JPH06209339A

JPH06209339A - 伝送システム

Info

Publication number: JPH06209339A
Application number: JP5190287A
Authority: JP
Inventors: Johannes W M Bergmans; ヴィルヘルムスマリアベルグマンスヨハネス
Original assignee: Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1992-08-03
Filing date: 1993-07-30
Publication date: 1994-07-26
Also published as: US5463654A; CA2101685A1

Abstract

(57)【要約】【目的】符号化誤り率が低減された伝送システムを提
供することを目的とする。【構成】データ受信器において、検出手段（１０）は
受信された信号から記号値を決定するために使用され
る。サイクロステェイショナリ雑音信号の影響を低減す
るために、異なる時点でサンプリングされた入力信号か
ら記号系列を抽出し、同時に動作する複数の検出器（１
２、１４）が使用される。複数検出器により同時に抽出
される信頼度測度に基づき、対応する信頼度測度は最大
信頼度を示す記号系列が選択手段を介して受信器出力に
搬送される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、データ記号をある符号
化率でチャネルの入力に供給するデータ送信器と、チャ
ネルの出力信号から検出信号を抽出する抽出手段から成
るデータ受信器と、符号間隔あたりＮ個の検出信号値か
ら検出信号により搬送されるデータ記号系列を抽出し、
検出信号から抽出されたデータ記号系列の信頼度を表す
信頼度測度を抽出する抽出手段を含む検出手段とよりな
る伝送システムに関する。

【０００２】本発明は、同様に、当該システム用受信器
に関する。

【０００３】

【従来の技術】冒頭の節で定義されたシステムは、G.M.
Vachula とF.S.Hillによる学会誌論文「過剰帯域幅によ
る帯域制限ＰＡＭ信号の最適検出について（"On Optima
l Detection of Band-Limited PAM Signals with Exces
s Bandwidth"）」、IEEE通信学会誌、COM-29巻、第6
号、1981年6 月、ページ886-890 により知られている。

【０００４】かかる伝送システムは、例えば、公衆電話
網によるデータ信号の伝送、或いは磁気テープ又はディ
スクが供給するデータ信号の再構築に用いることが可能
である。データ記号が伝送媒体により伝送され、或いは
データ記号が記録媒体に記憶されるとき、伝送され又は
記録されるデータ記号は、以下チャネルという用語で表
される伝送媒体又は記録媒体に本質的に適合するようア
ナログパルスに変換される。

【０００５】受信器では、チャネルの出力信号は一般に
濾波され、符号化率１／Ｔに等しいサンプリング速度で
サンプリングされ、その結果検出信号が得られる。濾波
されたチャネルの出力信号の帯域幅が符号化率値の半分
を越える場合に、濾波された出力信号中に表れる情報が
損失することを回避するためには、ナイキストの標本化
定理によって符号化率１／Ｔよりも高いサンプリング速
度が必要である。かかる情報損失は、検出信号に基づき
データ記号系列が近似される際に高められる符号化誤り
率により示される。

【０００６】濾波されたチャネルの出力信号の情報が損
失することを避けるために、上記学会誌論文により知ら
れる受信器には、符号化率よりも因子Ｎで高いサンプリ
ング速度が使用される。その結果、符号間隔あたりＮ個
の異なる検出信号値は、検出信号により搬送されるデー
タ記号系列の決定に有効である。従来技術の伝送システ
ムにおいて、最尤データ記号系列を決定するために、既
に決定されたデータ記号の信頼できる程度を示す信頼度
測度が使用される。従来技術の伝送システムにおいて、
これはビテルビ検出器により行なわれる。検出信号は、
そこで、符号間隔あたり２回サンプルされる。従って、
符号間隔あたり第１と第２の検出信号サンプルがある。
信頼度測度は、検出信号の第１サンプルの現在値と期待
値との差及び第２サンプルの現在値と期待値との差の合
計に比例する。

【０００７】かかる伝送システムにおいて、特定なＳＮ
比からなる検出信号の符号化誤り率は、最適システムに
期待されるよりも幾つかのチャネルで依然として大きい
ことが明らかとなっている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、従来技術に
よる伝送システムと比較して符号化誤り率がはるかに低
減された冒頭の節で定義された伝送システムを提供する
ことを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的のため本発明
は、検出手段は複数の副検出手段から成り、各副検出手
段は、符号間隔あたりＮ個の検出信号値の少なくとも一
つの値に基づいてデータ記号系列を決定し、最尤データ
記号系列に関する信頼度測度を決定するよう配置され、
検出手段は関連する信頼度測度が最大信頼度を示すデー
タ記号系列から記号を選択する選択手段から成ることを
特徴とする。

【００１０】

【作用】本発明は、現状技術の伝送システムの性能が最
善に及ばない原因は、一般にサイクロステェイショナリ
と呼ばれる雑音成分が検出信号に存在するためであると
いう認識に基づいている。信号をサイクロステェイショ
ナリと呼ぶのは、例えば、平均値又は自己相関関数のよ
うな統計的性質が、時間に独立ではなく周期的に時間に
依存する場合である。サイクロステェイショナリ雑音信
号の重要な例は、局所電話網において隣接する電線対か
ら生じるサイクロステェイショナリデータ信号による不
所望クロストークであり、ＩＳＤＮ網においても同様に
発生する。他の例は、磁気記録における隣接するトラッ
クから読み取りヘッドへの信号クロストークである。

【００１１】雑音信号のサイクロステェイショナリ性の
結果、これらの雑音信号の強度期待値は符号間隔中のサ
ンプリング速度に依存する。本発明の考えによれば、検
出手段を特定の符号間隔内の検出信号の異なる値で各々
作動する副検出手段により構成しておくと、これら各検
出器の信頼度測度に基づいて最大信頼度データ記号を選
択することが可能である。それらは一般に、サイクロス
テェイショナリ雑音信号の最小予測値を与える検出信号
値に属するデータ記号である。

【００１２】本発明を実施するに、有効部分が標本化定
理を満たす検出信号中にサイクロステェイショナリ雑音
信号が発生する場合にも都合がよいことがわかる。本発
明の一実施例は、信頼度測度はデータ記号系列に関する
検出信号の現在値と検出信号の期待値との差に依存する
ことを特徴とする。かかる信頼度測度は、既に決定され
た検出信号及び記号のごとく、受信器に既に生じた信号
に基づいて簡単に決定される。

【００１３】本発明の更なる実施例は、副検出器がビテ
ルビ検出器であり、信頼度測度は単位時間あたり最尤候
補データ系列の尤度測度のエンハンスメントに依存する
ことを特徴とする。ビテルビ検出器が使用される場合に
は、各ビテルビ検出器は記号系列を評価するだけではな
く、これら記号の尤度評価も同時に行なう。尤度測度と
も呼ばれる尤度評価は、最も信頼できる記号系列の選択
を行なうために、ビテルビ検出器により決定された記号
系列に属する尤度測度を得るためにも利用される。

【００１４】本発明の更なる実施例は、信頼度測度は副
検出手段に属する検出信号の電力レベルの評価に依存す
ることを特徴とする。種々の副検出手段に供給される検
出信号の電力レベルが異なるならば、各副検出手段に属
する検出信号の電力レベル評価に正規化された信頼度測
度を利用することにより、最も信頼できる記号系列の選
択が確保される。

【００１５】

【実施例】図１に示すように伝送システムにおいて、送
信器２によって送信される記号系列ｚ_kは伝送に適する
信号に変換される。この信号はチャネル４に送られる。
このチャネルは通常の伝送チャネルであるが、磁気又は
光記録媒体でもよい。チャネル４の出力信号は受信器６
に供給される。受信器６において、入力信号から検出信
号を抽出する抽出手段８は、受信器入力信号から検出信
号を抽出する。抽出手段８は、例えば符号間干渉を部分
的に抑制するフィルタを通例含む。検出信号は、伝送さ
れた検出信号に関する決定系列Ｚ_Kを抽出する検出手段
１０に供給される。その代わりに、記号系列Ｚ_kを入力
信号から検出信号を抽出する抽出手段８に供給すること
も可能である。

【００１６】図２に示すように検出手段において、検出
信号ｒ_tは本発明による第１副検出器手段１２の入力及
び第２副検出手段１４の入力に供給される。出力信号Ｚ
_koを搬送する第１副検出手段１２の第１出力は切り換え
スイッチ５８の接点に遅延Ｔ／２を有する遅延素子を介
して接続され、一方、出力信号Ｚ_k1を搬送する第２副検
出手段１２の出力は切り換えスイッチ５８の接点に直接
接続される。記号Ｚ_kは切り換えスイッチの中央接点で
得られる。

【００１７】信号ｓ_k0の現在値と信号ｓ_k0の期待値との
差の測度である誤差信号ｅ_k0は第１副検出手段１２の第
２出力に得られる。信号ｓ_k1の現在値と信号ｓ_k1の期待
値との差の測度である誤差信号ｅ_k1は第２副検出手段１
４の第２出力に得られる。誤差信号ｅ_k0〔ｅ_k1〕は、最
初に２乗計算を行ない、次にその結果を低域フィルタに
供給する回路３６〔５６〕に（本発明による誤差信号の
正規化のために必要とされる正規化手段３４〔５４〕を
介して）供給される。回路３６及び５６各々の出力信号
は本発明による信頼度測度であり、比較器４０の正側又
は負側入力各々に供給される。比較器４０の出力信号は
切り換えスイッチ５８の制御入力に供給される。

【００１８】第１〔第２〕副検出手段１２〔１４〕の入
力信号は減算回路２２〔４２〕に供給される。減算回路
２２〔４２〕の出力信号ｓ_k0〔ｓ_k1〕は決定回路２６
〔４６〕、振幅検出器２８〔４８〕の入力及び減算回路
３２〔５２〕の正側入力に供給される。決定回路２６
〔４６〕の出力はフィードバックフィルタ２４〔４４〕
の入力及び乗算回路３０〔５０〕の第１入力に接続され
る。決定回路２６〔４６〕の出力は副検出手段１２〔１
４〕の第１出力をも成す。フィードバックフィルタ２４
〔４４〕の出力は減算回路２２〔４２〕の負側入力に接
続される。乗算回路３０〔５０〕の出力は減算回路３２
〔５２〕の負側入力に接続される。出力信号ｅ
_k0〔ｅ_k1〕を搬送する減算回路３２〔５２〕の出力は第
１〔第２〕副検出手段１２〔１４〕の第２出力を成す。

【００１９】第１及び第２検出手段（Ｎ＝２）は、最尤
データ記号系列Ｚ_k0、Ｚ_k1それぞれを、関連する誤差信
号ｅ_k0、ｅ_k1それぞれと共に決定する。第１副検出手段
は時点ｋＴにおける値ｒ_tに基づいてＺ_k0を決定し、第
２副検出手段は時点ｋＴ＋Ｔ／２における値ｒ_tに基づ
いてＺ_k0を決定する。誤差信号の２乗は、検出されたデ
ータ記号に期待される信号値ｓ_k0及びこれらの信号の現
在値ｓ_k1との差が増加するに従って大きさが増加する信
号を提供する。この差は雑音のような妨害信号に主とし
て起因するので、ｅ_k0及びｅ_k1それぞれの２乗された値
は検出された信号ｅ_k0及びｅ_k1それぞれの信頼度測度で
ある。回路３６及び５６の出力信号を比較することによ
り、副検出手段１２又は１４のいずれがより高信頼度な
記号を生成するかが決定される。出力記号Ｚ_kは、比較
器４０の出力信号で表現される比較結果に左右されるス
イッチ５８の位置の結果として、より高信頼度な記号を
生成する検出器から常に抽出される。

【００２０】副検出手段はここで減算回路２２〔４
２〕、決定回路２６〔４６〕及びフィードバックフィル
タ２４〔４４〕とから成る決定フィードバック等化器に
より構成される。記号Ｚ_k0〔Ｚ_k1〕をフィードバックフ
ィルタ２４〔４４〕に供給し、フィードバックフィルタ
２４〔４４〕の出力を信号ｒ_tから減算することによ
り、信号ｒ_tからポストカーシブな符号間干渉を大部分
除去することができる。振幅検出器２８〔４８〕は信号
ｓ_k0〔ｓ_k1〕の振幅評価を構成する。記号Ｚ_k0〔Ｚ_k1〕
の値に信号ｓ_k0〔ｓ_k1〕の振幅評価値を乗算すると、再
構築された（無雑音）信号ｓ_k0〔ｓ_k1〕と見做される信
号が得られる。この信号を信号ｓ_k0〔ｓ_k1〕の現在値か
ら減算すると、信号ｓ_k0〔ｓ_k1〕に含まれる雑音成分を
表す誤差信号ｅ _k0〔ｅ_k1〕が得られる。本発明による信
頼度測度は、既に説明した通り、この誤差信号から容易
に抽出することができる。

【００２１】信号ｓ_k0及びｓ_k1の振幅の間に無視できな
い差が生じる可能性がある場合には、誤差信号ｅ_k0及び
ｅ_k1それぞれは関連する信号ｓ_k0及びｓ_k1それぞれの振
幅に関して正規化される必要がある。かかる必要性は、
決定の信頼度は信号ｓ_k0及びｓ_k1それぞれに含まれる不
所望雑音成分の大きさだけではなく、信号ｓ_k0及びｓ _k1
それぞれに含まれる所望部分の振幅にも依存することに
よる。正規化手段３４〔５４〕の出力信号はここでｅ_k0
／α₀〔ｅ_k1／α₁〕に等しく、但しα₀及びα₁それ
ぞれは、信号ｓ_k0及びｓ_k1それぞれの振幅の評価であ
る。かくして得られた信頼度測度は副検出手段の入力信
号のＳＮ比に依存する。

【００２２】振幅ｓ_k0及びｓ_k1との差がかなり大きい場
合でも、サイクロステェイショナリ雑音成分の差はいっ
そう大きいため、図２に示す回路は尚利用できる。V.Jo
shiとD.D.Falconerによる学会誌論文「クロストーク妨
害を含むディジタル加入者ループ伝送用シーケンス評価
技術（"Sequence Estimation Techniques for Digital
Subscriber Loop Transmission with Crosstalk Interf
erence" ）」、IEEE通信学会誌、第38巻、第9 号、1990
年9 月に、１／２符号間隔離れた２サンプル時における
定常クロストーク成分間の差として、約２０ｄＢの値が
可能であると言及されている。

【００２３】フィードバックフィルタ２４〔４４〕は適
応トランスバーサルフィルタとして配置される。トラン
スバーサルフィルタは、A.W.M.van den Enden とN.A.M.
Verhoeckx による書名「離散時間信号処理（" Discrete
-time signal processing"）」、Prentice Hall 刊、IS
BN0-13-216763-8 、ページ169-170 により本質的に知ら
れている。トランスバーサルフィルタは次の伝達関数Ｈ
（Ｄ）を有する：

【００２４】

【数１】

【００２５】ここで、Ｎは符号間隔Ｔで表現されたフィ
ードバックフィルタのインパルス応答長、ｂ_iはトラン
スバーサルフィルタの第ｉ番目のタップに属するフィル
タ係数、及びＤは符号間隔Ｔに関する遅延を表現する遅
延演算子を示す。ｉ＝１．．．Ｎに関する最小自乗法に
より、係数ｂ_iは帰納的に次の通り決まる：ｂ_i,k＝ｂ_i,k-1＋λｅ_k・Ｚ_k-i （２）（２）式においてＺ_k-1はフィードバックフィルタ２４
用に符号間隔ｉ遅延された信号Ｚ_k0及びフィードバック
フィルタ４４用の信号Ｚ_k1であり、λは一般にかなり小
さい（±０．０１）修正係数である。ＬＭＳアルゴリズ
ムは、例えば上記論文の187 ないし189 ページに説明さ
れている。

【００２６】信号ｓ_k0〔ｓ_k1〕の振幅α₀〔α₁〕の評
価も同様に決定される： α_k＝α_k＋μ・ｅ_k・Ｚ_k （３）但し、μは微小修正係数（±０．０１）である。図３に
示すパルスにおいて検出手段１２及び１４それぞれのサ
ンプリング時点を示す。検出手段１２は主パルス最大時
のＴ／２時間前に、濾波されたチャネルの出力信号をサ
ンプリングし、一方検出手段１４は主パルスの最大時
に、濾波されたチャネルの出力信号をサンプリングす
る。パルスにより引き起こされる符号間干渉は検出手段
のフィードバックフィルタ２４〔４４〕により除去され
る。

【００２７】本発明は２個以上の副検出手段を用いても
容易に配置できることは明らかであり、状況によっては
符号化誤り率をさらに低下させる。図４に示すビテルビ
検出器において、異なる値Ｚ_k-1、Ｚ_kから成る最も新
しく供給された記号を有する４個の候補系列（生き残り
パス）がシフトレジスタ８０、８２、８４及び８６に記
憶される。例えば、シフトレジスタ８０は生き残りパス
Ｚ_k-1，Ｚ_k＝−１，−１を記憶し、シフトレジスタ８
２は生き残りパスＺ _k-1，Ｚ_k＝１，−１を記憶し、シ
フトレジスタ８２は生き残りパスＺ_k-1，Ｚ _k＝−１，
１を記憶し、そしてシフトレジスタ８２は生き残りパス
Ｚ_k-1，Ｚ_k＝１，１を記憶する。その上、各生き残り
パスには生き残りパスに対する尤度測度ｍ（Ｚ_k-1，Ｚ
_k）が記憶される。各生き残りパスの２個の最新記号は
新しい尤度測度を決定する算術ユニットに適当な尤度測
度と共に供給される。例えば、シフトレジスタ８０は算
術ユニット８８に接続され、シフトレジスタ８２は算術
ユニット９０に接続され、シフトレジスタ８４は算術ユ
ニット９２に接続され、そしてシフトレジスタ８６は算
術ユニット９４に接続される。図２に示す副検出手段に
対する検出信号である信号ｒ_k+1も算術ユニット８８、
９０、９２及び９４に供給される。

【００２８】出力信号ｍ（−１，−１，−１）を搬送す
る算術ユニット８８の出力は比較器９６の正側入力に接
続され、出力信号ｍ（１，−１，−１）を搬送する算術
ユニット９０の出力は比較器９６の負側入力に接続され
る。出力信号ｍ（−１，−１，１）を搬送する算術ユニ
ット８８の出力は比較器９８の正側入力に接続され、出
力信号ｍ（１，−１，１）を搬送する算術ユニット９０
の出力は比較器９８の負側入力に接続される。出力信号
ｍ（−１，１，−１）を搬送する算術ユニット９２の出
力は比較器１００の負側入力に接続され、出力信号ｍ
（１，１，−１）を搬送する算術ユニット９４の出力は
比較器１００の正側入力に接続される。出力信号ｍ（−
１，１，１）を搬送する算術ユニット９２の出力は比較
器１０２の負側入力に接続され、出力信号ｍ（１，１，
１）を搬送する算術ユニット９４の出力は比較器１０２
の正側入力に接続される。

【００２９】比較器９６、９８、１００及び１０２の出
力は制御ユニット１０４の入力に接続される。制御ユニ
ット１０４とシフトレジスタ８０、８２、８４及び８６
はバス１０５により相互に接続される。信号ｍ（−１，
−１）、ｍ（−１，１）、ｍ（１，−１）及びｍ（１，
１）は比較器回路１０６に供給される。出力信号Ａを搬
送する比較器回路１０６の第１出力は，選択スイッチ１
０８の制御入力に接続される。比較器回路１０６の出力
は遅延素子１１０の入力及び減算回路１１２の正側入力
に接続される。遅延素子１１０の出力は減算回路１１２
の負側入力に接続される。

【００３０】関連する生き残りパスの最も古い記号の記
号値を出力信号として有するシフトレジスタ８０の出力
は、選択スイッチ１０８の接点ａに接続される。同様
に、シフトレジスタ８２、８４及び８６の出力は選択ス
イッチ１０８の接点ｂ、ｃ及びｄに接続される。ｔを特
定の遅延とすると、最尤記号系列Ｚ_k-tが選択スイッチ
１０８の中央接点に現れる。

【００３１】図４に示すビテルビ検出器では伝送された
データ記号の最尤系列は、拘束された数Ｍ＝Ｌ^N-1個の
生き残りパスを帰納的に更新することにより決定され、
但しＬは使用された送信或いは受信信号のレベル数であ
り、Ｎはサンプル数で表現されたチャネルインパルス応
答長である。チャネルはＭ個の状態を採用するためこの
拘束数が必要であり、一方受信器はこれらの状態を識別
しなければならない。

【００３２】関連する尤度測度を含むＭ個の生き残りパ
スが一旦決定されると、次のデータ記号が受信される時
に、各生き残りパスは最新に追加されたデータ記号のみ
異なる多数の生き残りパスに拡がる。新しい生き残りパ
ス各々に関する尤度測度は、現在検出信号と期待される
検出信号との差の偶関数を加えた、新しい生き残りパス
が抽出された生き残りパスの尤度測度から抽出され、そ
の偶関数はかかる新しい生き残りパスに属する。適当な
偶関数は、例えば通常Ｌ₁ノルムと呼ばれる（｜ｘ｜）
及びＬ₂ノルムと呼ばれる（ｘ²）であり、Ｌ₂ノルム
が概ね使用される。

【００３３】要求される記憶容量及び計算能力が伝送さ
れるデータ記号系列長とは無関係の状態を維持するため
に、各チャネル状態毎に最尤生き残りパスだけが記憶さ
れる。上述のビテルビ検出器の動作は、図４により更に
明らかとなる。次に伝送されるデータ信号のレベル数Ｌ
を２、チャネルインパルス応答長Ｎを３符号間隔と想定
する。このため、２^(3-1)＝４生き残りパスを有するビ
テルビ検出器が必要となる。

【００３４】これら４個の生き残りパスはシフトレジス
タ８０（−１，−１）、８２（１，−１）、８４（−
１，１）及び８６（１，１）に記憶される。生き残りパ
スが拡張される場合には、生き残りパスは記号値−１或
いは＋１により拡張される。各生き残りパスは、新しい
記号値による拡張によって、２より以上の異なる新しい
生き残りパスには変化できないことは明らかである。各
古い生き残りパスは、２より以上の新しい生き残りパス
には拡張されないことを示すトレリス線図からも明らか
である。同様に、各新しい生き残りパスは、２より以上
の古い生き残りパスから抽出され得ない。算術ユニット
８８、９０、９２及び９４は比較器９６、９８、１００
及び１０２、制御ユニット１０４と共に、新しい生き残
りパスがいずれの古い生き残りパスから抽出されるかを
決定する。

【００３５】各算術ユニットは、関連する生き残りパス
の２通りの拡張化の尤度測度ｍ（Ｚ _k-1，Ｚ_k，
Ｚ_k+1）を、入力強度Ｚ_k-1、Ｚ_k、ｍ（Ｚ_k-1，
Ｚ_k）及び信号ｒ_k+1に基づいて決定する。このため算
術ユニットは、チャネルインパルス応答の評価ｈ₀、ｈ
₁及びｈ₂によって記述される（適応的に決定された）
チャネルモデルを利用する。ここで、信号ｒと新しい生
き残りパスに関して期待される信号値ｒ_k+1との差ｅが
最初に決定される。これは以下の関係に基づいて行なわ
れる：ｅ（Ｚ_k-1，Ｚ_k，−１）＝ｒ_k+1−（−ｈ₀＋Ｚ_k・ｈ₁＋Ｚ_k-1・ｈ₂）ｅ（Ｚ_k-1，Ｚ_k，＋１）＝ｒ_k+1−（＋ｈ₀＋Ｚ_k・ｈ₁＋Ｚ_k-1・ｈ₂）（４）ここにＺ_k及びＺ_k-1は最も新しく追加された記号値で
あり、ｅ（Ｚ_k-1，Ｚ_k，＋１）及びｅ（Ｚ_k-1，
Ｚ_k，−１）それぞれは、＋１又は−１それぞれにより
拡張された関連する生き残りパスに属する誤差信号であ
り、ｈ₀、ｈ₁及びｈ ₂はチャネルインパルス応答の先
頭３サンプルの評価である。ｈ₀、ｈ₁及びｈ ₂の値
は、式（２）を利用し、図２に示す副検出手段用フィー
ドバックフィルタの係数ｂ_iと同様に決定される。最尤
生き残りパスに属する誤差信号ｅの利用が望ましい。

【００３６】拡張された生き残りパスに属する新しい尤
度測度ｍ（Ｚ_k，＋１）及びｍ（Ｚ _k，−１）それぞれ
に関して、式（４）より次式が決定される：ｍ（Ｚ_k-1，Ｚ_k，−１）＝ｍ（Ｚ_k-1，Ｚ_k）＋ｅ²（Ｚ_k-1，Ｚ_k，−１）ｍ（Ｚ_k-1，Ｚ_k，＋１）＝ｍ（Ｚ_k-1，Ｚ_k）＋ｅ²（Ｚ_k-1，Ｚ_k，＋１）（５）各新しい生き残りパスは、二つの古い生き残りパスから
の延長生き残りパスであり、各種算術ユニットはｍ（Ｚ
_k，Ｚ_k+1）の２個の値を常時決定する。かかる２個の
尤度測度は、ｍ（＋１，Ｚ_k，Ｚ_k+1）及びｍ（−１，
Ｚ_k，Ｚ_k+1）により識別される。

【００３７】ビテルビ原理により、記号値Ｚ_k、Ｚ_k+1
を終端とする二つの生き残りパスの中からｍ（Ｚ_k，Ｚ
_k+1）の値がより小さい生き残りパスのみが記憶され
る。このため、対応するｍ（＋１，Ｚ_k，Ｚ_k+1）及び
ｍ（−１，Ｚ_k，Ｚ_k+1）の値が比較器９６、９８、１
００及び１０２によって比較される。この比較の結果に
基づき、新しい生き残りパスが古い生き残りパスから抽
出される。この仕組みを次表に示す：

【００３８】

【表１】

【００３９】表１は、関連する比較器９６から１０２の
出力信号の代わりにＱ９６からＱ１０２を示す。論理”
０”レベルは、比較器の正側入力が比較器の負側入力よ
りも小さいことを示す。論理”１”レベルは、比較器の
正側入力が比較器の負側入力よりも大きいことを示す。
Ｃ８０からＣ８６は、生き残りパス拡張後のシフトレジ
スタ８０から８６の内容を示す。列Ｃ８０にＣ８２，−
１と記された場合には、１記号位置シフトされたシフト
レジスタ８２の内容がシフトレジスタ８０に取り出さ
れ、シフトレジスタ８０において最も新しい記号は、−
１に等しい記号値を採用することを示す。

【００４０】情報が一つのシフトレジスタから他のシフ
トレジスタに転送される場合には、生き残りパスの尤度
測度として対応するｍ（Ｚ_k+1，Ｚ_k）の（最小）値が
レジスタに記憶される。比較器回路１０６は生き残りパ
スの尤度測度の最小値を決定する。遅延素子と減算手段
は、遅延Ｄ期間の尤度測度のエンハンスメントを決定す
る。尤度測度のエンハンスメントは本発明による信頼度
測度であり、最も高い信頼度を有する記号系列を選択す
るために利用される。この最小値は図２に示す選択手段
１０８を制御するために利用される。ビテルビ副検出手
段が利用される場合には、ビテルビ副検出手段において
２乗演算は既に実行されているため、図２に示す２乗回
路は多くの場合省略されてもよいことがわかる。

【００４１】比較回路１０６は、生き残りパスを記憶す
るシフトレジスタが最小尤度測度を含むことを示す制御
信号Ａも出力する。制御信号Ａに応じてこのシフトレジ
スタに選択スイッチを切り換えることにより、最尤生き
残りパスが副検出手段の出力で利用できる。図４に示す
ビテルビ検出器に関し、尤度測度が無制限に増大するこ
とを避けるために、全尤度測度から一定値Ｃを規則的な
間隔で減算することが必要である。なぜならば、尤度測
度は、生き残りパスの拡張毎に非負値により増加させら
れるからである。一定値による減算は、例えば、周期的
又は１個の尤度測度が所定の閾値を越える場合にだけ実
行される。

【００４２】予防的測定が無い場合、一定値Ｃが信頼度
測度を決定するために利用される尤度測度のいずれかの
値のみから減算される限り、本発明による信頼度測度
は、尤度測度から一定値Ｃを減算する結果としてかなり
小さい量Ｃとなる。信頼度測度が限度を越えて小さくな
ることを避けるため、信頼度測度に一定値が加算され
る。一定値Ｃの減算が信頼度測度を決定するために利用
される尤度測度のいずれかに影響を及ぼす間だけ、この
加算は行なわれる。

【００４３】例えば、遅延素子１１０の遅延が１０符号
間隔に一致するならば、一定値が尤度測度から減算され
る時点を含む１０符号間隔に限る間だけ、この一定値が
信頼度測度に加算される。仮にチャネルが２符号間隔継
続するインパルス応答を有するならば、２個の生き残り
パスから成るビテルビ検出器が利用される。この場合、
２個の尤度測度を更新する代わりに、前述の尤度測度間
の差を示す差メトリックを有するだけで十分である。か
かるビテルビ検出器に関して、式（４）及び式（５）は
以下の通り記述される：ｅ（Ｚ_k，−１）＝ｒ_k+1−（−ｈ₀＋Ｚ_k・ｈ₁）ｅ（Ｚ_k，＋１）＝ｒ_k+1−（＋ｈ₀＋Ｚ_k・ｈ₁）（６）ｍ（Ｚ_k，−１）＝ｍ（Ｚ_k）＋ｅ²（Ｚ_k，−１）ｍ（Ｚ_k，＋１）＝ｍ（Ｚ_k）＋ｅ²（Ｚ_k，＋１）（７）残りの生き残りパスの尤度測度に関して、以下の通り記
述される：ｍ（Ｚ_k+1＝＋１）＝ＭＩＮ｛ｍ（Ｚ_k＝＋１）＋ｅ²（＋１，＋１），ｍ（Ｚ_k＝−１）＋ｅ²（−１，＋１）｝ｍ（Ｚ_k+1＝−１）＝ＭＩＮ｛ｍ（Ｚ_k＝＋１）＋ｅ²（＋１，−１），ｍ（Ｚ_k＝−１）＋ｅ²（−１，−１）｝（８）式（８）から３つの強度Ｑ₁、Ｑ₂及びＱ₃が導かれ
る：Ｑ₁＝ｍ（Ｚ_k+1＝＋１）−ｍ（Ｚ_k＝−１）＝ＭＩＮ｛ｍ（Ｚ_k＝＋１）−ｍ（Ｚ_k＝−１）＋ｅ²（＋１，＋１），ｅ²（−１，＋１）｝Ｑ₂＝ｍ（Ｚ_k+1＝−１）−ｍ（Ｚ_k＝−１）＝ＭＩＮ｛ｍ（Ｚ_k＝＋１）−ｍ（Ｚ_k＝−１）＋ｅ²（＋１，−１），ｅ²（−１，−１）｝Ｑ₃＝ｍ（Ｚ_k+1＝＋１）−ｍ（Ｚ_k＝＋１）＝ＭＩＮ｛ｅ²（＋１，＋１），ｍ（Ｚ_k＝−１）−ｍ（Ｚ_k＝＋１）＋ｅ²（−１，＋１）｝（９）差メトリックΔ_k+1＝（ｍ（Ｚ_k+1＝１）−ｍ（Ｚ_k+1
＝−１））は、Ｑ₁からＱ₂を減算することにより容易
に知ることができる。式（ｍ（Ｚ_k＝１）−ｍ（Ｚ_k＝
−１））はΔ_kに一致することがわかる。このことを利
用すると式（９）は次の通り変形する：Ｑ₁＝ＭＩＮ｛Δ_k＋ｅ²（＋１，＋１），ｅ²（−１，＋１）｝Ｑ₂＝ＭＩＮ｛Δ_k＋ｅ²（＋１，−１），ｅ²（−１，−１）｝Ｑ₃＝ＭＩＮ｛ｅ²（＋１，＋１），−Δ_k＋ｅ²（−１，＋１）｝（１０）Ｑ₂はｍ（Ｚ_k＝１）のエンハンスメントであり、一方
Ｑ₃はｍ（Ｚ_k＝−１）のエンハンスメントを示す。Δ
_kが正ならば、−１で終端する生き残りパスは最尤系列
であることを示す。従って、Ｑ₂は信頼度測度と考えら
れる。Δ_kが負ならば、＋１で終端する生き残りパスは
最尤系列であることを示す。従って、Ｑ₃は信頼度測度
と考えられる。

【００４４】図２に示す検出手段における検出手段１２
の代わりに、図４に示すビテルビ検出器を代用できるこ
とが更に明らかとなる。検出器１２はパルス最大の２／
Ｔ時間前の時点におけるパルスの寄与とパルス最大の２
／Ｔ時間後の時点におけるパルスの寄与を両方利用する
ことができるため、低振幅で信号を利用する検出手段１
２の欠点は、上記の実施により回避される。図３でビテ
ルビ検出器として配置された検出手段１２において利用
される２サンプルを×で示す。

【００４５】具体的な一実施例における副検出器の数
は、チャネルの濾波された出力信号のサンプル数Ｎと一
致するが、副検出器の数がＮと異なることを代わりに想
定することができる。この一例は、符号間隔あたりＭサ
ンプルを利用する副検出手段であり、その結果Ｎ／Ｍよ
り以上の副検出手段は不要である。代わりに特定の複数
サンプルが１より以上の検出手段により利用されること
が可能であり、その結果副検出手段の数もＮより以上と
なる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明が利用される送信システムを示す図であ
る。

【図２】本発明による検出手段の一実施例を示す図であ
る。

【図３】記号ｚ_kに属するパルスの一例及びサンプリン
グ時点を示す図である。

【図４】ビテルビ検出器として配置された本発明による
副検出手段の一実施例を示す図である。

【図５】図４に示すビテルビ検出器が配置されたチャネ
ル状態のトレリス線図である。

【符号の説明】

２送信器４チャネル６受信器８抽出手段１０検出手段１２第１副検出手段１４第２副検出手段２２、３２、４２、５２、１１２減算回路２４、４４フィードバックフィルタ２６、４６決定回路２８、４８振幅検出器３０、５０乗算回路３４、５４正規化手段３６、５６回路３８、１１０遅延素子（）４０、９６、９８、１００、１０２比較器５８切り換えスイッチ８０、８２、８４、８６シフトレジスタ８８、９０、９２、９４算術ユニット１０４制御ユニット１０５バス１０６比較器回路１０８選択スイッチａ、ｂ、ｃ、ｄ接点

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】データ記号をある符号化率でチャネルの
入力に供給するデータ送信器と、チャネルの出力信号か
ら検出信号を抽出する抽出手段から成るデータ受信器
と、符号間隔あたりＮ個の該検出信号値から該検出信号
により搬送されるデータ記号系列を抽出し、該検出信号
から抽出された該データ記号系列の信頼度を表す信頼度
測度を抽出する抽出手段を含む検出手段とよりなる伝送
システムであって、該検出手段は複数の副検出手段から成り、各該副検出手
段は符号間隔あたりＮ個の該検出信号値の少なくとも一
つの値に基づいてデータ記号系列を決定し、最尤データ
記号系列に関する信頼度測度を決定するよう配置され、
該検出手段は関連する信頼度測度が最大信頼度を示すデ
ータ記号系列から記号を選択する選択手段から成ること
を特徴とする伝送システム。
【請求項２】前記信頼度測度はデータ記号系列に関す
る検出信号の現在値と検出信号の期待値との差に依存す
ることを特徴とする請求項１記載の伝送システム。
【請求項３】前記副検出手段はビテルビ検出器であ
り、前記信頼度測度は単位時間あたり最尤候補データ系
列の尤度測度のエンハンスメントに依存することを特徴
とする請求項２記載の伝送システム。
【請求項４】前記信頼度測度は前記副検出手段に属す
る前記検出信号の電力レベルの評価に依存することを特
徴とする請求項２又は３記載の伝送システム。
【請求項５】チャネルの出力信号から検出信号を抽出
する抽出手段と、符号間隔あたりＮ個の該検出信号値か
ら該検出信号により搬送されるデータ記号系列を抽出
し、該検出信号から抽出された該データ記号系列の信頼
度を表す信頼度測度を抽出する抽出手段を含む検出手段
とよりなるデータ受信器であって、該検出手段は複数の副検出手段から成り、各該副検出手
段は、符号間隔あたりＮ個の該検出信号値の少なくとも
一つの値に基づいてデータ記号系列を決定し、かかる最
尤データ記号系列に関する信頼度測度を決定するよう配
置され、該検出手段は、関連する信頼度測度が最大信頼
度を示すデータ記号系列から記号を選択する選択手段か
ら成ることを特徴とするデータ受信器。
【請求項６】前記信頼度測度はデータ記号系列に対す
る検出信号の現在値と検出信号の期待値との差に依存す
ることを特徴とする請求項５記載のデータ受信器。
【請求項７】前記副検出手段はビテルビ検出器であ
り、前記信頼度測度は単位時間あたり最尤生き残りパス
の信頼度測度のエンハンスメントに依存することを特徴
とする請求項６記載のデータ受信器。
【請求項８】前記信頼度測度は前記副検出手段に属す
る前記検出信号の電力レベルの評価に正規化されるとを
特徴とする請求項６又は７記載の伝送システム。