JPH0618351B2 - 音楽信号の通信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、音楽信号を伝送したり記憶したりするために
この信号をデジタルでエンコードする技術に係る。

音楽信号に対してデジタル伝送媒体やデジタル記憶媒体
を用いると、雑音裕度を大きくとれるので、このような
媒体を用いた場合には、古くから知られているアナログ
伝送技術やアナログ記憶技術よりも便利である。即ち、
デジタル伝送技術やデジタル記憶技術を用いた時には、
伝送媒体又はメモリ媒体に本来ある雑音が最終的な再生
音楽信号に及ぼす影響が、アナログ装置の場合よりも相
当に小さいものとなる。

これまでに提案されている代表的な公知のデジタル式音
楽信号エンコード装置では、アナログ−デジタル変換器
を用いて、音楽信号に相当するアナログ入力信号が一連
のデジタルワードに変換されている。各々のデジタルワ
ードは、一般に、特定の時点におけるアナログ信号の振
巾を表わすビットを１４個ないし１６個含んでいる。良
く知られたナイキストのサンプリング理論によれば、デ
ジタルデータワードを形成するためにアナログ信号をサ
ンプリングする速度は、装置で処理さるべき最高周波数
の少なくとも２倍でなければならない。従つて、再生し
ようとする最高の周波数が１５KHzないし２０KHzのレン
ジであるような代表的な音楽信号エンコード装置におい
ては、サンプリング速度が少なくとも３０KHzないし４
０KHzでなければならない。

このような公知のデジタル装置は、音楽信号の通信に要
するデータ速度及びこれらの音楽信号をデジタル形態で
記憶するのに要するデータ記憶容量が、アナログ形態の
場合に必要とされる同様のデータ通信速度及び記憶容量
よりも著しく大きいという点で、大きな欠点がある。例
えば、サンプリング速度として４４KHzを選択しそして
サンプルサイズとして１４ビツトを選択した場合に、２
つのチヤンネルを用いるステレオ装置では、１秒当たり
１２３万ビツトが必要となる。同じ条件で、１６ビツト
サンプルを用いたとすれば、１秒当たり１４０万ビツト
が必要となる。このような所要データ速度及びそれに対
応する所要記憶容量は、アナログ式の音楽装置で現在利
用できる容量をはるかに越えるものである。従つて、こ
の形式のデジタル式音楽信号伝送装置や記憶装置では、
一般に、所要のデータ速度及び記憶容量を得るために、
ビデオデイスクやビデオカセツトレコーダのようなビデ
オ記憶技術を用いることに特定される。従つて、このよ
うなデジタル装置のコストや複雑さは、これに代わるア
ナログ装置をはるかに越えたものとなる。

本発明の目的は、必要とするデータ速度及び記憶容量を
相当に低くするようなやり方で音楽信号のデジタル表示
体を通信したり記憶したりする方法を提供することであ
る。アナログの音楽信号を受信し、これを本発明の原理
に基いてデジタルデータに変換し、このデジタルデータ
を或るユニツトに送つてこれをアナログ形態に変換し直
すような装置と共に、上記の方法を説明する。本発明の
ここに述べる別の特徴によれば、アナログの音楽信号を
受信し、これを本発明の原理に基いてデジタルデータに
変換し、これがデジタルデータメモリに記憶される。次
いで、このデジタルデータメモリをその関連ユニットに
接続し、該ユニットはメモリに記憶されたデジタルデー
タを読み出し、これをアナログ形態に変換し直し、そし
てアナログの音楽信号を出力する。

本発明の別の目的は、音楽信号をデジタル形態で表わし
たことによる利点を用いることによつて音楽信号の周波
数をフイルタする簡単な手段を提供することである。

本発明の１実施例によれば、アナログの音楽信号は、複
数の繰り返しサンプリングインターバルにおけるアナロ
グ音楽信号の振巾を表わす一連のデジタルデータワード
に変換される。時間ドメインと称するやり方で構成され
たこの１組のデータワードは、公知のフーリエ変換器に
よつて周波数ドメインに変換される。本発明の原理によ
れば、少なくとも１組の周波数に対し、時間ドメインの
デジタルデータワードから離散的フーリエ変換係数が計
算される。各組の周波数は、主周波数と、これに対して
オクターブの関係を有する少なくとも１つの周波数とを
含む。

本発明の更に別の特徴によれば、これらの組の周波数
は、各組の主周波数が主オクターブの全体にわたつて同
じ割合いの周波数間隔だけ離されるように選択される。
本発明の更に別の特徴によれば、これらの主周波数の各
々は選択された別々の音符に対応する。本発明の更に別
の特徴によれば、主オクターブの各音符の所定周波数レ
ンジ内に複数の主周波数が配置される。

本発明の更に別の実施例においては、選択された周波数
における複素数の離散的フーリエ変換係数が、実数部及
び虚数部を有する直交座標形態から、大きさ部及び角度
部を有する極座標形態に変換される。人間の耳は情報の
大きさ部に対する感度よりも情報の角度部に対する感度
の方が低いことが分つているので、角度部は大きさ部よ
りも少数のビットで表わされる。本発明の更に別の特徴
によれば、情報を著しく失なうことなくデータ速度を更
に低下させるために、複素数の離散的フーリエ変換係数
の大きさ部が対数形態に変換される。

本発明の更に別の実施例においては、複素数の離散的フ
ーリエ変換係数の大きさ部をその対応周波数に関連した
量だけ修正することによつて周波数フイルタの作用が得
られる。大きさ部が比例形態である場合には、各々の大
きさ部に、その関連周波数のフイルタ値に対応する係数
を乗算することにより、この修正が行なわれる。大きさ
部が対数形態の場合には、その対応周波数に基いて選択
された所定数値を各々の大きさ部に加えることにより、
この修正が行なわれる。

本発明の上記及び他の目的並びに特徴は、添付図面を参
照した以下の詳細な説明より明らかとなろう。

以下、添付図面を参照して本発明を詳細に述べる。第１
図は本発明によるエンコード装置の好ましい実施例を示
す。第５図は本発明によるデコード装置の好ましい実施
例を示す。或る通信チヤンネルを経て音楽信号を送るよ
うなシステムにおいては、第１図に示された装置が送信
ステーシヨンは配置され、そして第５図に示された装置
が受信ステーシヨンに配置される。レコード盤や、或る
形式の磁気記録媒体例えば磁気デイスクや、磁気テープ
又はカセツトのような幾つかの携帯メモリ装置に音楽信
号を記憶する場合には、第１図に示された装置を用い
て、メモリへ送るべき音楽信号がエンコードされ、そし
て第５図に示された装置を用いて、この携帯メモリから
読み出されたデジタルデータがデコードされる。

第１図は本発明によるエンコード装置１００の好ましい
実施例を示す。アナログ入力信号はアナログ入力１０１
を経て受け取られ、アナログ−デジタルコンバータ１１
０へ送られる。このアナログ−デジタルコンバータ１１
０はアナログ入力に対応する一連のデジタルデータワー
ドを作り出す。アナログ−デジタルコンバータ１１０か
らのこの一連のデジタルデータワードはフーリエ変換手
段１２０へ送られる。このフーリエ変換手段１２０は、
アナログ−デジタルコンバータ１１０からの時間ドメイ
ンのデジタルデータを、選択された周波数における周波
数ドメインのデジタルデータに変換する。この周波数ド
メインのデジタルデータは直交座標−極座標変換手段１
３０へ送られる。この直交座標−極座標変換手段１３０
は、フーリエ変換手段１２０から受けた複素数の離散的
フーリエ変換係数を、実数部及び虚数部を有する直交座
標形態から、大きさ部及び角度部を有する極座標形態に
変換する。この極座標形態の複素数データは対数変換手
段１４０へ送られる。この対数変換手段１４０は、複素
数データの大きさ部を対数形態に変換する。このように
変換された極座標形態の複素数データは対数変換手段１
４０からデジタルフイルタ150へ送られる。このデジタ
ルフイルタ１５０は各々の複素数係数の大きさ部を選択
的に修正する。この修正は、選択的な周波数フイルタ作
用を果たすように、特定の複素数の離散的フーリエ変換
係数の周波数に基いて行なわれる。デジタルフイルタ１
５０からの複素数の離散的フーリエ変換係数の出力はメ
モリ手段１６０又は通信チヤンネル１７０へ送られる。
メモリ１６０は、これらの複素数の離散的フーリエ変換
係数を、後で読み出して使用するために記憶する。通信
チヤンネル１７０は、これらの複素数の離散的フーリエ
変換係数を別の受信・デコード装置へ送る。

アナログ−デジタルコンバータ１１０は、入力１０１に
受けたアナログ入力データを一連のデジタルデータワー
ドに変換するように働く。このアナログ−デジタルコン
バータ１１０は、ローパスフイルタ１１１と、サンプル
・ホールド装置112と、クロツク１１３と、デジタイザ
１１４とを備えている。ローパスフイルタ１１１のカツ
トオフ周波数は、入力１０１へ送られる予想される入力
信号の当該最高周波数に等しい。音楽信号が入力１０１
へ送られるような代表的な装置においては、ローパスフ
イルタ１１１のカツトオフ周波数が１５KHzないし２０K
Hzである。ローパスフイルタ１１１は、構成されたアナ
ログ信号に干渉する他の高周波信号がサンプル・ホール
ド装置112へ送られないようにするために使用される。
サンプル・ホールド装置１１２は、ローパスフイルタ１
１１からのフイルタされた出力を受け取る。クロツク１
１３により決定された時間間隔で、サンプル・ホールド
装置１１２は、これに送られるアナログ信号の振巾を周
期的にサンプリングし、そしてこのサンプルを、次のサ
ンプルが取り出されるまで保持する。サンプル・ホール
ド装置112は、典型的に、出力コンパシタ（Compacito
r）を駆動するゲート式増巾器の形態をとり、出力コン
パシタはサンプリング間隔に比べて時定数が比較的大き
い回路に接続される。サンプル・ホールド装置１１２か
らのサンプリングされた大きさ信号は、クロツク１１３
からの信号と共にデジタイザ１１４へ送られる。デジタ
イザ１１４は、サンプリングされた信号の大きさに対応
する値を有したデジタルデータワードを形成する。

第２図、第３図及び第４図は、第１図に示されたデジタ
イザ１１４の色々な実施例を示している。第２図は傾斜
電圧型のデジタイザを示している。サンプル・ホールド
装置１１２からのサンプル電圧は比較器１０３の非反転
(+)入力に送られる。傾斜電圧発生器１０４の出力は比
較器１０３の反転(-)入力に送られる。クロツク１１３
からの信号は、傾斜電圧発生器１０４の作動を開始及び
リセツトさせると共に、フリツプ−フロツプ１０５をセ
ツトさせる。フリツプ−フロツプ１０５は、これがセツ
トされると、ノアゲート１０７の一方の入力に論理高信
号を与える。従つて、ノアゲート107は、発振器１０６
からの信号をカウンタ１０８へ通すインバータとして働
く。発振器１０６の周波数はクロツク１１３の周波数よ
りも非常に高い値に選択される。傾斜電圧発生器１０４
からの電圧は小さな値から始まつて直線的に増加する
が、この電圧がサンプル・ホールド装置１１２からの電
圧に交差した時に、比較器１０３の出力がフリツプ−フ
ロツプ１０５をリセツトする。従つて、ノアゲート１０
７はもはや発振器１０６の出力をカウンタ１０８へ通せ
ない。この時、カウンタ１０８に蓄積されたカウントで
は、傾斜電圧発生器１０４からの電圧がサンプリングさ
れた電圧に達するまでに要する時間に直接関係し、ひい
ては、サンプリングされた電圧に比例する。カウンタ１
０８はサンプル・ホールド装置１１２のサンプリング時
期と同期されるようにクロツク１１３からの信号によつ
て作動が開始されたりリセツトされたりする。

第３図は追跡カウンタ型のデジタイザを示している。サ
ンプル・ホールド装置１１２からの電圧は比較器１０３
の非反転(+)入力に送られる。比較器１０３の出力はア
ップ／ダウンカウンタ１１５のアツプ／ダウン制御入力
に送られる。アツプ／ダウンカウンタ１１５は発振器１
０６によつて駆動される。アツプ／ダウンカウンタ１１
５の出力は所望のデジタルデータワード出力であるが、
この出力はデジタル−アナログコンバータ１１６に送ら
れる。デジタル−アナログコンバータ１１６はデジタル
データワードに比例したアナログ電圧を発生し、このア
ナログ信号を比較器１０３の反転(-)入力に与える。デ
ジタル−アナログコンバータ１１６は、デジタル−アナ
ログコンバータ250について以下に述べると同様に作動
する。第３図に示された装置は、アツプ／ダウンカウン
タ１１５に蓄積されたカウントを、サンプリングされた
電圧に比例させるようなフイードバツクループを備えて
いる。アツプ／ダウンカウンタ１１５のカウンタが小さ
過ぎる場合には、デジタル−アナログコンバータ１１６
が、サンプリングされた電圧よりも小さな出力信号を発
生する。この場合、比較器１０３はアツプ／ダウンカウ
ンタ１１５をカウントアツプモードにする。一方、アツ
プ／ダウンカウンタ１１５のカウントが大き過ぎる場合
には、デジタル−アナログコンバータ１１６からの出力
が、サンプリングされた電圧より大きくなる。この場合
は、比較器１０３の出力がアツプ／ダウンカウンタ１１
５にカウントダウンモードにする。このようにして、フ
イードバツクループは、アツプ／ダウンカウンタ１１５
が所望のデジタルデータワードカウントに向う方向にカ
ウントを行なうようにする。アツプ／ダウンカウンタ１
１５はサンプル・ホールド装置１１２と同期されるよう
にクロツク１１３からの信号によつて作動がリセツトさ
れたり開始されたりする。第３図に示された装置は典型
的に最下位ビツトを１と０との間で切換えるので、アツ
プ／ダウンカウンタ１１５には、所望のデジタルデータ
ワードに対して必要とされるビツト以外にもう１つのビ
ツトが含まれるのが一般的であることに注意されたい。

第４図は連続近似型のデジタイザを示している。サンプ
ル・ホールド装置１１２からのサンプル電圧は比較器１
０３の非反転(+)入力に送られる。第３図に示された例
と同様に、デジタル−アナログコンバータ１１６はアナ
ログ電圧を比較器１０３の反転(-)入力に供給する。比
較器１０３の出力はシーケンサ１１７のアツプ／ダウン
入力に送られる。シーケンサ１１７は、最上位ビツトで
始まつて最下位ビツトで終わるプリセツト可能なカウン
タ１１８のカウントをプリセツトする。最初、このプリ
セツト可能なカウンタ１１８に蓄積されたカウントは完
全にゼロであり、従つてデジタル−アナログコンバータ
からの出力はサンプル電圧よりも小さい。次いで最上位
ビツトが１にセツトされ、従つて、デジタル−アナログ
コンバータ116は、プリセツト可能なカウンタ１１８に
蓄積されたデジタルデータワードによつて制御される中
間レンジの電圧を発生する。デジタル−アナログコンバ
ータ１１６からの電圧出力がまだサンプル電圧より小さ
い場合には、比較器１０３からの出力が不変であり、最
上位ビツトの所要値は１である。デジタル−アナログコ
ンバータ１１６からの出力がサンプル電圧より大きくな
ると、比較器１０３からの出力が反転し、それ故、最上
位ビツトはゼロになる。次いで最上位から２番目のビツ
トが１にセツトされ、比較器１０３によつて再び比較が
行なわれて、このビツトに対する適正値がゼロであるか
１であるかを決定される。このプロセスは、これらの各
ビツトがこのようにセツトされるまで、プリセツト可能
なカウンタ１１８の全ビツトに対して続けられる。シー
ケンサ１１７は、サンプル・ホールド装置１１２と同期
されるように、クロツク１１３からの信号によつて作動
がリセツトされたり開始されたりする。

アナログ−デジタルコンバータ１１０からのデジタルデ
ータワードはフーリエ変換手段１２０へ送られる。フー
リエ変換手段１２０は、アナログ−デジタルコンバータ
１１０から受けた時間ドメインのデータを、特定の１組
の選択された周波数における周波数ドメインのデータに
変換する。フーリエ変換手段１２０は、１２１，１２２
及び１２３で示された１群の離散的フーリエ変換器（DF
T）を備えている。ここでは、相当量の計算が必要とさ
れると共に、離散的フーリエ変換係数を計算すべきとこ
ろの選択された周波数が特定のやり方で編成されるため
に、このような１群の離散的フーリエ変換器が必要にな
る。これらの離散的フーリエ変換器は時間ドメインにお
いてサンプリングされたデータに対して高速フーリエ変
換を行なう。フーリエ変換は、時間ドメインにおいてサ
ンプリングされたデータからフーリエ変換係数を計算す
るのに必要な計算を簡単化するようにマトリクス演算を
利用する数学技術である。この数学技術は、データ計算
要の専用ハードウエアを含む実施例にも、プログラム式
デジタルコンピュータを用いた実施例にも等しく適用で
きる。ここに取り上げる使い方では、約５０ミリ秒のア
ナログ入力に対応する１組のデジタルデータワードが離
散的フーリエ変換器の入力に与えられる。公知の典型的
な使い方では、離散的フーリエ変換器の出力は、１組の
比較的に間隔のとられた周波数に対応する１組の複素数
の離散的フーリエ変換係数であり、上記の間隔はデータ
ブロツクで表わされたデータの長さの逆数に相当する。
従つて、例えば、長いデータワードブロツクをサンプリ
ングする程、大きな周波数分析力を得ることができる
が、この大きな周波数分析力を有するデータを得るため
の計算量もそれに応じて増大する。ここで取り上げる離
散的フーリエ変換器の使い方では、これらの比較的に間
隔のとられた周波数の各々に対して複素数の離散的フー
リエ変換係数が計算されるのではなく、特定の離散的フ
ーリエ変換を解くことのできる最低周波数である主周波
数に対してのみ離散的フーリエ変換係数が計算される。
これはデータサンプルの長さに関連すると共に、主周波
数に対してオクターブの関係をもつ周波数にも関連して
いる。従つて、離散的フーリエ変換係数は、主周波数Ｆ
と、式 （但しｎは整数）に合致する周波数とに対してのみ計算
される。これらの周波数のみに対する離散的フーリエ変
換係数の計算は、他の周波数に対応する離散的フーリエ
変換係数の計算に要するマトリクス演算を除外するよう
に高速フーリエ変換計算法を若干修正することによつて
行なわれる。

オクターブ関係をもつ多数の組の周波数に対して離散的
フーリエ変換係数を計算するために、フーリエ変換手段
１２０は複数の離散的フーリエ変換器１２１，１２２及
び１２３を含むように図示されている。従つて、各々の
離散的フーリエ変換器はアナログ−デジタルコンバータ
１１０からの異なつた数の連続的な時間ドメインのサン
プルに対して作動し、主オクターブ内に主周波数をもつ
１組の周波数に対して離散的フーリエ変換係数を作り出
す。

離散的フーリエ変換手段の作用が第７図に一般的に示さ
れている。曲線３０１は入力１０１に送られる音楽信号
に対応するもので、これは時間ドメインである。アナロ
グ−デジタルコンバータ１１０はサンプル３０２で指示
された各時間における曲線３０１の振巾に対応するデジ
タルデータワードを形成する。これらのデジタルデータ
ワードは群３０３で指示されたサンプル群として離散的
フーリエ変換手段に送られる。前記したように、サンプ
ル群の長さは離散的フーリエ変換の周波数分析力を決定
する。曲線３０４は曲線３０１で示されたアナログ波形
のフーリエ変換を表わしており、曲線３０４は曲線３０
１に時間ドメインで表わされた同じ情報を周波数ドメイ
ンで表わしていることが理解される。サンプル３０２の
サンプル群３０３を公知技術に基いて離散的フーリエ変
換器に送ると、サンプル群３０３の時間長の逆数だけ周
波数が離された複数の離散的フーリエ変換係数３０５が
形成される。これらの離散的フーリエ変換係数の各々
は、曲線３０１で示されたアナログ波の特定周波数にお
ける周波数ドメインサンプルに対応する複素数であるこ
とに注意されたい。本発明によれば、これらの離散的フ
ーリエ変換係数の副組のみが計算される。この副組は選
択された周波数３０６で示されている。本発明によれ
ば、この選択された周波数３０６は、多数の主周波数
と、その各々に対してオクターブの関係をもつ１群の周
波数とを含む。

選択された周波数における複素数の離散的フーリエ変換
係数はフーリエ変換手段１２０から直交座標−極座標変
換手段１３０へ送られる。フーリエ変換手段１２０によ
り形成された複素数は直交座標形態であることに注意さ
れたい。即ち、これら複素数の各々は実数部と、これに
直交する虚数部とで表わされる。直交座標−極座標変換
手段１３０はこれらの複素数の各係数を直交座標表示か
ら極座標表示へと変換する。極座標表示では、これら複
素数の各々が大きさ部と、角度部とを有する。直交座標
形態の複素数は次式によつて極座標形態の複素数に変換
される。

但し、Ｍは極座標表示の大きさ部であり、Ａはその角度
部であり、そしてＲは直交座標表示の実数部であり、ｌ
はその虚数部である。

直交座標−極座標変換手段１３０は、マルチプライヤ１
３１及び１３２と、アダー１３３と、アドレス手段１３
４と、平方根のルツクアツプテーブル１３５と、デバイ
ダ１３６と、アドレス手段１３７と、アークタンジエン
トのルツクアツプテーブル１３８とを備えている。複素
数の離散的フーリエ変換係数の各々が直交座標−極座標
変換手段１３０によつて受け取られた時には、その実数
部Ｒがマルチプライヤ１３１の両入力に送られて、Ｒ^２
が計算される。同様に、その虚数部ｌがマルチプライヤ
１３２の両入力に送られて、ｌ^２が計算される。マルチ
プライヤ１３１及び１３２の出力はアダー１３３の両入
力に送られる。この加算結果はアドレス手段１３４に送
られ、平方根のルツクアツプテーブル１３５から読み出
すべきデータが決定される。特に、アドレス手段１３４
はアダー１３３から受けた信号に基いてアドレスを形成
し、平方根のルツクアツプテーブル１３５からデータ値
がアクセスされて、アドレス手段１３４に送られて数値
の平方根が読み出される。アドレス手段１３４は、アダ
ー１３３からの出力が平方根のルツクアツプテーブル１
３５に記憶された平方根の値の１つに厳密に一致しない
場合には、平方根のルツクアツプテーブル１３５に記憶
された平方根の値の最も近いものにアクセスするように
或る形式の丸め機能を含んでもよい。平方根のルツクア
ツプテーブル１３５からの平方根の値の出力は複素数の
大きさ部に対応する。

極座標形態の複素数の角度部は、デバイタ136、アドレ
ス手段１３７及びアークタンジエントのルツクアツプテ
ーブル１３８を用いて計算される。直交座標の虚数部ｌ
及び実数部Ｒはデバイタ136に送られ、T/Rが形成され
る。これはアドレス手段１３７へ送られ、このアドレス
手段は、アドレス手段１３４と平方根のルツクアツプテ
ーブル１３５との相互作動と同様に、アークタンジエン
トのルツクアツプテーブル１３８からのデータの読み出
しを制御する。即ち、アドレス手段１３７は、デバイダ
１３６からの数値出力のアークタンジエントに対応する
データが記憶されたアドレスをアークタンジエントのル
ツクアツプテーブル１３８から選択する。従つて、アー
クタンジエントのルツクアツプテーブル１３８の出力は
極座標形態の複素数の角度部となる。以下に述べるよう
に、極座標形態で表わされた複素数の角度部は、極座標
形態で表わされた複素数の大きさ部或いは直交座標形態
で表わされた複素数の実数部又は虚部数を表わすのに用
いられるビツト数よりも少数のビツト数で表わされる。
このため、角度部は比較的大まかなやり方で定量化さ
れ、それ故、適切な角度部を選択するのに正確な計算を
行なう必要はない。先ず第１に、実数部及び虚数部の符
号ビツトは、角度部が存在する象限、ひいては角度部の
最上位２ビツトに直接対応している。更に、デバイダ１
３６で行なう除算は、選択された角度部に影響を及ぼす
ことなく、虚数部ｌ及び実数部Ｒの最上位の若干のビツ
トのみで行なわれる。或いは又、虚数部ｌ及び実数部Ｒ
の最上位ビツトの大きさの絶対値を比較して、角度部の
最下位ビツトを導出してもよい。これらのやり方或いは
これと同様の他のやり方を用いて、角度部の計算に必要
な計算両を少なくすることができる。

直交座標−極座標変換手段１３０からの各々の複素数の
フーリエ変換係数の大きさ部及び角度部は対数変換手段
１４０の入力に送られる。対数変換手段１４０は複素数
のフーリエ変換係数の大きさ部を受け取つた時だけ作動
する。この大きさ部Ｍは、対数のルツクアツプテーブル
１４２をアドレスするアドレス手段１４１に送られる。
アドレス手段１４１及び対数のルツクアツプテーブル１
４２は、上記のアドレス手段１３４及び平方根のルツク
アツプテーブル１３５と同様に作動する。この場合、ア
ドレス手段１４１は、これに送られたデジタルデータワ
ードの対数値に相当するデータが記憶されたところの対
数ルツクアツプテーブル１４２内のアドレスを選択す
る。従つて、対数のルツクアツプテーブル１４２の出
力、ひいては対数変換手段１４０の出力は、該手段に送
られた複素数のフーリエ変換係数の大きさの部の対数に
相当する。

直角座標形態から極座標形態への変換は、音に対する人
間の耳の応答性という点から効果的である。人間の耳は
位相角に対して比較的不感である。このため、極座標形
態で表わされた複素数の離散的フーリエ変換係数の角度
部は、比較的少数のビツトでこれを表わしても忠実度を
失なうことがない。これに加えて、人間の耳は音の振巾
に対し対数的に応答する。このため、所要ビツトよりも
少数のビツトで大きさ部の対数を表わすことによつて同
じレンジの音振巾のエンコードしても忠実度を失なうこ
とはない。時間ドメインにおいて忠実に表わすために１
４ビツトのデータワードを必要とする信号は、周波数ド
メインにおいては、大きさに対して６ビツトそして角度
に対して４ビツトの合計１０ビツトのデータワードを用
いるだけでこの同じ信号を同じ忠実度で表わすことがで
きると分つた。

対数変換手段１４０の出力はデジタルフイルタ１５０へ
送られる。デジタルフイルタ１５０は周波数フイルタと
して作動する。デジタルフイルタ１５０は、アダー１５
１と、カウンタ１５２と、アドレス手段１５３と、周波
数係数のルツクアツプテーブル１５４とを備えている。
デジタルフイルタ１５０によつて作用を受けるのは、複
素数のフーリエ変換係数の中の対数で表わされた大きさ
部だけであることに注意されたい。この対数で表わされ
た大きさ部はアダー１５１の一方の入力に送られる。ア
ダー１５１の他方の入力は次のように導出される。対数
変換手段１４０とデジタルフイルタ１５０との間のデー
タ転送速度に同期されたカウンタ１５２はアドレス手段
１５３を駆動する。フーリエ変換手段１２０の出力は、
ここからの複素数の離散的フーリエ変換係数出力がそれ
らの対応周波数に基いて所定の繰り返し順次となるよう
に編成されている。カウンタ１５２のカウント容量は、
複素数の離散的フーリエ変換係数を計算するために選択
される周波数の個数に等しい。従つて、この装置のデー
タ転送速度に同期されたカウンタ１５２のカウントは、
対数変換手段140から現在受け取つた複素数のフーリエ
変換係数の対応周波数を表わしている。アドレス手段１
５３はカウンタ１５２のカウントを受け、現在受け取つ
た複素数のフーリエ変換係数に対応するところの周波数
係数のルツクアツプテーブル１５４内のアドレスを選択
する。このルツクアツプテーブル１５４の出力はアダー
１５１の他方の入力に送られ、従つてアダー１５１は受
け取つた複素数のフーリエ変換係数の大きさ部を修正す
る。アダー１５１の出力はデジタルフイルタ１５０の出
力である。対数の大きさ部に或る数値を加えることは、
比例形態で表わされた大きさ部に或る所定の係数を乗算
することと同じであることに注意されたい。

デジタルフイルタ１５０の出力はメモリ１６０又は通信
チヤンネル１７０のいずれかへ送られる。デジタルデー
タを記憶してこれを後で再生するように装置１００を用
いる場合には、デジタルフイルタ１５０からのデータ出
力がメモリ１６０へ送られる。メモリ１６０は、永久固
定デイスクの構に変化を加えたもののような永久メモリ
であつてもよいし、磁気記録媒体のような書き込み可能
なメモリであつてもよい。この磁気記録媒体は、コンピ
ュータ磁気デイスクであつてもよいし、リール・リール
式テープ、カートリツジテープ又はカセツトテープであ
つてもよい。このエンコード装置１００を通信に用いる
場合には、デジタルフイルタ１５０の出力が通信チヤン
ネル１７０に送られて、適当な受信ステーシヨンへ伝送
される。

第５図は本発明によりデジタル音楽信号をデコードする
デコード装置を示している。このデコード装置２００
は、デジタルフイルタ２１０と、真数変換手段２２０
と、極座標−直交座標変換手段２３０と、逆フーリエ変
換手段２４０と、デジタル−アナログ変換手段２５０と
を備えている。デジタルフイルタ２１０は、第１図に示
されたメモリ１６０のようなメモリの適当な読み取り手
段か、或いは第１図に示された通信チヤンネル１７０の
ような通信チヤンネルから入力２０１にデジタルデータ
入力を受け取る。デジタルフイルタ２１０は第１図に示
されたデジタルフイルタ１５０とほぼ同様に周波数フイ
ルタとして作動する。デジタルフイルタ２１０からのフ
イルタされたデジタルデータワードは、真数変換手段２
２０へ送られる。この真数変換手段２２０は、第１図に
示された対数変換手段１４０の作動とは逆に作動して、
対数で表わされた大きさデータを、比例形態で表わされ
たデータに変換する。このように変換されたデジタルデ
ータは極座標−直交座標変換手段２３０へ送られる。こ
の極座標−直交座標交換手段230は、真数変換手段２２
０から受け取つた極座標形態の複素数のフーリエ変換係
数を直交座標形態に変換する。この作動は、第１図に示
された直交座標−極座標変換手段１３０により行なわれ
た作動の逆である。極座標−直交座標変換手段２３０か
らの直交座標形態の複素数のフーリエ変換係数は逆フー
リエ変換手段２４０へ送られる。この逆フーリエ変換手
段２４０は、極座標−直交座標変換手段２３０から受け
取つた選択された周波数における離散的フーリエ変換係
数を時間ドメインに変換する。逆フーリエ変換手段２４
０の出力は１組の時間ドメインのデジタルデータワード
であり、各デジタルデータワードはアナログ信号の大き
さに対応する値を有している。逆フーリエ変換手段２４
０は、第１図に示されたフーリエ変換手段１２０とは逆
の作動を行なう。逆フーリエ変換手段２４０からの時間
ドメインのデジタルデータワードはデジタル−アナログ
変換手段２５０へ送られる。このデジタル−アナログ変
換手段２５０は逆フーリエ変換手段２４０から時間ドメ
インのデジタルデータワードサンプルを受け取り、これ
に対応するアナログ信号を発生する。この作動は第１図
に示されたアナログ−デジタルコンバータ１１０の作動
の逆である。デジタル−アナログ変換手段２５０は出力
２０２にアナログ出力を発生する。

デジタルフイルタ２１０は、上記した第１図のデジタル
フイルタ１５０と同様に作動する。デジタルフイルタ２
１０はデジタルデータ入力２０１にデジタルデータワー
ドを受ける。このデジタルデータワードは、メモリ１６
０のようなメモリの適当な読み出し装置からのものであ
つてもよいし、通信チヤンネル１７０のような通信チヤ
ンネルから受け取つたものでもよい。これらのデジタル
データワード入力はアダー２１１の一方の入力に送られ
る。カウンタ２１２は、デジタルデータ入力２０１にお
けるデータワードの受信速度と同期される。この同期
は、メモリ１６０の読み出し手段と同期をとることによ
つて達成されるか、或いは通信チヤンネル１７０のデジ
タルデータワードに付随する同期信号を受信してこれを
検出することによつて達成される。カウンタ２１２のカ
ウントはアドレス手段２１３に送られる。デジタルフイ
ルタ１５０について上記で述べたのと同様に、アドレス
手段２１３は、現在受けた周波数に対応するところの周
波数係数ルツクアツプテーブル214内のアドレスを選択
する。この周波数係数はアダー２１１の他方の入力に送
られる。デジタルフイルタ１５０について上記で述べた
のと同様に、このアダー２１１による加算により、デジ
タルデータ入力２０１に送られた極座標形態の複素数の
フーリエ変換係数の大きさ部が修正される。アダー２１
１の出力はデジタルフイルタ２１０の出力である。

真数変換手段２２０は、デジタルフイルタ210により形
成された修正済みの極座標形態の複素数のフーリエ変換
係数を受け取り、対数で表わしたその大きさ部を比例形
態に変換し直す。真空変換手段２２０は、アドレス手段
２２１と、真空のルツクアツプテーブル２２２とを備え
ている。前記のアドレス手段及びルツクアツプテーブル
の組合せ体について既に述べたように、このアドレス手
段２２１は受け取つた複素数の大きさ部に対応するアド
レスを形成する。真数のルツクアツプテーブル２２２
は、この位置に、この受け取つた大きさ部の真数に相当
するデータワードを記憶している。この真数のデジタル
データワードは、アドレス手段２２１によつて真数のル
ツクアツプテーブル２２２へアドレスが送られた時にこ
のルツクアツプテーブル２２２から読み出される。真数
のルツクアツプテーブル２２２の出力は真空変換手段２
２０の出力である。

極座標−直交座標交換手段２３０は、真数変換手段２２
２からのデジタルデータワード出力を受け、極座標形態
の複素数を直交座標形態に変換する。極座標−直交座標
変換手段２３０は、アドレス手段２３１と、コサインの
ルツクアツプテーブル２３２と、マルチプライヤ２３３
と、アドレス手段２３４と、サインのルツクアツプテー
ブル２３５と、マルチプライヤ２３６とを備えている。
極座標形態で表わされた複素数の角度部Ａはアドレス手
段２３１へ送られる。アドレス手段２３１はこの受け取
つた角度部のデジタルデータワードに対応する適当なア
ドレスを選択して、コサインのルツクアツプテーブル２
３２へ与える。このコサインのルツクアツプテーブル２
３２は、アドレス手段２３１が受け取つた角度部Ａのコ
サインに対応するデジタルデータワードを出力する。こ
のコサイン項はマルチプライヤ２３３の一方の入力に送
られる。複素数の大きさ部Ｍはこのマルチプライヤ２３
３の他方の入力に送られる。従つて、マルチプライヤ２
３３の出力は、式Ｒ＝ＭcosＡにより、直交座標形態の
複素数の実数部となる。同様に、極座標形態の複素数の
角度部Ａはアドレス手段２３４にも送られ、これによ
り、この角度部Ａのサインに対応するデジタルデータワ
ードがサインのルツクアツプテーブル２３５から出力さ
れる。このサイン項はマルチプライヤ２３６の一方の入
力に送られ、このマルチプライヤの他方の入力には大き
さ部Ｍが送られる。従つて、マルチプライヤ２３６の出
力は式ｌ＝ＭsinＡにより虚数部ｌとなる。

第６図は、第５図に示された真数変換手段220及び極座
標−直交座標変換手段２３０の両方に代つて使用するこ
とのできる極座標−直交座標変換兼真数変換手段２６０
を示している。この極座標−直交座標変換兼真数変換手
段２６０は、アドレツサ２６１と、ルツクアツプテーブ
ル２６２と、アダー２６３と、アドレツサ２６４と、ル
ツクアツプテーブル２６５と、アドレツサ２６６と、ル
ツクアツプテーブル２６７と、アダー２６８と、アドレ
ツサ２６９と、ルツクアツプテーブル270とを備えてい
る。極座標形態で表わされた複素数の角度部Ａは両アド
レツサ１６１及び１６６に送られる。アドレツサ１６１
は、この受け取つた角度部に対応するところのルツクア
ツプテーブル２６２内のアドレスを選択する。この位置
に記憶されたデータは角度Ａのコサインの対数に相当す
るものである。同様に、アドレツサ２６６は、受け取つ
た角度部Ａに対応するところのルツクアツプテーブル２
６７内のアドレスを選択する。この位置に記憶されたデ
ータは角度Ａのサインの対数に相当するものである。ル
ツクアツプテーブル２６２からのデータはアダー２６３
の一方の入力に送られ、このアダー２６３は大きさ部Ｍ
の対数も受け取る。同様に、ルツクアツプテーブル267
の出力はアダー２６８の一方の入力に送られ、このアダ
ー２６８は大きさ部Ｍの対数も受け取る。アダー２６３
からの和の出力はアドレツサ２６４へ送られ、このアド
レツサ２６４はルツクアツプテーブル２６５内の適当な
アドレスを選択する。ルツクアツプテーブル２６５内の
この選択されたアドレスのデータは、アダー２６３から
の出力の真数に相当するものである。同様に、アダー26
8からの和の出力はアドレツサ２６９へ送られ、ルツク
アツプテーブル２７０内の適当な位置が選択される。ル
ツクアツプテーブル２６５の場合と同様に、ルツクアツ
プテーブル２７０はアダー268からの和の出力の真数に
対応するデータを記憶している。従つて、極座標−直交
座標変換兼真数変換手段２６０は、式Ｒ＝真数（logＭ
＋logcosＡ）によつて実数部Ｒを計算する。同様な、極
座標−直交座標変換兼真数変換手段２６０は、式ｌ＝真
数（logＭ＋logsinＡ）によつて虚数部ｌを計算する。
このようにして直交座標を計算する場合には、極座標−
直交座標変換手段２３０のマルチプライヤ２３３及び２
３６に代つて、極座標−直交座標変換兼真数変換手段２
６０にはアダー２６３及び２６８が用いられることにな
る。このような取り替えにより、直交座標の計算に要す
る計算量が大巾に低減される。三角関数のルツクアツプ
テーブル２３２及び２３５と、三角関数の対数のルツク
アツプテーブル２６２及び２６７との間の相違はこれら
テーブル内の特定データが異なるだけであるから、この
相違によつて更に別の計算が必要になることはない。

逆フーリエ変換器２４０は、極座標−直交座標変換兼真
数変換手段２３０からの直交座標形態の複素数を受け取
つて、このデータを時間ドメインに変換する。ここで
は、周波数ドメインの入力データを時間ドメインに変換
する計算が必要とされるので、フーリエ変換手段１２０
の場合と同様に、この逆フーリエ変換手段２４０は、離
散的フーリエ変換器２４１、２４２及び２４３で表わさ
れた多数の離散的フーリエ変換器を備えている。離散的
な高速フーリエ変換の数学的解析において重要であり且
つ有用な特徴は、この数学技術が完全に可逆であるとい
うことである。即ち、時間ドメインにおいてサンプリン
グされたデータを周波数ドメインに変換する場合と、周
波数ドメインにおいてサンプリングされたデータを時間
ドメインに変換する場合との両方に、同じマトリクス演
算を使用することができる。それ故、各々の離散的フー
リエ変換器２４１、２４２及び２４３は、第１図に示さ
れた離散的フーリエ変換器１２１、１２２及び１２３と
同じものであり、同じ数学的機能を果たす。この１群の
離散的フーリエ変換器の出力は、或る選択された時間に
おけるアナログ信号の大きさに各々対応する１組のデジ
タルデータワードである。この１組のデジタルデータワ
ードは、デジタルフイルタ１５０及びデジタルフイルタ
２１０の周波数フイルタ作用を除けば、アナログ−デジ
タル変換手段１１０からのデジタルデータワード出力に
相当する。

逆フーリエ変換手段２４０からの時間ドメインのデジタ
ルデータワードはデジタル−アナログ変換手段２５０へ
送られる。このデジタル−アナログ変換手段２５０はこ
れらの受け取つたデジタルデータワードをアナログ信号
に変換して、アナログ信号出力２０２に出力する。デジ
タル−アナログ変換手段２５０は、レジスタ２５１と、
カレントドライブ２５２、２５３及び２５４で表わされ
た多数の電流発生手段と、アナログ加算増巾器２５５
と、ローパスフイルタ２５６とを備えている。受け取つ
た各々のデジタルデータワードはレジスタ２５１へ並列
に送られ、金デジタルデータワードがここに記憶され
る。デジタルデータワードの各個々のビツトはカレント
ドライブ２５２、２５３及び２５４で示された１群の電
流発生手段の１つに送られる。レジスタ２５１に記憶さ
れた対応ビツトの状態により、各々のカレントドライブ
が作動であるか不作動であるかが決定される。各々のカ
レントドライブが作動中である時にこれによつて発生さ
れる電流量が、表わされる特定デジツトに対応すること
に注意されたい。従つて、カレントドライブ２５２は１
単位電流を発生し、カレントドライブ２５３は２単位電
流を発生し、そしてカレントドライブ２５４は２^Ｎ単位
電流を発生する。但し、Ｎはレジスタ２５１に記憶され
たデジタルデータワードのビツト数である。カレントド
ライブ２５２、２５３及び２５４によつて発生された各
々の電流はアナログ加算増巾器255へ送られる。このア
ナログ加算増巾器２５５の出力の大きさは、レジスタ２
５１に記憶されたデジタルデータワードの値に対応す
る。このアナログ出力はローパスフイルタ２５６へ送ら
れ、このフイルタはレジスタ２５１に送られる次々のデ
ジタルデータワード間の切換過度現象をフイルタ除去す
るように働く。フイルタ２５６の出力は出力２０２へ送
られる。この出力は、デジタルフイルタ１５０及びデジ
タルフイルタ２１０のフイルタ作用を除けば、入力１０
１へ送られたアナログ入力に実質的に一致する。

第８図は、第１図に示されたフーリエ変換手段１２０及
び第５図に示された逆フーリエ変換手段２４０に対する
周波数ドメインのフーリエ変換係数の選択された周波数
を示している。人間の耳は、一般に、パーセント周波数
差に基いて楽音を聴き分けることが知られている。従つ
て、人間の耳は各々のオクターブにおいて音に対する分
析力がほぼ同じである。人間の聴覚系におけるこの分析
力の限度をうまく利用することにより、離散的フーリエ
変換係数を必要とする周波数の個数を大巾に少なくする
ことができる。本発明の一般的な考え方は、オクターブ
の関係にある周波数の組において離散的フーリエ変換係
数を形成することである。

第８図は周波数スペクトルを対数目盛で示したものであ
り、即ち、各オクターブは他のオクターブの各々と同じ
比例スペースを占有する。この対数目盛は上記した人間
の耳の分析力は近似するものである。この周波数スペク
トルは、主オクターブ４０１と、副オクターブ４０２、
４０３及び４０４とを備えている。各周波数の組は、主
オクターブ内の主周波数と、各副オクターブ内の副周波
数とを含んでいる。主周波数４１１は主オクターブ４０
１内に入ることに注意されたい。この主周波数４１１に
は、副オクターブ４０２内の副周波数４１２、副オクタ
ーブ４０３内に副周波数４１３、そして副オクターブ４
０４内の副周波数４１４のような副周波数が組合わされ
る。主周波数４２１も主オクターブ４０１内に入る。こ
の主周波数４２１は、これに対してオクターブの関係を
もつ副周波数４２２、４２３及び４２４を有している。
同様に、主周波数４３１には、オクターブの関係をもつ
周波数４３２、４３３及び４３４が組合わされる。主周
波数４４１と副周波数４４２、４４３及び４４４との間
にも同様の関係が保たれる。主周波数４１１、４２１、
４３１及び４４１は主オクターブ４０１内で成るパーセ
ンテージづつ互いに等しく離間されていてる。従つて、
各副オクターブ内の副周波数もその各々の副オクターブ
にわたつて同じ周波数間隔で離間されている。従つて、
離散的フーリエ変換係数を計算するこれらの選択された
周波数は、当該周波数スペクトル全体にわたつて或るパ
ーセント周波数づつ等しく離間されている。当該周波数
スペクトル全体にわたるこの同じパーセンテージでの周
波数分散は、音に対する人間の聴覚系の応答性にほぼ等
しい。本発明の考え方によれば、高いオクターブ程、そ
の周波数に対して計算される離散的フーリエ変換係数の
個数が、これまでに知られている個数より少数となる
が、人間の聴覚系は高いオクターブ程周波数に対して比
較的不感であるから、若干の周波数を省略しても、再生
される楽音の忠実度を低下させることはない。

第９図は主オクターブに対して主周波数を選択する好ま
しい実施例を示している。各々の副オクターブ（第９図
には示さず）では、第９図に示した主周波数に関連した
副周波数が同様に分散されることを理解されたい。第９
図は、主オクターブ４０１と、この主オクターブ全体に
分布された１群の主周波数とを示している。第９図に示
された実施例の場合は、１２個の主周波数５０１ないし
５１２が主オクターブ全体にわたつて等しく分布されて
いる。この場合、１２個の主周波数５０１ないし５１２
の各々は主オクターブ４０１内の１２個の楽音の周波数
に相当する。従つて主周波数５０１は音符Ａに相当し、
主周波数５０２は音符Ｂの半音低い音に相当し、主周波
数５０３は音符Ｂに相当し、・・・というようにして主
オクターブ全体にわたつて主周波数が各々の音符に対応
している。主周波数５０１ないし５１２の各々はそれに
関連した種々のオクターブに多数の副周波数を有してい
るので、当該スペクトル全体にわたり各音符に対応する
周波数に対して離散的フーリエ変換係数を計算する場合
の周波数選び方が第９図に示されていることに注意され
たい。離散的フーリエ変換係数の計算用としてこのよう
に周波数を選択すれば、先ず第１に前記したように、人
間の聴覚系はパーセント周波数差に感じるだけであり、
そして第２に、離散的フーリエ変換係数を計算するこれ
らの選択された周波数は、音楽信号をエンコードする際
に最大量のエネルギが予想される周波数に厳密に一致す
るので、このような周波数の選び方が特に効果的であ
る。

第１０図及び第１１図は、音符Ｂ及びＣに対応する主オ
クターブの１部分を示しており、離散的フーリエ変換係
数を計算する周波数の選び方の改良を示している。楽器
は、演奏される音符の周波数に完全に一致するような明
確な周波数包絡線を形成せず、むしろ、演奏される音符
に対応する周波数付近の周波数に総体的に対応するよう
な多少広いスペクトルを形成することが一般に知られて
いる。特に、各々の音符ごとに２つ以上の周波数発生器
を用いているピアノやパイプオルガンのような幾つかの
楽器は、音符に対応する周波数より低く同調された１つ
以上の周波数発生素子と、音符に対応する周波数より高
い周波数に同調された１つ以上の周波数発生素子とをも
つことにより、広目の周波数スペクトルを形成するよう
に慎重に同調される。このような楽器の場合は、第８図
に示された周波数の選び方では、音楽信号を高い忠実度
で再生するに要する全ての有用な情報を送ることができ
ない。第１０図及び第１１図に示された２つの選び方
は、このような広目の音楽信号を更に正確にサンプリン
グしそして再生できるようにするものである。。

第１０図は音符Ｂ及びＣを含む主オクターブの１部分を
示している。音符Ｂの周波数付近のポテンシヤルエネル
ギが包絡線６０１で示されている。音符Ｃの周波数付近
のポテンシヤルエネルギが包絡線６０２で示されてい
る。図示された音符Ｂ及びＣの各々に対し、選択された
周波数は３つあることに注意されたい。音符Ｂに対応す
る周波数は、この音符の周波数に等しい主周波数６１０
と、この音符の周波数より低い主周波数６１１と、この
音符の周波数より高い主周波数６１２とである。同様
に、音符Ｃに対応する主周波数も３つある。これらは、
この音符の周波数に等しい主周波数６２０と、この音符
の周波数より低い主周波数６１１と、この音符の周波数
より高い主周波数６２２とである。第１０図に２つの主
音符Ｂ及びＣに対して示されたように、主オクターブ内
の各々の音符のポテンシヤルエネルギ包絡線内に１群の
３つの主周波数が分布されるものとする。従つて、主オ
クターブは３６個の主周波数を含むことになる。これら
主周波数の各々には１群の副周波数が組合わされるの
で、各音符には、当該周波数スペクトル全体にわたり、
離散的フーリエ変換係数を計算する周波数を３個１組づ
つ有することになる。

第１１図は第１０図と同様の図であるが、楽音Ｂ及びＣ
の各々に対して１対の主周波数を示している。第１１図
は、主オクターブの音符Ｂに対応するポテンシヤルエネ
ルギ包絡線７０１と、主オクターブの音符Ｃに対応する
ポテンシヤルエネルギ包絡線７０２とを示している。両
音符Ｂ及びＣには２つの主周波数が組合わされている。
音符Ｂにはその周波数より低い主周波数７１１と、その
周波数より高い主周波数７１２とが組合わされている。
同様に、音符Ｃには、その周波数より低い主周波数７２
１と、その周波数より高い主周波数７２２とが組合わさ
れている。主オクターブ内の１２個の音符の各々には２
つの主周波数が組合わされ、主周波数は全部で２４個と
なる。第８図に示された周波数の選び方と同様に、図示
された主周波数に関連した副周波数が当該周波数スペク
トル全体にわたつて存在する。従つて、第１１図に示さ
れた周波数の選び方によれば、当該スペクトル内の各音
符には、離散的フーリエ交換係数を計算する周波数が２
つ組合わされる。

フーリエ変換手段１２０は、必要とされるデータ計算量
を最小限にするように、離散的フーリエ変換係数を計算
する周波数を選択するという前記の原理に基いて、構成
することができる。これは、第１図に示された離散的フ
ーリエ変換器１２１，１２２及び１２３のような離散的
フーリエ変換器を各々の主周波数に対して１つづつ設け
ることによつて達成できる。これらの離散的フーリエ変
換器の各々は、アナログ−デジタルコンバータ110から
の色々な数のサンプルデジタルデータワードに対して作
用する。前記したように、離散的フーリエ変換器からの
出力の最低の分析可能周波数は、サンプリングされる時
間長さ、ひいては離散的フーリエ変換器に送られるサン
プルの個数に関係している。一般に、離散的フーリエ変
換器は、分析できる最低の周波数及びこの周波数の整数
倍の全周波数において離散的フーリエ変換係数を形成す
ることができる。各々の主周波数ごとに離散的フーリエ
変換器を設け、各々の離散的フーリエ変換器がその主周
波数に対応するアナログ−デジタルコンバータ１１０か
らの所定数のデジタルデータワードサンプルに応答する
ようにすることにより、１つの離散的フーリエ変換器で
もつて主オクターブ内の各々の周波数に対応する周波数
分析力を発揮させるよう非常に多数のデータワードサン
プルに対して作動させる必要がなくなる。更に、これら
の離散的フーリエ変換器の各々は、その各々の主周波数
に対してオクターブの関係をもつ副周波数においても離
散的フーリエ変換係数を形成することができる。特定の
離散的フーリエ変換器の主周波数に対してオクターブの
関係をもつ周波数以外の周波数における離散的フーリエ
変換係数の計算は、これら係数の計算に必要なマトリク
ス演算の除外によつて阻止される。

以上に述べた技術は、以下の具体例の説明により明らか
となろう。第９図において、離散的フーリエ変換係数を
計算するのに必要な最近の主周波数が２７．５Hzである
ことに注意されたい。サンプルデータ速度を４４KHzと
仮定すれば、この周波数を分析するためには１６００個
のサンプルを用いることが必要である。従つて、１６０
０個のデジタルデータワードにより成る基本的なデータ
ブロツクがフーリエ変換手段１２０へ送られる。これに
より周波の高い他の主周波数に対する離散的フーリエ変
換器は、この基本的なデータブロツクを構成する１６０
０個のデータワードよりも少数の一連の連続したデジタ
ルデータワードに応答する。例えば、音符Ｂに対応する
３０．９Hzの周波数を分析するためには、１４２４個の
連続したデジタルデータワードが用いられる。従つて、
主周波数３０．９Hzに対応する離散的フーリエ変換器
は、１６００個のデジタルデータワードの各サイクル中
に、アナログ−デジタルコンバータ１１０からの１４２
４個の連続的なデジタルデータワードに応答し、その他
のデータワードには応答しないようにしなければならな
い。この組の１４２４個の連続したデジタルデータワー
ドは、１６００個のデジタルワードの基本的なデータブ
ロツク内にどこかにある。同様に、音符Ｃに対応する３
２．７Hzの主周波数を有する離散的フーリエ変換器は、
１６００個のデータワードのデータブロツク内の１３４
６個の連続したデジタルデータワードに応答しなければ
ならない。第１０図に示されたような周波数の選び方を
用い、中心周波数からのずれを約０．５％とすれば、周
波数６１１は約３０．７Hzとなり、これは１４３１個の
サンプルを必要とする。周波数６１０は約３０．９Hzと
なつて、１４２４個のサンプルを必要とし、周波数６１
２は３１．１Hzとなつて、１４１７個のサンプルを必要
とし、周波数６２１は約３２．５Hzとなつて１３５３個
のサンプルを必要とし、周波数６２０は約３２．７Hzと
なつて、１３４６個のサンプルを必要とし、そして周波
数６２２は約３２．８Hzとなつて、１３３９個のサンプ
ルを必要とする。同様に、第１１図に示されたような周
波数の選び方を用い、周波数のずれを０．３％とすれ
ば、周波数７１１は約３０．８Hzとなつて、１４２４個
のサンプルを必要とし、周波数７１２は約３１．０Hzと
なつて、１４２０個のサンプルを必要とし、周波数７２
１は約３２．６Hzとなつて、１３５０個のサンプルを必
要とし、そして周波数７２２は約３２．８Hzとなつて、
１３４２個のサンプルを必要とする。

本発明のデータ速度に対する効果は、若干の簡単な計算
によつて示すことができる。第１０図に示された周波数
の選び方を用い、１０オクターブという音楽的スケール
に対して、各々の楽音に３個の選択された周波数が組合
わされるものと仮定する。従つて１オクターブ当たり３
６個の周波数が選択され、全部で３６０個の周波数が選
択される。２チヤンネルステレオ装置の場合は、各々１
０ビツト（対数で表わした大きさに対して６ビツト、そ
して角度に対して４ビツト）の複素数の離散的フーリエ
変換係数が７２０個となる。これらの複素数の離散的フ
ーリエ変換係数は、主オクターブが約２０Hzで始まると
仮定すれば、１秒当たり約２０回計算されて送られるこ
とになる。これにより、奎データ速度は、１秒当たり約
１４４０００ビツトとなる。これは、公知技術で必要と
された１秒当たり１２３万ないし１４０万ビツトという
速度よりもほゞ１桁小さい。この１桁のデータ速度の減
少により、本発明の技術は、本発明で必要される付加的
な計算を加味しても、種々様々なメモリ素子や通信帯域
巾の要件に対して非常に効果的なものとなることが考え
られる。

本発明は、２チヤンネルのステレオ装置にも、４チヤン
ネルのクオドラホニツク装置にも、大巾な変更なしに、
等しく利用できることが当業者に明らかであろう。又、
エンコード装置１００及びデコード装置２００の若干の
部品は、適当な時分割データ分離により多チヤンネル装
置において共通に使用できることも明らかであろう。例
えば、適当なアドレス作動を行なえば、ルツクアツプテ
ーブル２３２及び２３５の機能をまとめることができ
る。同様に、ルツクアツプテーブル２６２及び２６７を
まとめることもできる。

第１２図は、音楽信号再生装置において室内の音響効果
を打ち消すための逆フイルタ係数を作り出す好ましい実
施例を示している。第１２図は、第１図に示されたよう
なメモリ１６０を示しており、これは実質的に第５図に
示されたようなデコード装置２００に接続されている。
このデコード装置２００は、デジタルフイルタ２１０
と、真数のルツクアツプテーブル２２０と、極座標−直
交座標交換手段２３０と、逆フーリエ交換手段２４０
と、デジタル−アナログ変換手段２５０とを備えてい
る。デジタル−アナログ変換手段２５０は、第１２図に
示されたスピーカ８０１のような音再生手段に接続され
る。スピーカ８０１は部屋８０２内の作動位置に配置さ
れている。この部屋８０２内には、好ましい聴取位置に
置かれたマイクロホン８０３もある。このマイクロホン
８０３は、実質的に第１図に示されたようなエンコード
装置１００に接続される。このエンコード装置１００
は、アナログ−デジタル変換手段１１０と、フーリエ変
換手段１２０と、直交座標−極座標変換手段１３０と、
対数変換手段１４０とを備えている。対数変換手段１４
０の出力は、後述するように働くプロセツサ８０４へ接
続される。

メモリ１６０には、第１２図に示された装置によつて部
屋８０２の室内音響効果を打ち消せるようにする特定の
テストプログラムが記憶されている。この種のテストデ
ータは、一般に、当該周波数スペクトル全体にわたる実
質的な音響エネルギを含む信号を１つ以上含んでいる。
メモリ１６０にテストデータを記録するのとは別に、こ
のようなテスト信号を発生するテスト信号源８０５をデ
ジタルフイルタ２１０へ接続することもできる。このテ
スト信号源８０５は一連の同じデジタルデータワードを
発生するのが好ましい。これらのデジタルデータワード
はデコード装置２００によつて極座標形態の複素数の離
散的フーリエ変換係数として認識されるので、テスト信
号源８０５からこれらの同じテストワードが与えられる
と、デコード装置２００の各々の選択された周波数にお
いて同じエネルギを有する“ホワイトノイズ”信号とし
て解読されることになる。このテスト信号はスピーカ８
０１により聴取質８０２へ送出される。マイクロホン８
０３は、聴取室８０２の音響効果によつて変更されたテ
スト信号を受け取る。この信号はエンコード装置１００
によつて処理され、対数変換手段１４０の出力はプロセ
ツサ８０４へ送られる。テスト信号音が各々の選択され
た周波数において同じエネルギを有する場合は、対数変
換手段１４０の出力においてもしこの同じエネルギから
ずれがあれば、これは室内の音響効果によるものであ
る。プロセツサ８０４は、対数のルツクアツプテーブル
１４０から極座標形態の複素数の離散的フーリエ変換係
数を受け取り、各々の選択された周波数ごとにその大き
さ部の逆数を計算する。この１組の逆数の大きさ部はデ
ジタルフイルタ２１０の１部であるルツクアツプテーブ
ル２１４へ入力される。この場合、ルツクアツプテーブ
ル２１４は、ランダムアクセスメモリ（RAM）か、又は
消去可能なプログラム式リードオンリメモリ（EPROM）
かのいずれかでなければならない。

このようにして特定の周波数係数がデジタルフイルタ２
１０に入力されると、デコード装置２００は、デジタル
フイルタ２１０へ送られるものとは異なつた信号をスピ
ーカ８０１から聴取室８０２へ送出させる。この場合
は、上記したようにルツクアツプテーブル２１４の内容
が指定された時にデジタルフイルタ２１０の働きにより
聴取室８０２の音響特性が打ち消される。従つて、例え
ば、聴取室８０２のマイクロホン８０３の位置に、特定
の周波数の“デツドスポツト”がある場合には、これが
第１２図の装置によつて感知され、デジタルフイルタ２
１０により適当な補正が行なわれる。この技術は、聴取
室８０２の音響特性によりマイクロホン８０３の位置で
特定周波数の信号振巾が増大されるような“ホツトスポ
ツト”の場合にも等しく利用できる。

第１３図は、第１図に示されたエンコード装置１００及
び／又は第５図に示されたデコード装置２００の機能を
果たすことのできる別の実施例を示している。第１３図
に示された装置９００は、第１図に示されたようなアナ
ログ−デジタル変換手段１１０を備えている。このアナ
ログ−デジタル変換手段１１０により形成されたデータ
ワードは入力コントローラ手段９０１へ送られそしてこ
こから演算論理ユニツト９０２へ送られる。この演算論
理ユニツト９０２は、リードオンリメモリ９０３に永久
的に記憶されたプログラムの制御を受けて論理機能を果
たす。リードオンリメモリ９０３は、演算論理ユニツト
９０２がフーリエ変換手段１２０、直交座標−極座標変
換手段１３０、対数変換手段１４０及びデジタルフイル
タ１５０の機能を果たせるように永久的にプログラムさ
れてもよいし、更には、演算論理ユニツト９０２がデジ
タルフイルタ２１０、真数変換手段２２０、極座標−直
交座標変換手段２３０及び逆フーリエ変換手段２４０の
機能を果たせるようにプログラムされてもよい。リード
オンリメモリ９０３に記憶されたプログラムの制御下
で、この演算論理ユニツト９０２は中間処理データをラ
ンダムアクセスメモリ９０４に一時的に記憶してもよ
い。演算論理ユニツト９０２は、リードオンリメモリ90
3に記憶されたプログラムに基いて、ランダムアクセス
メモリ９０４に記憶された中間処理データに周期的にア
クセスし、この中間処理データを更に計算する。演算論
理ユニツト９０２の論理演算の結果は出力手段９０５へ
送られ、そしてここからデジタル−アナログ変換手段２
８０へ送られる。この装置では多量の計算が必要とされ
るので、演算論理ユニツト９０２は、音楽信号データの
上記処理を実時間で行なうような非常に高速度の装置で
なければならない。然し乍ら、このような態様では、リ
ードオンリメモリ９０３に記憶されたプログラムを変更
するだけで、行なわれる特定のアルゴリズムをすばやく
変更することができ、特に、デジタルフイルタ１５０及
びデジタルフイルタ２１０内のフイルタ係数をすばやく
変更することができる。これに加えて、利用者によつて
形成されてランダムアクセスメモリ９０４の１部に記憶
されたプログラムに演算論理ユニツト９０２が応答する
ようにさせることもできる。従つて、利用者は、ランダ
ムアクセスメモリ９０４内に記憶されたデータを変更す
るだけで、デジタルフイルタ１５０又はデジタルフイル
タ２１０内のフイルタ係数を変更することができる。従
つて、第１３図に示された装置９００は、非常に融通性
のあるデジタル信号処理装置である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるエンコード装置を示すブロツク
図、 第２図、第３図及び第４図は第１図に示されたデジタイ
ザ１１４の別の実施例を示すブロツク図、 第５図は本発明によるデコード装置を示すブロツク図、 第６図は第５図に示された真数変換手段２２０及び極座
標−直交座標変換手段２３０に代わる極座標−直交座標
変換兼真数変換手段を示すブロツク図、 第７図は同じ信号を時間ドメイン及び周波数ドメインの
両方において示した信号図、 第８図はフーリエ変換手段からの選択された周波数を一
例として含む周波数スペクトル図、 第９図はフーリエ変換手段の選択された周波数が音符に
対応するような本発明の別の実施例による周波数スペク
トル図、 第１０図はフーリエ変換手段の３つの周波数サンプルが
各々の音符に対応する包絡線内に入るような周波数スペ
クトルの１部を示す図、 第１１図はフーリエ変換手段の２つの選択された周波数
が各音符に関連した包絡線内に含まれるような周波数ス
ペクトルの１部を示す図、 第１２図は室内の音響効果を打ち消す逆フイルタ係数を
作り出すための本発明による装置の好ましい実施例を示
す図、そして 第１３図は本発明によるデジタル信号処理の大部分がプ
ログラム式デジタルコンピユータによつて実行されるよ
うな本発明の実施例を示す図である。 １００……エンコード装置、１０１……アナログ入力、
１１０……アナログ−デジタルコンバータ、１１１……
ローパスフイルタ、１１２……サンプル・ホールド装
置、１１３……クロツク、１１４……デジタイザ、１２
０……フーリエ変換手段、１２１，１２２，１２３……
離散的フーリエ変換器、１３０……直交座標−極座標変
換手段、１３１，１３２……マルチプライヤ、１３３…
…アダー、１３４，１３７……アドレス手段、１３５…
…平方根のルツクアツプテーブル、１３６……デバイ
ダ、１３８……アークタンジエントのルツクアツプテー
ブル、１４０……対数変換手段、１４１……アドレス手
段、１４２……対数のルツクアツプテーブル、１５０…
…デジタルフイルタ、１５１……アダー、１５２……カ
ウンタ、１５３……アドレス手段、１５４……周波数係
数のルツクアツプテーブル、１６０……メモリ、１７０
……通信チヤンネル、２００……デコード装置、２１０
……デジタルフイルタ、２１１……アダー、２１２……
カウンタ、２１３……アドレス手段、２１４……周波数
係数のルツクアツプテーブル、２２０……真数変換手
段、２２１……アドレス手段、２２２…真数のルツクア
ツプテーブル、２３０……極座標−直交座標変換手段、
２３１，２３４……アドレス手段、２３２……コサイン
のルツクアツプテーブル、２３３，２３６……マルチプ
ライヤ、２３５……サインのルツクアツプテーブル、２
４０……逆フーリエ変換手段、２４１，２４２，２４３
……離散的フーリエ変換器、２５０……デジタル−アナ
ログ変換手段、２５１……レジスタ、２５２，２５３，
２５４……カレントドライブ、２５５……加算増巾器、
２５６……ローパスフイルタ、２６０……極座標−直交
座標交換兼真数変換手段、２６１，２６６，２６４，２
６９……アドレツサ、２６２，２６７，２６５，２７０
……ルツクアツプテーブル、２６３，２６８……アダ
ー。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭47−452（ＪＰ，Ａ) 特開 昭48−100004（ＪＰ，Ａ) Ｊ．Ａ．Ｓ．Ａ．，68〔２〕，ＰＰ. 420〜430，Ａｕｇ・1980 “Ｃｏｍｐｕｔ ｅｒ Ｓｔｕｄｉｅｓ ｏｎ Ｐａｒａｍ ｅｔｒｉｃ Ｃｏｄｉｎｇ ｏｆ Ｓｐｅ ｅｃｈ Ｓｐｅｃｔｒａ"

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】音楽信号を表わすアナログ信号を受け取っ
   て、このアナログ信号をこれに対応する複数個の第１の
   デジタルデータワードに変換するアナログ−デジタル変
   換手段（１１０）を備え、上記の第１のデジタルデータ
   ワードの各々は、複数のサンプリングインターバルの中
   の対応するインターバルにおける上記音楽信号の振巾を
   表わすものであり、 上記のアナログ−デジタル変換手段に接続されていて、
   連続する選択された組の連続した第１のデジタルデータ
   ワードをこれに対応する組の複数個の第２のデジタルデ
   ータワードに変換するフーリエ変換手段（１２０）を備
   え、上記の第２のデジタルデータワードの各々は、少な
   くとも１組の周波数の中の対応する周波数における複素
   数の離散的フーリエ変換係数を表し、各組の周波数は、
   主周波数及びこれに対してオクターブの関係をもつ周波
   数のみを含み、そしてこの主周波数に対してオクターブ
   の関係をもたない高調波を除去するものであり、 上記のフーリエ変換手段に接続されていて、これから送
   られて来るデジタルデータワードを伝送する通信手段を
   備え、 上記の通信手段に接続されていて、上記の通信手段によ
   って送られるデジタルデータワードの組を第３のデジタ
   ルデータワードの連続する組に変換する逆フーリエ変換
   手段（２４０）を備え、上記の第３のデジタルデータワ
   ードの各々は、複数のサンプリングインターバルの中の
   対応するインターバルにおけるアナログ信号の振巾を表
   わすものであり、 上記の逆フーリエ変換手段に接続されていて、複数個の
   第３のデジタルデータワードをこれに対応するアナログ
   信号に変換するデジタル−アナログ変換手段（２５０）
   を備え、 上記のフーリエ変換手段と上記の通信手段とに接続され
   ていて、第２のデジタルデータワードの各々を極形式に
   変換する直角一極変換手段（１３０）を備え、その極形
   式において複素数の離散的フーリエ変換係数は、第１の
   所定数のビットを有する振幅部と第２の所定数のビット
   を有する角度部とを有し、上記の第１の所定数のビット
   は、上記の第２の所定数のビットよりも大きく、そし
   て、 上記の通信手段と上記の逆フーリエ変換手段とに接続さ
   れていて、受け取った各デジタルデータワードを直角形
   式に変換する極一直角変換手段（２３０）を備え、その
   直角形式において複素数の離散的フーリエ変換係数は、
   実部と虚部とを有すること特徴とする音楽信号の通信装
   置。