐ₅ の抽出ポイント対で最大の相関を取るから、Ｐ₄ある
いはＰ₅のいずれか一方をタイミングポイントとして選
択することとなるが、真のタイミングポイント１０との
間にズレがあり、殊にＰ₄のポイントを選択した場合に
はズレが大きくなり、ビットエラーの発生する可能性が
高くなると云う問題があった。例えば、１シンボル当た
りの抽出ポイント数を増加せしめ分解能を高めることに
より、この問題はほぼ解決できるものの回路の構成が複
雑となり移動通信（携帯）機には不利であった。そこで
本発明は、相関が最大となった抽出ポイント対およびこ
れに次いで大きな相関を呈する抽出ポイント対（ほとん
どの場合、両者は隣接している）の相関が等しくなるよ
う図１２（ｂ）の如く復調過程にある信号の位相をシフ
トすることにより、双方の抽出ポイント対に含まれる抽
出ポイント（同図に於いてはＰ₅）を真のタイミングポ
イント１０と一致せしめ、この抽出ポイントにてタイミ
ングクロック信号を生成するようにしたものである。

【００１４】図１は本発明に係るディジタル復調装置の
一実施例の構成を示すブロック図であって、クロック再
生回路１６は相関検出回路１７および相関判定回路１８
とから成る。相関検出回路１７は、遅延検波回路９より
出力された検波信号Ｘ、Ｙのレベルを、１シンボル周期
毎に予め設定された複数個の抽出ポイントに於いて夫々
サンプリングすると共に、相隣接する２つの抽出ポイン
トを一組としてサンプリングした信号同志の相関を検出
し、検出した相関をＸ、Ｙ夫々について対応する抽出ポ
イントの組毎に加算し、夫々を復数シンボル分累積した
上で相関判定回路１８に出力するものである。図２は相
関検出回路１７の具体的な構成例を示すブロック図であ
る。同図に於いて、遅延回路１９、２０は共に抽出ポイ
ントの間隔に相当する遅延時間τを有するものであり、
ＸＯＲ（排他的論理和）ゲート２１、２２の一の入力端
には直接、他の入力端には前記遅延回路１９、２０を介
して検波信号Ｘ、Ｙを入力せしめることにより直前の抽
出ポイントとの相関を検出するものである。而して、双
方の相関データを加算し、これを周期τでデータを振り
分けるマルチプレクサ２３を介して複数個のカウンタ２
４に出力し、カウンタ２４は所定の複数シンボル分の相
関データを蓄積する。

【００１５】相関判定回路１８は、カウンタ２４に蓄積
された相関データの大小を比較して最も相関の大きくな
る抽出ポイント対およびこれに次いで大きな相関を呈す
る抽出ポイント対を検出し、最大の相関を呈する抽出ポ
イント対の一方の抽出ポイントをタイミングポイントと
判定すると共に該タイミングポイントに基づきタイミン
グクロック信号を生成しデータ識別部１１、１２に出力
する。尚、周知の通りＸＯＲゲートは図３に示す如き入
出力特性を有するから、相関が大きい場合（入力レベル
が一致したとき）には”０”を、小さい場合（入力レベ
ルが不一致のとき）には”１”を出力する。従って、カ
ウンタに蓄積される数値が０に近いほど相関の大きいポ
イントと云うことになるから、相関判定回路１８は複数
の入力から最小値およびそれに次いで小さい値を示す抽
出ポイント対を求めるよう構成すればよい。また、前記
２つの抽出ポイント対に於ける相関データの差に基づき
補正量検出部３９は周波数ドリフトによる位相のズレを
検出し、位相シフタ４０は復調過程の信号の位相を補正
する方向にシフトする。

【００１６】一方、遅延検波回路９より出力された検波
信号Ｘ、Ｙはデータ識別部１１、１２に入力され、該デ
ータ識別部１１、１２は相関判定回路１８で生成された
タイミングクロック信号に基づいて検波信号Ｘ、Ｙを復
号する。復号された信号はパラレル／シリアル変換器１
４にてデータ列に復調される。上述の如く、構成するこ
とによって１シンボル毎に相関の分布を検出し、これに
基づきタイミングポイントを確定することができる。即
ち、従来はゼロクロスポイントの如き不安定なポイント
を基準としてタイミングポイントを予測していたのに対
し、本発明は比較的安定したポイントであるアイパター
ンのアイが最も開いたタイミングポイントを直接的に求
めるものであって、フェージング等による急速な位相ズ
レあるいは周波数ドリフトに対しての追従性が高く、大
きな位相ずれに対して短時間にタイミングポイントを確
定することも可能である。

【００１７】図４は本発明に係るディジタル復調装置の
第２の実施例の構成を示すブロック図であって、中間周
波（ＩＦ）に変換された位相変調波を復調するものであ
る。位相変調波はリミッタ回路２７を通過することによ
り振幅値が整えられ、位相量子化回路２８にて位相量子
化される。位相量子化された信号を１シンボル周期の遅
延時間を有する遅延回路２９を用いて、１シンボル先行
する信号との差をとることによって、位相差ΔΦが量子
化信号として得られる。

【００１８】例えば、ＩＦ周波数が４５０ｋＨｚ、１シ
ンボル周期（周波数）が２１ｋＨｚであって、位相量子
化回路２８にクロック３０より１２．６ＭＨｚのパルス
信号を、これを分周器３１で１／７５分周した１６８ｋ
Ｈｚのパルス信号を入力せしめた場合、位相変調波は分
周器３１からのパルス信号により１シンボル当たり８つ
の要素に分割され、各要素は位相に応じてクロック３０
からのパルス信号により量子化を施される。ＩＦとクロ
ック３０のパルス信号との周波数比から各要素は０乃至
２７個のパルス信号で位相が表現され位相差ΔΦも０乃
至２７個のパルス信号で量子化された形態で出力され、
位相差ΔΦとパルス数との関係は図５（ａ）のように座
標を２８分割したものとして表すことができる。復号回
路３２は入力される各要素のパルス数から図５（ａ）の
座標上どの象限にあるかによって位相差ΔΦを図５
（ｂ）に基づき決定し、図７（ｂ）に従ってディジタル
信号Ｘ、Ｙに復号される。このディジタル信号Ｘ、Ｙは
いずれも１シンボル周期当たり８個のデータ列をなして
いるから、夫々シリアル／パラレル変換器３３、３４に
て並列化され、ラッチ回路３５、３６にて１シンボル周
期毎にラッチされる。ラッチ回路３５、３６の出力につ
いて相隣接したビット同志を一組としてＸＯＲゲートに
入力せしめ相関を検出し、その出力はＸ、Ｙ夫々につい
て対応する組毎に加算されカウンタに所定シンボル数分
だけ蓄積する。カウンタのデータを取り込んだ相関判定
回路３７は、最も相関の大きくなる抽出ポイント対およ
びこれと隣り合う相関が大きい方の抽出ポイント対を検
出し、双方の抽出ポイント対に属する抽出ポイントをタ
イミングポイントと判定すると共に該タイミングポイン
トに基づきタイミングクロック信号を生成する。相関判
定回路３７が判定した２つの抽出ポイント対が第４、第
５組目のカウンタと一致するようラッチタイミング回路
３８はタイミングクロック信号に基づきラッチ回路３
５、３６がデータをラッチするタイミングをずらす。さ
らに、補正量検出部３９は、第４、第５組目のカウンタ
出力を取り出し、これから周波数ドリフトによる位相ズ
レを検出し、これに基づいて位相シフタ４０および補正
遅延回路４１が復調過程にある信号の位相をシフトす
る。よって、ラッチ回路３５、３６の出力端の５ビット
目から引き出される信号は、夫々タイミングポイントに
於ける信号Ｘ、Ｙとなるから、これをパラレル／シリア
ル変換器１４にてデータ列に変換すれば復調信号を得る
ことができる。ここで図４中４２はラッチのタイミング
である１シンボル周期を供給するための分周器であり、
分周器４３はこれをさらに分周してカウンタのカウント
シンボル数を供給するものである。

【００１９】以上説明した如く、本発明のクロック再生
回路は復号化されたディジタル信号について所定のサン
プリングを行ない、隣り合ったデータ同志の相関をとる
ものであるから、タイミングポイントを短時間に得よう
とする場合等に極めて有効である。また、本発明のクロ
ック再生回路はアイパターンのアイが最も開いたポイン
トを直接捕える方式であるからゼロクロス近傍の雑音に
よる影響を受けにくく、変調波を１シンボル復調する度
にタイミングポイントを更新するからフェージングによ
る位相ずれに高速に追従する。さらに、相関が最大とな
る２組の抽出ポイント対を１シンボル周期毎に比較し、
位相ズレを補正することにより周波数ドリフトに対する
追従が向上する。

【００２０】尚、以上本発明をディジタル信号を位相変
調した変調波を遅延検波を用いて復調する装置を例とし
て説明したが、本発明はこれのみに限定されるものでは
なく、ディジタル信号を変復調する系に用いる復調装置
であればどのような方式であってもよく、例えば周波数
変調方式あるいは振幅変調方式の復調装置にも適用可能
となること明白であろう。また、復調装置に於いて、変
調波から復号までの課程はどのような手法を用いたもの
であっても適用可能である。例えば、同期検波方式の復
調装置に於いて、先行するプリアンブル信号と次に到達
するプリアンブル信号との間の位相ずれを補完するため
に本発明を適用してもよい。さらに、実施例に於いては
相関を検出する手段としてＸＯＲゲートを用いたが、入
力する２値が一致した場合と一致しなかった場合とを区
別するものであれば、ＮＸＯＲゲート等の他の回路で構
成したものであってもよい。さらにまた、実施例に於い
ては検波され復号されたディジタル信号（Ｘ、Ｙ）につ
いて相関を検出しタイミングポイントを決定していた
が、例えば図１に於いてＬＰＦ５、６を通過した信号を
遅延検波した後にＡ／Ｄ変換するような構成に変更した
場合、ディジタル化していない遅延検波後の信号につい
て相関を検出してもよく、この場合抽出ポイント毎のサ
ンプリングデータ同志を掛け算した結果の大小が相関の
それに対応するから、相関検出手段としては乗算器を用
いればよい。よって、同期検波方式に於いてはベースバ
ンド信号（Ｉ、Ｑ、ΔΦ）、あるいはこれをディジタル
化した信号（多値ディジタル信号）について相関を検出
するよう構成してもよいこと自明であろう。

【００２１】

【発明の効果】本発明は、以上説明した如く構成するも
のであるから、復調のタイミングポイントを短時間に検
出することが可能となると共に、該タイミングポイント
がアイパターンのアイが最も開いた点に追従するから、
ゼロクロス近傍での雑音或はフェージングによる位相ず
れに対してもビットエラーの発生を極限する上で著しい
効果を奏する。

【００２２】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るディジタル復調装置の一実施例の
構成を示すブロック図。

【図２】相関検出回路の構成を示す図。

【図３】ＸＯＲゲートの入出力特性を示す図。

【図４】本発明に係るディジタル復調装置の第２の実施
例の構成を示すブロック図。

【図５】（ａ）、（ｂ）は位相量子化回路の動作を説明
する図。

【図６】π／４シフトＱＰＳＫ変調装置の基本構成を示
すブロック図。

【図７】（ａ）、（ｂ）はπ／４シフトＱＰＳＫ変調方
式を説明する図。

【図８】従来の復調装置の基本構成を示すブロック図。

【図９】検波信号のアイパターン図。

【図１０】周波数ドリフトによる位相ズレの様子を説明
する図。

【図１１】検波信号のアイパターンと抽出ポイントとの
関係を説明する図。

【図１２】抽出ポイントと相関分布との関係を示す図。

【符号の説明】

９・・・遅延検波回路１０・・・タイミングポイント１１、１２・・・データ識別部１３・・・クロック再生回路（従来）１５・・・ゼロクロスポイント１６・・・クロック再生回路（本発明）１７・・・相関検出回路１８、３７・・・相関判定回路２１・・・ＸＯＲゲート２４・・・カウンタ３８・・・ラッチタイミング回路４０・・・位相シフタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】変調波を所定の検波手段により検波した検
波信号を、タイミングクロック信号に基づき、復調する
ディジタル復調装置に於いて、復調過程の信号を単位データ周期（シンボル周期）毎に
予め設定した複数個の抽出ポイントにてサンプリング
し、相隣接する２つの抽出ポイント毎の相関を検出する
相関検出手段と、該相関検出手段により検出された相関の大小を比較し最
大となる抽出ポイント対およびこれに次いで相関が大き
い抽出ポイント対を判定すると共に該判定に基づきタイ
ミングクロック信号を生成する相関判定手段と前記２つ
の抽出ポイント対より検出される相関が等しくなるよう
前記復調過程の信号の位相をシフトする位相シフト手段
とを具備したことを特徴とするディジタル復調装置。
【請求項２】変調波を所定の検波手段により検波した検
波信号を、タイミングクロック信号に基づき、復調する
ディジタル復調装置に於いて、復調過程の信号を単位データ周期（シンボル周期）毎に
予め設定した複数個の抽出ポイントにてサンプリング
し、相隣接する２つの抽出ポイント毎の相関を検出する
相関検出手段と、該相関検出手段により検出された相関の大小を比較し最
大となる抽出ポイント対およびこれと隣り合う相関が大
きい方の抽出ポイント対を判定すると共に双方の抽出ポ
イント対に属する抽出ポイントにてタイミングクロック
信号を生成する相関判定手段と前記２つの抽出ポイント
対より検出される相関が等しくなるよう前記復調過程の
信号の位相をシフトする位相シフト手段とを具備したこ
とを特徴とするディジタル復調装置。
【請求項３】前記復調過程の信号が変調波を所定の検波
手段により検波した検波信号であり、前記タイミングク
ロック信号と所定の一の抽出ポイントが一致するよう前
記相関検出手段のサンプリング周期をシフトし、前記一
の抽出ポイントでサンプリングされたデータより復調信
号を得ることを特徴とする請求項１または２記載のディ
ジタル復調装置。
【請求項４】前記復調過程の信号がベースバンド信号で
あり、前記タイミングクロック信号と所定の一の抽出ポ
イントが一致するよう前記相関検出手段のサンプリング
周期をシフトし、前記一の抽出ポイントでサンプリング
されたデータを検波し復調信号を得ることを特徴とする
請求項１または２記載のディジタル復調装置。