JPH06189271A - 拡張テレビジョン信号受信装置 - Google Patents
拡張テレビジョン信号受信装置Info
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- JPH06189271A JPH06189271A JP5221036A JP22103693A JPH06189271A JP H06189271 A JPH06189271 A JP H06189271A JP 5221036 A JP5221036 A JP 5221036A JP 22103693 A JP22103693 A JP 22103693A JP H06189271 A JPH06189271 A JP H06189271A
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- H04N7/007—Systems with supplementary picture signal insertion during a portion of the active part of a television signal, e.g. during top and bottom lines in a HDTV letter-box system
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- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S348/00—Television
- Y10S348/909—Noise responsive signal processing
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- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Graphics (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
- Television Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 多量にノイズが印加された場合にも、幅広の
アスペクト比画像の出力品質の低下が少ない拡張テレビ
ジョン信号受信装置を提供する。 【構成】 幅広のアスペクト比画像と少なくとも１つの
水平バーとが標準アスペクト比画像を形成するよう、と
もにコード化された拡張テレビジョン信号を受信する受
信装置において、前記少なくとも１つの水平バーが垂直
解像度強調情報を伝達し、前記拡張テレビジョン信号受
信装置が、それに含まれる歪量を削減するため前記垂直
解像度強調情報を修正する手段と、強調された幅広のア
スペクト比画像を提供するため、前記幅広のアスペクト
比画像と前記修正された垂直解像度強調情報とを組合わ
せる手段と、を具える。
アスペクト比画像の出力品質の低下が少ない拡張テレビ
ジョン信号受信装置を提供する。 【構成】 幅広のアスペクト比画像と少なくとも１つの
水平バーとが標準アスペクト比画像を形成するよう、と
もにコード化された拡張テレビジョン信号を受信する受
信装置において、前記少なくとも１つの水平バーが垂直
解像度強調情報を伝達し、前記拡張テレビジョン信号受
信装置が、それに含まれる歪量を削減するため前記垂直
解像度強調情報を修正する手段と、強調された幅広のア
スペクト比画像を提供するため、前記幅広のアスペクト
比画像と前記修正された垂直解像度強調情報とを組合わ
せる手段と、を具える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、幅広のアスペクト比
画像と少なくとも１つの水平バーとが標準アスペクト比
画像を形成するよう、ともにコード化された拡張テレビ
ジョン信号を受信する受信装置に関するものである。そ
の水平バーは幅広のアスペクト比テレビジョン信号の垂
直解像度を改善すべく拡張テレビジョン信号受信装置に
使用される“かくれた”強調情報を送信するのに使用さ
れる。
画像と少なくとも１つの水平バーとが標準アスペクト比
画像を形成するよう、ともにコード化された拡張テレビ
ジョン信号を受信する受信装置に関するものである。そ
の水平バーは幅広のアスペクト比テレビジョン信号の垂
直解像度を改善すべく拡張テレビジョン信号受信装置に
使用される“かくれた”強調情報を送信するのに使用さ
れる。
【０００２】
【従来の技術】ヨーロッパ特許出願EP-A 460,750号は上
述の型の拡張テレビジョン信号受信装置を開示してい
る。水平バーの強調情報の振幅は強調情報の顕著性を減
少させたり、その強調情報により現行のテレビジョン受
信装置の動作が乱されないように減少される。
述の型の拡張テレビジョン信号受信装置を開示してい
る。水平バーの強調情報の振幅は強調情報の顕著性を減
少させたり、その強調情報により現行のテレビジョン受
信装置の動作が乱されないように減少される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、その減
少された振幅の結果、強調情報はノイズに対しより敏感
になる。拡張テレビジョン受信装置が幅広のアスペクト
比画像にその垂直解像度を改善すべくノイズの多い強調
情報を加えると、幅広のアスペクト比画像は全体がノイ
ズにより擾乱されるだろう。
少された振幅の結果、強調情報はノイズに対しより敏感
になる。拡張テレビジョン受信装置が幅広のアスペクト
比画像にその垂直解像度を改善すべくノイズの多い強調
情報を加えると、幅広のアスペクト比画像は全体がノイ
ズにより擾乱されるだろう。
【０００４】もう１つの問題は幅広のアスペクト比画像
と強調情報の組合わせの振幅応答歪に対する感度により
形成される。ベースバンド強調スペクトルは輝度スペク
トルに直接対応する。しかしながら、エンコーダでは、
変調された強調信号は色副搬送波で逆スペクトル残留側
波帯変調される。それでもとのベースバンドの強調スペ
クトルは反転させられる。拡張テレビジョン信号受信装
置では、変調された強調周波数成分ωSC−ωが復調さ
れ、処理され、輝度信号の周波数成分ωに加えられる。
チャンネルの振幅応答歪は結果的に対応する輝度／強調
周波数成分の歪んだ相互振幅比の歪となる。
と強調情報の組合わせの振幅応答歪に対する感度により
形成される。ベースバンド強調スペクトルは輝度スペク
トルに直接対応する。しかしながら、エンコーダでは、
変調された強調信号は色副搬送波で逆スペクトル残留側
波帯変調される。それでもとのベースバンドの強調スペ
クトルは反転させられる。拡張テレビジョン信号受信装
置では、変調された強調周波数成分ωSC−ωが復調さ
れ、処理され、輝度信号の周波数成分ωに加えられる。
チャンネルの振幅応答歪は結果的に対応する輝度／強調
周波数成分の歪んだ相互振幅比の歪となる。
【０００５】本発明の目的は、なかんずく、ノイズおよ
び／または振幅応答歪があるときでも幅広のアスペクト
比画像の垂直解像度が強調可能で、それによって、例え
ば、多量にノイズが印加された場合でも、幅広のアスペ
クト比画像の出力品質の低下ができるだけ回避される拡
張テレビジョン信号受信装置を提供せんとするものであ
る。
び／または振幅応答歪があるときでも幅広のアスペクト
比画像の垂直解像度が強調可能で、それによって、例え
ば、多量にノイズが印加された場合でも、幅広のアスペ
クト比画像の出力品質の低下ができるだけ回避される拡
張テレビジョン信号受信装置を提供せんとするものであ
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するた
め、本発明拡張テレビジョン信号受信装置は、冒頭に記
載された受信装置において、前記少なくとも１つの水平
バーが垂直解像度強調情報を伝達し、前記拡張テレビジ
ョン信号受信装置が、それに含まれる歪量を削減するた
め前記垂直解像度強調情報を修正する手段と、強調され
た幅広のアスペクト比画像を提供するため、前記幅広の
アスペクト比画像と前記修正された垂直解像度強調情報
とを組合わせる手段と、を具えることを特徴とするもの
である。また好適な実施態様は特許請求の範囲の請求項
２〜８に規定されている。
め、本発明拡張テレビジョン信号受信装置は、冒頭に記
載された受信装置において、前記少なくとも１つの水平
バーが垂直解像度強調情報を伝達し、前記拡張テレビジ
ョン信号受信装置が、それに含まれる歪量を削減するた
め前記垂直解像度強調情報を修正する手段と、強調され
た幅広のアスペクト比画像を提供するため、前記幅広の
アスペクト比画像と前記修正された垂直解像度強調情報
とを組合わせる手段と、を具えることを特徴とするもの
である。また好適な実施態様は特許請求の範囲の請求項
２〜８に規定されている。
【０００７】本発明は垂直解像度強調信号の歪量（ノイ
ズおよび／または振幅応答歪）を削減してもなお、垂直
解像度強調信号は幅広のアスペクト比画像の垂直解像度
を増大するのに使用可能であるという認識に基づいてい
る。勿論、歪量の削減後には、垂直解像度強調情報の量
もまた削減されるが、この削減された垂直解像度強調情
報の量でもなお幅広のアスペクト比画像の垂直解像度を
増大することができるのである。
ズおよび／または振幅応答歪）を削減してもなお、垂直
解像度強調信号は幅広のアスペクト比画像の垂直解像度
を増大するのに使用可能であるという認識に基づいてい
る。勿論、歪量の削減後には、垂直解像度強調情報の量
もまた削減されるが、この削減された垂直解像度強調情
報の量でもなお幅広のアスペクト比画像の垂直解像度を
増大することができるのである。
【０００８】
【実施例】以下添付図面を参照し実施例により本発明を
詳細に説明する。図１では水平バーからの垂直解像度強
調信号がサンプルレート増大回路１０１に印加され、こ
の回路に（半）ナイキストフィルタ１０３が後続してい
る。サンプリングレートは非常な妨害となる折り返し成
分を排除するために倍とされる。フィルタ１０３の出力
は復調器１０５に印加され、復調器の搬送波信号入力は
好適には色副搬送波の信号を受信する。復調器１０５の
出力はサンプルレート減少回路１０９に先立つ低域通過
フィルタ１０７に接続され、回路１０９の出力はコンパ
ンディング回路１１３に接続され、回路１１３はエンコ
ーダで実行された拡大操作をもとにもどす操作をするこ
とになっている。エンコーダ（この出願では取り扱われ
ない）では、ノイズにより敏感な小さな振幅は増幅さ
れ、一方大きな振幅は現行標準テレビジョン受信装置で
目に付きすぎないようおよび／またはかかる受信装置の
正確な動作が乱されないよう水平バーの垂直解像度強調
信号を押さえるべく減衰させるよう、垂直解像度強調信
号の振幅特性が拡大される。この受信装置では、もとの
値まで小さな振幅は削減され大きな振幅は増幅される。
コンパンディング回路１１３の出力は強調された垂直解
像度を有するスクリーン一杯（すなわち、例えば５７６
本の高さ）の幅広のアスペクト比画像を創造するため、
垂直解像度強調信号の高周波数情報を水平バー（例えば
１４４本を有する）間の幅広のアスペクト比画像（例え
ば４３０本を有する）と組み合わせる組み合わせ回路
（図示されていない）に連結されている。さらに本発明
の拡張テレビジョンシステムの好適な実施態様では送信
装置の半ナイキストフィルタと受信装置の半ナイキスト
フィルタの代わりに全ナイキストフィルタが送信装置に
存在する。全ナイキストフィルタが送信装置に存在する
場合には、送信側および受信側それぞれで２つの半ナイ
キストフィルタを有しないことによる伝送スペクトルの
欠点をおぎなうため、送信装置はさらにスペクトル整形
フィルタを具え、受信装置は逆のスペクトル整形フィル
タ、例えば、５ＭＨｚの低域通過フィルタを具える。逆
のスペクトル整形フィルタ機能は低域通過フィルタ１０
７により容易に実施される。このことは受信装置がその
安定な履行が困難な半ナイキストフィルタ１０３をもは
や具えなくともよいという利点を生じる。
詳細に説明する。図１では水平バーからの垂直解像度強
調信号がサンプルレート増大回路１０１に印加され、こ
の回路に（半）ナイキストフィルタ１０３が後続してい
る。サンプリングレートは非常な妨害となる折り返し成
分を排除するために倍とされる。フィルタ１０３の出力
は復調器１０５に印加され、復調器の搬送波信号入力は
好適には色副搬送波の信号を受信する。復調器１０５の
出力はサンプルレート減少回路１０９に先立つ低域通過
フィルタ１０７に接続され、回路１０９の出力はコンパ
ンディング回路１１３に接続され、回路１１３はエンコ
ーダで実行された拡大操作をもとにもどす操作をするこ
とになっている。エンコーダ（この出願では取り扱われ
ない）では、ノイズにより敏感な小さな振幅は増幅さ
れ、一方大きな振幅は現行標準テレビジョン受信装置で
目に付きすぎないようおよび／またはかかる受信装置の
正確な動作が乱されないよう水平バーの垂直解像度強調
信号を押さえるべく減衰させるよう、垂直解像度強調信
号の振幅特性が拡大される。この受信装置では、もとの
値まで小さな振幅は削減され大きな振幅は増幅される。
コンパンディング回路１１３の出力は強調された垂直解
像度を有するスクリーン一杯（すなわち、例えば５７６
本の高さ）の幅広のアスペクト比画像を創造するため、
垂直解像度強調信号の高周波数情報を水平バー（例えば
１４４本を有する）間の幅広のアスペクト比画像（例え
ば４３０本を有する）と組み合わせる組み合わせ回路
（図示されていない）に連結されている。さらに本発明
の拡張テレビジョンシステムの好適な実施態様では送信
装置の半ナイキストフィルタと受信装置の半ナイキスト
フィルタの代わりに全ナイキストフィルタが送信装置に
存在する。全ナイキストフィルタが送信装置に存在する
場合には、送信側および受信側それぞれで２つの半ナイ
キストフィルタを有しないことによる伝送スペクトルの
欠点をおぎなうため、送信装置はさらにスペクトル整形
フィルタを具え、受信装置は逆のスペクトル整形フィル
タ、例えば、５ＭＨｚの低域通過フィルタを具える。逆
のスペクトル整形フィルタ機能は低域通過フィルタ１０
７により容易に実施される。このことは受信装置がその
安定な履行が困難な半ナイキストフィルタ１０３をもは
や具えなくともよいという利点を生じる。
【０００９】さらに、サンプルレート増大回路１０１と
サンプルレート減少回路１０９とは、これら回路を付加
することによる付加的な複雑さが付加したことによる利
点を正当化するとは思えない場合には省略される。かく
て図１図示実施例の好適な修正例では要素１０５，１０
７，１１３のみが以下に議論されるように要素１１１に
付加されて存在する。
サンプルレート減少回路１０９とは、これら回路を付加
することによる付加的な複雑さが付加したことによる利
点を正当化するとは思えない場合には省略される。かく
て図１図示実施例の好適な修正例では要素１０５，１０
７，１１３のみが以下に議論されるように要素１１１に
付加されて存在する。
【００１０】図１図示の実施例の特徴は、低域通過フィ
ルタ１０７を制御する歪み測定信号を供給する歪み測定
回路１１１にある。歪み測定回路１１１がノイズ測定回
路である場合には、拡張テレビジョン信号に見られるデ
ィジタル制御信号のビット誤りの量に基づくノイズ測定
信号を発生するだろう（'92 年２月13日出願のヨーロッ
パ特許出願 92.200.407.2 号参照) 。さらに、ノイズの
量は、垂直帰線期間または水平帰線期間内の他のディジ
タル（音声）信号か（'91 年12月13日出願のヨーロッパ
特許出願 91.203.289.3 号参照) 、幅広のアスペクト比
画像か、垂直解像度強調情報それ自身か、または垂直帰
線期間内の公知の内容を有する（テスト）信号かで測定
されてよい。ノイズ測定信号がノイズの存在を示す場合
には、低域通過フィルタ１０７の通過帯域はノイズの多
い高周波数成分を減少させるよう削減される。この削減
は漸次にまたは固定ステップで実行されてよい。
ルタ１０７を制御する歪み測定信号を供給する歪み測定
回路１１１にある。歪み測定回路１１１がノイズ測定回
路である場合には、拡張テレビジョン信号に見られるデ
ィジタル制御信号のビット誤りの量に基づくノイズ測定
信号を発生するだろう（'92 年２月13日出願のヨーロッ
パ特許出願 92.200.407.2 号参照) 。さらに、ノイズの
量は、垂直帰線期間または水平帰線期間内の他のディジ
タル（音声）信号か（'91 年12月13日出願のヨーロッパ
特許出願 91.203.289.3 号参照) 、幅広のアスペクト比
画像か、垂直解像度強調情報それ自身か、または垂直帰
線期間内の公知の内容を有する（テスト）信号かで測定
されてよい。ノイズ測定信号がノイズの存在を示す場合
には、低域通過フィルタ１０７の通過帯域はノイズの多
い高周波数成分を減少させるよう削減される。この削減
は漸次にまたは固定ステップで実行されてよい。
【００１１】図２では水平バーからの垂直解像度強調信
号が図１図示の要素１０１から１０９までに対応する復
調回路配置２０５に印加されている。復調回路配置２０
５の出力はコンバンディング回路２１３−１，２１３−
２----２１３−ｎに印加され、それら回路はｎ個の相互
に異なったコンパンディング曲線に従って動作する。例
えば、コンパンディング回路２１３−１のコンパンディ
ング曲線はエンコーダで使用される拡大曲線の逆であ
り、一方コンパンディング回路２１３−２------２１３
−ｎは中心のディジタル振幅値１２８に関する削減され
た最大振幅差を有している。選択器２１５は図１図示ノ
イズ測定回路１１１に対応するノイズ測定回路２１１に
より決定されるように、ノイズ量の観点から最適なコン
パンディング曲線を有するコンパンディング回路の出力
を選択する。選択器２１５の出力はノイズ測定信号に依
存して垂直解像度強調信号を減衰させるよう減衰器２１
７へ接続される。コンパンディング回路２１３−１,---
--２１３−ｎおよび減衰器の両者をともに有することは
必ずしも必要でないことは明らかで、一方複数のコンパ
ンディング回路２１３−１,-----２１３−ｎおよび選択
器２１５はノイズに適応するコンパンディング曲線を有
する唯一のコンパンディング回路によって置き換えられ
てもよい。
号が図１図示の要素１０１から１０９までに対応する復
調回路配置２０５に印加されている。復調回路配置２０
５の出力はコンバンディング回路２１３−１，２１３−
２----２１３−ｎに印加され、それら回路はｎ個の相互
に異なったコンパンディング曲線に従って動作する。例
えば、コンパンディング回路２１３−１のコンパンディ
ング曲線はエンコーダで使用される拡大曲線の逆であ
り、一方コンパンディング回路２１３−２------２１３
−ｎは中心のディジタル振幅値１２８に関する削減され
た最大振幅差を有している。選択器２１５は図１図示ノ
イズ測定回路１１１に対応するノイズ測定回路２１１に
より決定されるように、ノイズ量の観点から最適なコン
パンディング曲線を有するコンパンディング回路の出力
を選択する。選択器２１５の出力はノイズ測定信号に依
存して垂直解像度強調信号を減衰させるよう減衰器２１
７へ接続される。コンパンディング回路２１３−１,---
--２１３−ｎおよび減衰器の両者をともに有することは
必ずしも必要でないことは明らかで、一方複数のコンパ
ンディング回路２１３−１,-----２１３−ｎおよび選択
器２１５はノイズに適応するコンパンディング曲線を有
する唯一のコンパンディング回路によって置き換えられ
てもよい。
【００１２】このように修正されたコンパンディング曲
線は図３に示されている。このコンパンディング曲線
で、最大ディジタル振幅差は４０で、一方コンパンディ
ング回路２１３−１に使用されている修正されていない
コンパンディング曲線では最大ディジタル振幅差は８７
である。領域でのノイズを削減させるため小さな振幅は
修正されない曲線におけるよりもより小さく増幅され、
一方大きな振幅は可能などんなノイズピークをも減少さ
せるため修正されない曲線におけるよりもより小さく増
幅される。
線は図３に示されている。このコンパンディング曲線
で、最大ディジタル振幅差は４０で、一方コンパンディ
ング回路２１３−１に使用されている修正されていない
コンパンディング曲線では最大ディジタル振幅差は８７
である。領域でのノイズを削減させるため小さな振幅は
修正されない曲線におけるよりもより小さく増幅され、
一方大きな振幅は可能などんなノイズピークをも減少さ
せるため修正されない曲線におけるよりもより小さく増
幅される。
【００１３】振幅応答歪に起因する強調疑似信号の自動
的削減の方法を以下に記載する。映像スペクトル等化の
好適な実例は映像ゴーストの消去である。従来技術とし
ては米国特許 US-A-5, 121,211号に記載されているよう
なゴーストキャンセラリファレンス（ＧＣＲ）信号を使
用するゴーストキャンセラであり、これは映像信号のど
こかに組みこまれねばならぬ。このようなＧＣＲ信号に
よれば、振幅応答歪のみならず位相歪も補償される。し
かしながらかかるゴースト消去システムはなおコスト高
である。
的削減の方法を以下に記載する。映像スペクトル等化の
好適な実例は映像ゴーストの消去である。従来技術とし
ては米国特許 US-A-5, 121,211号に記載されているよう
なゴーストキャンセラリファレンス（ＧＣＲ）信号を使
用するゴーストキャンセラであり、これは映像信号のど
こかに組みこまれねばならぬ。このようなＧＣＲ信号に
よれば、振幅応答歪のみならず位相歪も補償される。し
かしながらかかるゴースト消去システムはなおコスト高
である。
【００１４】以下に導入する方法は、対象とする周波数
領域で、ベースバンドの（復調された）強調信号および
幅広いアスペクト比画像の輝度信号の対応する周波数成
分および／または周波数帯域の利得および／または電力
における差に強調信号の帯域幅を依存させることに基づ
いている。例えば変調された強調信号の周波数成分（ω
SC−ω）と（ωSC＋ω）は結果的に輝度信号の周波数ω
に対応するベースバンドの（復調された）強調信号の周
波数成分ωになる（周波数（ωSC＋ω）をもったスペク
トル成分は残留側波帯スペクトルのナイキストフランク
のより上の部分に位置する時のみ関連がある）。変調さ
れた強調信号の周波数帯域〔（ωSC−ω 2 ),（ωSC−ω
1 ）〕と〔（ωSC＋ω1 ),（ωSC＋ω2 ）〕は結果的に
ωSC＞ω 2 ＞ω1 ≧０とすれば、輝度信号の周波数帯域
〔ω1,ω2 〕に対応するベースバンドの（復調された）
強調信号の周波数帯域〔ω1,ω2 〕になる。
領域で、ベースバンドの（復調された）強調信号および
幅広いアスペクト比画像の輝度信号の対応する周波数成
分および／または周波数帯域の利得および／または電力
における差に強調信号の帯域幅を依存させることに基づ
いている。例えば変調された強調信号の周波数成分（ω
SC−ω）と（ωSC＋ω）は結果的に輝度信号の周波数ω
に対応するベースバンドの（復調された）強調信号の周
波数成分ωになる（周波数（ωSC＋ω）をもったスペク
トル成分は残留側波帯スペクトルのナイキストフランク
のより上の部分に位置する時のみ関連がある）。変調さ
れた強調信号の周波数帯域〔（ωSC−ω 2 ),（ωSC−ω
1 ）〕と〔（ωSC＋ω1 ),（ωSC＋ω2 ）〕は結果的に
ωSC＞ω 2 ＞ω1 ≧０とすれば、輝度信号の周波数帯域
〔ω1,ω2 〕に対応するベースバンドの（復調された）
強調信号の周波数帯域〔ω1,ω2 〕になる。
【００１５】ベースバンドの（復調された）強調信号お
よび対応する輝度周波数成分の利得差は
よび対応する輝度周波数成分の利得差は
【数１】 と表現され、ここでωε〔０，Ω強調〕, Ω強調＜ωSC
,ここでωは角周波数、｜Ｈ復調強調（ｊω）｜と｜Ｈ
輝度（ｊω）｜とはそれぞれ強調信号および輝度信号用
周波数応答である。
,ここでωは角周波数、｜Ｈ復調強調（ｊω）｜と｜Ｈ
輝度（ｊω）｜とはそれぞれ強調信号および輝度信号用
周波数応答である。
【００１６】実際に強調されたテレビジョン信号受信装
置をよりよく動作させるためには、強調信号の利得調整
がなされねばならない。シングルまたはマルチトーンの
利得調整が可能である。シングルトーンの利得調整を以
下に論ずるが、マルチトーンへの拡張も可能である。最
も簡単な手がかりは、例えば色飽和を調整するためテレ
ビジョン受信装置で通常使用されるように強調信号のシ
ングルトーン利得調整である。強調および輝度信号間利
得調整にとって以下の処理が実行されなければならな
い。
置をよりよく動作させるためには、強調信号の利得調整
がなされねばならない。シングルまたはマルチトーンの
利得調整が可能である。シングルトーンの利得調整を以
下に論ずるが、マルチトーンへの拡張も可能である。最
も簡単な手がかりは、例えば色飽和を調整するためテレ
ビジョン受信装置で通常使用されるように強調信号のシ
ングルトーン利得調整である。強調および輝度信号間利
得調整にとって以下の処理が実行されなければならな
い。
【００１７】強調／輝度利得における差は直流的に映像
信号の適切な基準を使用して決定される。例えば、ＰＡ
Ｌプラスシステムの場合には、色副搬送波バースト（そ
れは変調された直流のベースバンドの強調信号を形成す
る）をＩ, Ｂ, Ｇ／ＰＡＬＣＶＢＳライン２３の後半
に、輝度白ステップ基準をライン６２３の前半に組み込
むことが計画されている。
信号の適切な基準を使用して決定される。例えば、ＰＡ
Ｌプラスシステムの場合には、色副搬送波バースト（そ
れは変調された直流のベースバンドの強調信号を形成す
る）をＩ, Ｂ, Ｇ／ＰＡＬＣＶＢＳライン２３の後半
に、輝度白ステップ基準をライン６２３の前半に組み込
むことが計画されている。
【００１８】利得差が０ｄＢとは異なる量は強調信号通
路のＬＰＦ１０７の帯域を決定する。差が大きくなるほ
どＬＰＦ強調帯域幅は小さくなければならない。帯域幅
削減フィルタ操作がディジタルフィルタで履行される。
このディジタルフィルタはフィルタ係数の新しい組が再
ロード可能な型のものでなければならない。多くの異な
った低域通過フィルタに印加される多くのフィルタ係数
の組はメモリを使用して有効になさる。メモリの表には
利得調整形態を数多くのフィルタ係数の適正な組に変形
する値が保持されている。この組はディジタルフィルタ
に転写される。新しい低域通過フィルタ特性がかくて設
置される。
路のＬＰＦ１０７の帯域を決定する。差が大きくなるほ
どＬＰＦ強調帯域幅は小さくなければならない。帯域幅
削減フィルタ操作がディジタルフィルタで履行される。
このディジタルフィルタはフィルタ係数の新しい組が再
ロード可能な型のものでなければならない。多くの異な
った低域通過フィルタに印加される多くのフィルタ係数
の組はメモリを使用して有効になさる。メモリの表には
利得調整形態を数多くのフィルタ係数の適正な組に変形
する値が保持されている。この組はディジタルフィルタ
に転写される。新しい低域通過フィルタ特性がかくて設
置される。
【００１９】かくして低域通過フィルタされた強調信号
に印加されるべき利得調整が得られる。この方法により
輝度および強調周波数成分間利得差絶対値の最大値が減
少され、その結果強調疑似信号（artifact) がより小さ
くなる。図４にその実施の概略構成を示す。復調器１０
５（図１参照）からの入力強調信号ＥＳinと幅広のアス
ペクト比画像輝度信号Ｙとは利得差決定回路４１９に印
加され、回路４１９はＤＣでの利得差ΔＧを決定する。
入力強調信号ＥＳinはまたディジタル低域通過フィルタ
４０７へ印加され、フィルタ４０７の係数は利得差決定
回路４１９により制御される係数メモリ４２１から得ら
れる。利得差決定回路４１９はまた低域通過フィルタさ
れた強調信号を受信する利得調整回路４１７を制御し、
コンパンディング回路１１３（図１参照）によりさらに
処理される出力強調信号ＥＳout を供給する。
に印加されるべき利得調整が得られる。この方法により
輝度および強調周波数成分間利得差絶対値の最大値が減
少され、その結果強調疑似信号（artifact) がより小さ
くなる。図４にその実施の概略構成を示す。復調器１０
５（図１参照）からの入力強調信号ＥＳinと幅広のアス
ペクト比画像輝度信号Ｙとは利得差決定回路４１９に印
加され、回路４１９はＤＣでの利得差ΔＧを決定する。
入力強調信号ＥＳinはまたディジタル低域通過フィルタ
４０７へ印加され、フィルタ４０７の係数は利得差決定
回路４１９により制御される係数メモリ４２１から得ら
れる。利得差決定回路４１９はまた低域通過フィルタさ
れた強調信号を受信する利得調整回路４１７を制御し、
コンパンディング回路１１３（図１参照）によりさらに
処理される出力強調信号ＥＳout を供給する。
【００２０】強調情報の増大量が輝度信号に加えられる
と、見かけの強調疑似信号が増大するから、強調帯域幅
減少関数は強調−輝度利得差の非対称関数かもしれな
い。このシングルトーンへのてがかりの変形は、一方で
は、ベースバンドの（復調された）強調信号（強調信号
処理通路を介する）と他方では、対応する輝度信号（輝
度通路を介する）との間の電力差の測定の付加がある。
この目的に使用できる基準信号は US-A-5, 121,211号に
記載されているようにＧＣＲ信号であり、それはその信
号が平坦な電力スペクトル密度関数であるからである。
これら２つの電力測定のｄＢで表わした差はｄＢで表し
た輝度／強調信号利得差に加算されるべきである。ｄＢ
で表わした絶対値比が大きくなるほど通過の強調帯域幅
は小さくされるべきである。図５にこの方法の実施例が
呈示されている。図５の実施例は図４のそれと以下の点
で異なる。すなわち係数メモリ４２１は利得差決定回路
４１９のみならず、輝度信号Ｙと入力強調信号ＥＳinと
を受信する電力差決定回路５２３によっても制御され
る。電力差は周波数範囲〔０，Ω〕にわたり決定され
る。差決定回路４１９と５２３の出力信号は絶対値決定
回路５２５と５２７それぞれで出力信号の絶対値を採っ
た後加算器５２９により加算される。加算器５２９は係
数メモリ４２１を制御する。
と、見かけの強調疑似信号が増大するから、強調帯域幅
減少関数は強調−輝度利得差の非対称関数かもしれな
い。このシングルトーンへのてがかりの変形は、一方で
は、ベースバンドの（復調された）強調信号（強調信号
処理通路を介する）と他方では、対応する輝度信号（輝
度通路を介する）との間の電力差の測定の付加がある。
この目的に使用できる基準信号は US-A-5, 121,211号に
記載されているようにＧＣＲ信号であり、それはその信
号が平坦な電力スペクトル密度関数であるからである。
これら２つの電力測定のｄＢで表わした差はｄＢで表し
た輝度／強調信号利得差に加算されるべきである。ｄＢ
で表わした絶対値比が大きくなるほど通過の強調帯域幅
は小さくされるべきである。図５にこの方法の実施例が
呈示されている。図５の実施例は図４のそれと以下の点
で異なる。すなわち係数メモリ４２１は利得差決定回路
４１９のみならず、輝度信号Ｙと入力強調信号ＥＳinと
を受信する電力差決定回路５２３によっても制御され
る。電力差は周波数範囲〔０，Ω〕にわたり決定され
る。差決定回路４１９と５２３の出力信号は絶対値決定
回路５２５と５２７それぞれで出力信号の絶対値を採っ
た後加算器５２９により加算される。加算器５２９は係
数メモリ４２１を制御する。
【００２１】以上説明してきた実施例は本願発明を限定
するものではなく、本願発明の特許請求の範囲に規定し
た発明の要旨内で各種の変形および変更の可能なことは
当業者にとり自明であることに注意されたい。例えば、
垂直解像度強調情報が副搬送波で変調された低周波数部
分と変調されない高周波数部分とに分割される拡張され
たテレビジョンシステムでは（ヨーロッパ特許 '92年８
月13日出願の92.202.496.3 号参照) 、２つの低周波数
および高周波数部分は小さな歪量のみが存在する時には
垂直解像度を強調するのに使用されてよく、一方より大
きな歪量の時には低周波数部分のみが使用され、歪量が
高い時には強調が幅広のアスペクト比画像には適用され
ない。
するものではなく、本願発明の特許請求の範囲に規定し
た発明の要旨内で各種の変形および変更の可能なことは
当業者にとり自明であることに注意されたい。例えば、
垂直解像度強調情報が副搬送波で変調された低周波数部
分と変調されない高周波数部分とに分割される拡張され
たテレビジョンシステムでは（ヨーロッパ特許 '92年８
月13日出願の92.202.496.3 号参照) 、２つの低周波数
および高周波数部分は小さな歪量のみが存在する時には
垂直解像度を強調するのに使用されてよく、一方より大
きな歪量の時には低周波数部分のみが使用され、歪量が
高い時には強調が幅広のアスペクト比画像には適用され
ない。
【図１】本発明に係る拡張テレビジョン信号受信装置第
１の実施例の部分ブロック線図。
１の実施例の部分ブロック線図。
【図２】本発明に係る拡張テレビジョン信号受信装置第
２の実施例の部分ブロック線図。
２の実施例の部分ブロック線図。
【図３】ノイズのある垂直解像度強調信号用コンパンデ
ィング曲線。
ィング曲線。
【図４】図１図示ブロック線図の第１の好適な部分詳細
図。
図。
【図５】図１図示ブロック線図の第２の好適な部分詳細
図。 １０１ サンプルレート増大回路 １０３ 半ナイキストフィルタ １０５ 復調器 １０７ 低域通過フィルタ １０９ サンプルレート減少回路 １１１ 歪み測定回路 １１３ コンパンディング回路 ２０５ 復調回路配置 ２１１ ノイズ測定回路 ２１３ コンパンディング回路 ２１５ 選択器 ２１７ 減衰器 ４０７ディジタル低域通過フィルタ ４１７ 利得調整回路 ４１９ 利得差決定回路 ４２１ 係数メモリ ５２３ 電力差決定回路 ５２５，５２７ 絶対値決定回路 ５２９ 加算器
図。 １０１ サンプルレート増大回路 １０３ 半ナイキストフィルタ １０５ 復調器 １０７ 低域通過フィルタ １０９ サンプルレート減少回路 １１１ 歪み測定回路 １１３ コンパンディング回路 ２０５ 復調回路配置 ２１１ ノイズ測定回路 ２１３ コンパンディング回路 ２１５ 選択器 ２１７ 減衰器 ４０７ディジタル低域通過フィルタ ４１７ 利得調整回路 ４１９ 利得差決定回路 ４２１ 係数メモリ ５２３ 電力差決定回路 ５２５，５２７ 絶対値決定回路 ５２９ 加算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ヨハネス イツェブランド ティチェラー ル オランダ国 5621 ベーアー アインドー フェン フルーネヴァウツウェッハ１ (72)発明者 テオニス プート オランダ国 5621 ベーアー アインドー フェン フルーネヴァウツウェッハ １ (72)発明者 テオドラ ルウィス ハーマン オランダ国 5621 ベーアー アインドー フェン フルーネヴァウツウェッハ１ (72)発明者 ウィルヘルムス アンナ ファン デ ホ ール オランダ国 5621 ベーアー アインドー フェン フルーネヴァウツウェッハ １ (72)発明者 レーンデルト テオニス ローゼンダール オランダ国 5621 ベーアー アインドー フェン フルーネヴァウツウェッハ １ (72)発明者 フランシスカス ウィルヘルムス ペトラ ス フレースウエイク オランダ国 5621 ベーアー アインドー フェン フルーネヴァウツウェッハ １
Claims (8)
- 【請求項１】 幅広のアスペクト比画像と少なくとも１
つの水平バーとが標準アスペクト比画像を形成するよ
う、ともにコード化された拡張テレビジョン信号を受信
する受信装置において、前記少なくとも１つの水平バー
が垂直解像度強調情報を伝達し、前記拡張テレビジョン
信号受信装置が、それに含まれる歪量を削減するため前
記垂直解像度強調情報を修正する手段と、強調された幅
広のアスペクト比画像を提供するため、前記幅広のアス
ペクト比画像と前記修正された垂直解像度強調情報とを
組合わせる手段と、を具えることを特徴とする拡張テレ
ビジョン信号受信装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の受信装置において、前記
修正手段がそれに含まれるノイズ量に依存した垂直解像
度強調信号振幅を適応させる手段を具えることを特徴と
する拡張テレビジョン信号受信装置。 - 【請求項３】 請求項２記載の受信装置において、前記
適応手段がノイズ測定信号により制御される増幅器を具
えることを特徴とする拡張テレビジョン信号受信装置。 - 【請求項４】 請求項２記載の受信装置において、前記
適応手段が前記垂直解像度強調信号を受信するため連結
された複数のコンパンディング回路と、ノイズ測定信号
に依存して前記複数のコンパンディング回路のなかの１
つを選択する選択回路と、を具えることを特徴とする拡
張テレビジョン信号受信装置。 - 【請求項５】 請求項１記載の受信装置において、前記
修正手段が前記垂直解像度強調信号を低域通過フィルタ
させる手段を備え、前記低域通過フィルタを歪測定信号
に依存させることを特徴とする拡張テレビジョン信号受
信装置。 - 【請求項６】 請求項２から５いずれかに記載の受信装
置において、前記測定信号を前記拡張テレビジョン信号
に含まれる制御信号のビット誤り率に依存させることを
特徴とする拡張テレビジョン信号受信装置。 - 【請求項７】 請求項５記載の受信装置において、前記
歪測定信号が振幅応答歪量を表わすとともに、前記受信
装置がさらに前記歪測定信号を発生すべく復調された垂
直解像度強調信号と輝度信号間利得差を決定するため、
前記復調された垂直解像度強調信号と幅広のアスペクト
比画像の前記輝度信号とを受信すべく連結された利得差
決定手段を具えることを特徴とする拡張テレビジョン信
号受信装置。 - 【請求項８】 請求項７記載の受信装置において、前記
復調された垂直解像度強調信号と前記輝度信号間電力差
を前記復調された垂直解像度強調信号の周波数レンジに
わたり決定するため、前記復調された垂直解像度強調信
号と前記輝度信号とを受信すべくそれらに連結された電
力差決定手段と、前記歪測定信号を発生させるため、利
得および電力差決定手段の出力信号の絶対値を受信すべ
くそれらに連結された加算手段とを具えることを特徴と
する拡張テレビジョン信号受信装置。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP92202693 | 1992-09-07 | ||
| EP93200212 | 1993-01-26 | ||
| NL93200212:4 | 1993-01-26 | ||
| NL92202693:5 | 1993-01-26 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06189271A true JPH06189271A (ja) | 1994-07-08 |
Family
ID=26131676
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5221036A Pending JPH06189271A (ja) | 1992-09-07 | 1993-09-06 | 拡張テレビジョン信号受信装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5432557A (ja) |
| JP (1) | JPH06189271A (ja) |
| KR (1) | KR940008469A (ja) |
| AU (1) | AU667566B2 (ja) |
| DE (1) | DE69319980T2 (ja) |
| ES (1) | ES2121933T3 (ja) |
| FI (1) | FI933881A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| USRE39412E1 (en) * | 1995-02-15 | 2006-11-28 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Optical information medium, and method and apparatus for fabricating the same |
| US5681634A (en) | 1995-02-15 | 1997-10-28 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Optical information medium, and method and apparatus for fabricating the same |
| EP1579411B1 (en) * | 2002-12-20 | 2012-10-10 | Trident Microsystems (Far East) Ltd. | Apparatus for re-ordering video data for displays using two transpose steps and storage of intermediate partially re-ordered video data |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4684989A (en) * | 1986-02-07 | 1987-08-04 | Rca Corporation | Signal background noise detector |
| US5010405A (en) * | 1989-02-02 | 1991-04-23 | Massachusetts Institute Of Technology | Receiver-compatible enhanced definition television system |
| GB8911493D0 (en) * | 1989-05-18 | 1989-07-05 | Indep Broadcasting Authority | Data transmission in the active picture period |
| JPH0810927B2 (ja) * | 1989-06-07 | 1996-01-31 | 株式会社東芝 | 多重信号伝送及び受信装置及びその方法 |
| US5005082A (en) * | 1989-10-03 | 1991-04-02 | General Electric Company | Video signal compander adaptively responsive to predictions of the video signal processed |
| US5121211A (en) * | 1990-10-09 | 1992-06-09 | North American Philips Corporation | System for echo cancellation comprising an improved ghost cancellation reference signal |
| DE69124142T2 (de) * | 1990-06-06 | 1997-07-10 | Philips Electronics Nv | Erweitertes Fernsehsystem mit Letterboxverfahren |
| JPH04262692A (ja) * | 1991-02-15 | 1992-09-18 | Sharp Corp | サイドパネル方式ワイドアスペクトテレビジョン受像機 |
| JPH04326275A (ja) * | 1991-04-25 | 1992-11-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | テレビジョン信号処理方法と処理装置 |
| US5384599A (en) * | 1992-02-21 | 1995-01-24 | General Electric Company | Television image format conversion system including noise reduction apparatus |
| US5225907A (en) * | 1992-03-26 | 1993-07-06 | Rca Thomson Licensing Corporation | Television signal scan conversion system with reduced noise sensitivity |
-
1993
- 1993-08-25 US US08/111,679 patent/US5432557A/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-08-31 DE DE69319980T patent/DE69319980T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1993-08-31 ES ES93202534T patent/ES2121933T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1993-09-06 AU AU46172/93A patent/AU667566B2/en not_active Ceased
- 1993-09-06 JP JP5221036A patent/JPH06189271A/ja active Pending
- 1993-09-06 KR KR1019930017776A patent/KR940008469A/ko not_active Application Discontinuation
- 1993-09-06 FI FI933881A patent/FI933881A/fi unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FI933881A0 (fi) | 1993-09-06 |
| US5432557A (en) | 1995-07-11 |
| DE69319980D1 (de) | 1998-09-03 |
| FI933881A (fi) | 1994-03-08 |
| DE69319980T2 (de) | 1999-03-11 |
| AU4617293A (en) | 1994-04-21 |
| KR940008469A (ko) | 1994-04-29 |
| ES2121933T3 (es) | 1998-12-16 |
| AU667566B2 (en) | 1996-03-28 |
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