JPH06174755A - 変圧器の励磁電流検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明は、電流電力変換器の交流側に接続さ
れる変圧器の励磁電流を正確に検出できる変圧器の励磁
電流検出装置を提供することを目的とする。 【構成】 変圧器と、当該変圧器の１次及び２次電流を
検出する電流検出器と、当該１次電流検出値と２次電流
検出値から前記変圧器の励磁電流を演算する手段と、前
記変圧器の磁束に対する励磁電流の位相角を求める手段
と、当該位相角が零になるように前記励磁電流演算手段
に用いられる前記１次電流検出値を補正する手段とを具
備したことを特徴とする変圧器の励磁電流検出装置。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、インバ―タ等の電力変
換器の交流側端子に接続される変圧器の励磁電流検出装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、大容量の自己消弧形素子（例えば
ゲ―トタ―ンオフサイリスタ等）の開発が盛んに行わ
れ、インバ―タ等の電力変換装置に用いられるようにな
ってきた。インバ―タ等の電力変換器の交流側端子には
絶縁の目的で、或いは交流電圧を昇圧したり、降圧した
りする目的で、更に複数台のインバ―タを多重接続する
目的で変圧器が設置される。

【０００３】この変圧器は、上記電力変換器を構成する
素子のスイッチング特性のバラツキにより、或いは外部
的要因により直流バイアス電圧が印加され、励磁電流が
増大し、やがては片側方向に磁気飽和（偏磁）すること
がある。このような変圧器の直流偏磁は、上記電力変換
器の素子電流を増大させ、過電流によって素子を破壊す
ることにもなる。また、変圧器が偏磁すると必要な出力
電圧が出なくなり、装置全体としての機能を発揮できな
くなる。従って、変圧器の励磁電流を検出し、励磁電流
が過大にならないように電力変換器の交流側出力電圧を
調整している。図９は従来の変圧器の励磁電流検出装置
を示す構成図である。図中、ＴＲは変圧器、Ｗ1 ，Ｗ2
は変圧器ＴＲの１次、２次巻線、ＣＴ1 ，ＣＴ2 は電流
検出器、Ｋは比例回路、Ａは加減算器である。変圧器Ｔ
Ｒの１次／２次巻線比をａ1 対ａ2 とした場合、比例回
路Ｋによって（ａ2 ／ａ1 ）倍する増幅器を用意する。

【０００４】電流検出器ＣＴ1 ，ＣＴ2 により、各々１
次電流Ｉ1 および２次電流Ｉ2 を検出する。２次電流検
出値Ｉ2 を比例回路Ｋにより（ａ2 ／ａ1 ）倍し、加減
算器Ａにより、前記１次電流検出値Ｉ1 との差Ｉ0 ＝Ｉ
1 −（ａ2 ／ａ1 ）・Ｉ2 を求める。この演算値Ｉ0 が
変圧器の励磁電流の検出値となる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】このような従来の変圧
器の励磁電流検出装置は、次のような問題がある。

【０００６】即ち、変圧器の励磁電流Ｉ0 の値は、１次
電流Ｉ1 や２次電流（１次側換算値）Ｉ2 ´に比較する
と極僅かな値であり、電流検出器の精度が悪いと、上記
のようにして検出された励磁電流は信頼性のない値とな
ってしまう。

【０００７】例えば、大容量の変圧器では、励磁電流Ｉ
0 は１次電流の２〜３％となるので、１次電流Ｉ1 の定
格を１，０００Ａとした場合、励磁電流Ｉ0 の定格は３
０Ａ程度となる。ここで、電流検出器ＣＴ1 ，ＣＴ2 の
精度誤差を１％とした場合、１０Ａの検出誤差が出て、
従来の手法により変圧器の励磁電流Ｉ0 を求めると単純
に考えても約３０％の誤差を含むことになる。実際に
は、上記励磁電流Ｉ0 の計算は、１次電流Ｉ1 と２次電
流Ｉ2 ´のベクトルの差となるので上記励磁電流Ｉ0 の
検出誤差は更に大きくなる。

【０００８】この励磁電流の検出誤差は、励磁電流を制
御したとき、指令値と実電流との相違をもたらし、変圧
器から必要な電圧が得られなくなるということにもな
る。また、変圧器の直流偏磁対策を行う場合でも正確な
励磁電流検出ができないため、前記電力変換器側から適
正な補償電圧を発生できなくなるという欠点があった。
本発明は、以上の問題点に鑑みなされたものであって、
変圧器の励磁電流を正確に検出できる変圧器の励磁電流
検出装置を提供することを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の変圧器の励磁電流検出装置は、変圧器と、
当該変圧器の１次及び２次電流を検出する電流検出器
と、当該１次電流検出値と２次電流検出値から前記変圧
器の励磁電流を演算する手段と、前記変圧器の磁束に対
する励磁電流の位相角を求める手段と、当該位相角が零
になるように前記励磁電流演算手段に用いられる前記１
次電流検出値あるいは２次電流検出値の一方又は両方を
補正する手段とを具備したことを特徴とするものであ
る。

【００１０】

【作用】変圧器の１次／２次巻数比をａ1 対ａ2 とした
場合、変圧器の励磁電流Ｉ0 は、１次電流検出値Ｉ1 と
２次電流検出値Ｉ2 から、 Ｉ0 ＝Ｉ1 −（ａ2 ／ａ1 ）・Ｉ2 によって求められる。一方、変圧器に印加される電圧Ｖ
1 （交流電圧の基本波）と変圧器の相互インダクタンス
Ｍから、直流偏磁しないときの変圧器の励磁電流Ｉ0 ^*
が次式のように近似計算できる。 Ｉ0 ^* ＝Ｖ1 ／（ｊω・Ｍ） ここで、ωは交流電圧Ｖ1 の角周波数である。即ち、上
記励磁電流Ｉ0 ^* は変圧器の磁束Φ0 と同相になり、印
加電圧Ｖ1 に対し、位相が９０°遅れる。

【００１１】本発明は、この磁束Φ0 に対する前記励磁
電流検出値Ｉ0 の位相角ψを求め、その位相角ψが零に
なるように前記１次電流検出値Ｉ1 或いは２次電流検出
値Ｉ2 の一方又は両方を補正する。

【００１２】いま仮に、ａ1 ＝ａ2 として説明する。１
次電流Ｉ1 が１％大きく、２次電流Ｉ2 が１％小さく検
出されたとする。励磁電流Ｉ0 は１次電流Ｉ1 と２次電
流Ｉ2 のベクトル差であるから、その大きさは言うに及
ばず、磁束Φ0 （印加電圧Ｖ1 に対して直交）に対する
位相角ψは進みとなる。この位相角ψが零になるように
２次電流検出値Ｉ2 の大きさを補正すると、結果的に２
次電流Ｉ2 も１％大きく検出されるようになる。１次及
び２次電流が共に１％だけ大きくなった場合、三角形の
相似関係から、励磁電流Ｉ0 も１％だけ大きく検出され
る。

【００１３】また、前記位相角ψが零になるように１次
電流検出値Ｉ1 の大きさを補正すると、結果的に１次電
流Ｉ1 は１％小さく検出されるようになる。１次及び２
次電流が共に１％だけ小さくなった場合、三角形の相似
関係から、励磁電流Ｉ0 も１％だけ小さく検出される。
即ち、励磁電流の検出誤差は１％となり、大幅な精度向
上が達成できる。

【００１４】

【実施例】以下、本発明を図面を参照して説明する。

【００１５】図１は、本発明の一実施例を示す変圧器の
励磁電流検出装置の構成図である。図中、ＳＵＰは交流
電圧源、ＴＲは変圧器、ＬＯＡＤは交流負荷、ＣＴ1 ，
ＣＴ2 は電流検出器、Ｋは比例回路、Ｈは係数補正器、
Ａは加減算器、ＣＡＬ位相角演算器である。

【００１６】変圧器ＴＲの１次／２次巻数比はａ1 対ａ
2 で、その１次巻線には交流電圧源ＳＵＰが接続されて
いる。変圧器ＴＲの１次巻線Ｗ1 に電圧Ｖ1 が印加され
ると、２次巻線Ｗ2 には電圧Ｖ2 ＝（ａ2 ／ａ1 ）・Ｖ
1 が発生し、負荷ＬＯＡＤに電流Ｉ2 が流れる。このと
き、１次電圧Ｖ1 の角周波数をω＝２πｆ，変圧器ＴＲ
の相互インダクタンスをＭとした場合、変圧器ＴＲの励
磁電流Ｉ0 は、Ｉ0 ＝Ｖ1 ／（ｊω・Ｍ）のように近似
できる。変圧器ＴＲの１次電流Ｉ1は上記２次電流Ｉ2
の１次側換算値と励磁電流Ｉ0 のベクトル和で、 Ｉ1 ＝（ａ2 ／ａ1 ）・Ｉ2 ＋Ｉ0 で表される。

【００１７】即ち、変圧器ＴＲの１次及び２次電流が正
確に検出できれば、励磁電流Ｉ0 も正確に検出できるこ
とになる。しかし、電流検出器ＣＴ1 ，ＣＴ2 には検出
誤差があり、従来装置で説明したような問題点が出てく
る。

【００１８】図１の装置において、まず、電流検出器Ｃ
Ｔ1 ，ＣＴ2 により１次電流Ｉ1 及び２次電流Ｉ2 を検
出する。２次電流検出値Ｉ2 は比例回路Ｋにより、（ａ
2/ａ1 倍されて１次側量に換算される。即ち、２次電流
Ｉ2 の１次側換算値Ｉ2 ´はＩ2 ´＝（ａ2 ／ａ1 ）・
Ｉ2 となる。２次電流Ｉ2 の１次側換算値Ｉ2 ´は係数
補正器Ｈを介して、Ｉ2 ´´＝Ｋ・Ｉ2 ´に補正され、
加減算器Ａに入力される。また、１次電流検出値Ｉ1 は
そのまま加減算器Ａに入力され、励磁電流Ｉ0 がＩ0 ＝
Ｉ1 −Ｉ2 ´´として出力される。位相角演算器ＣＡＬ
は変圧器ＴＲの磁束Φ0 に対する励磁電流検出値Ｉ0 の
位相ずれψを演算するもので、変圧器ＴＲの１次側に印
加される電圧Ｖ1 に同期した単位正弦波ｓｉｎωｔと前
記励磁電流検出値Ｉ0 を用いて位相ずれψを演算する。
その動作は後で説明する。前記係数補正器Ｈは前記位相
角ψに応じてその補正係数Ｋを調整するもので、ψが正
ならばＫを増加させ、ψが負ならばＫを減少させる。

【００１９】図２は図１の装置の電圧電流波形を示すも
ので。Ｖ1 は変圧器ＴＲの１次電圧、Ｉ0 ^* は励磁電流
基準値、Ｉ0 は励磁電流検出値を表す。ここで、１次電
圧Ｖ1 を、Ｖ1 ＝Ｖm ・ｓｉｎ（ωｔ）とした場合、励
磁電流基準値Ｉ0 ^* は、Ｉ0^* ＝−Ｉm ^* ・ｃｏｓ（ω
ｔ）と近似できる。なお、Ｉm ^* ＝Ｖm ／（ωＭ）の関
係がある。即ち、励磁電流基準値Ｉ0 ^* は変圧器ＴＲの
磁束Φ0 と同相で、１次電圧Ｖ1 より位相角π／２ラジ
アンだけ遅れている。これに対し、励磁電流検出値Ｉ0
は前記励磁電流基準値Ｉ0 ^* （磁束Φ0 ）より位相角ψ
だけ進んでいる場合を示している。即ち、励磁電流検出
値Ｉ0 は、 Ｉ0 ＝Ｉm ・ｃｏｓ（ωｔ＋ψ）＝−Ｉm （ｃｏｓωｔ
・ｃｏｓψ−ｓｉｎωｔ・ｓｉｎψ） のように表される。図３は図１の装置の位相角演算器Ｃ
ＡＬの具体的な実施例を示す演算ブロック図である。

【００２０】図中、ＵＮ1 ，ＵＮ2 は単位正弦波を求め
るための正規化回路、ＡＤは加算器、ＭＬは乗算器、Ｄ
Ｖは割算器、ＲＯＭ１，ＲＯＭ２はテ―ブルメモリ回
路、ＳＨはサンプルホ―ルド回路を示す。

【００２１】まず、正規化回路ＵＮ1 に１次電圧検出値
Ｖ1 を入力し、その波高値Ｖm で割って、その電圧に同
期した単位正弦波ｓｉｎωｔを求める。これを微分する
と、単位余弦波ｃｏｓωｔが得られる。また、正規化回
路ＵＮ2 に励磁電流検出値Ｉ0 を入力し、その波高値Ｉ
m で割って、その電流に同期した単位正弦波−ｃｏｓ
（ωｔ＋ψ）を求める。乗算器ＭＬは正規化回路ＵＮ1
の出力ｃｏｓωｔとサンプルホ―ルド回路ＳＨの出力ｃ
ｏｓψとを掛け算し、ｃｏｓωｔ・ｃｏｓψを求める。
加算器ＡＤは正規化回路ＵＮ2 の出力−ｃｏｓ（ωｔ＋
ψ）と上記乗算器ＭＬの出力ｃｏｓωｔ・ｃｏｓψを加
えて、 ｓｉｎωｔ・ｓｉｎψ＝ｃｏｓωｔ・ｃｏｓψ−ｃｏｓ
（ωｔ＋ψ） を出力する。更に、割算器ＤＶにより、加算器ＡＤの出
力ｓｉｎωｔ・ｓｉｎψを正規化回路ＵＮ1 の出力ｓｉ
ｎωｔで割って、ｓｉｎψを求める。

【００２２】テ―ブルメモリＲＯＭ１は逆正弦関数ｓｉ
ｎ^-1ｘを表として記憶したもので、メモリのアドレスに
ｘ＝ｓｉｎψを入力すると、位相角ψがもとめられる。
又、テ―ブルメモリＲＯＭ２は余弦関数ｃｏｓｘを表と
して記憶したもので、ｘ＝ψをメモリのアドレスに入力
すると、ｃｏｓψが出力される。サイプルホ―ルド回路
ＳＨは上記テ―ブルメモリＲＯＭ２の出力ｃｏｓψをあ
る演算周期毎に保持し、前記乗算器ＭＬに入力する。即
ち、乗算器ＭＬは位相角出力ψの前の演算値を使って掛
け算することになる。

【００２３】このようにして、位相角演算器ＣＡＬは、
変圧器ＴＲの１次電圧Ｖ1 と励磁電流検出値Ｉ0 を入力
とし、励磁電流基準値Ｉ0 ^* （磁束Φ0 ）に対する励磁
電流検出値Ｉ0 の位相角ψを演算することができる。
尚、上記演算はマイクロコンピュ―タを用いて演算プロ
グラムにより実現することもできる。励磁電流検出値Ｉ
0 の位相角ψは別の方法によっても求めることができ
る。

【００２４】例えば、１次電圧Ｖ1 のゼロクロス点を基
準とし、励磁電流検出値Ｉ0 のゼロクロス点との時間差
を求め、それを位相角θに直し、ψ＝（π／２）−θと
して算出することができる。図４は図１の装置の動作を
説明するための電圧、電流ベクトル図を示す。（ａ）は
１次電流及び２次電流の検出器の誤差が無いときのベク
トル図、（ｂ）は検出誤差がある場合のベクトル図を示
す。まず、検出誤差が無い時のベクトル図を説明する。

【００２５】図４（ａ）において変圧器ＴＲに１次電圧
Ｖ1 が印加されると、励磁電流Ｉ0＝Ｖ1 ／（ｊω・
Ｍ）が流れ、磁束Φ0 が発生する。その結果、２次電圧
Ｖ2 ＝（ａ2 ／ａ1 ）・Ｖ1 が発生し、負荷に電流Ｉ2
を流す。変圧器ＴＲの１次電流Ｉ1 は２次電流Ｉ2 の１
次側換算値Ｉ2 ´＝（ａ2 ／ａ1 ）・Ｉ2 と、前記励磁
暖流Ｉ0 のベクトル和となる。即ち、１次電流Ｉ1 及び
２次電流Ｉ2 を正確に検出できれば、励磁電流Ｉ0 ＝Ｉ
1 −Ｉ2 ´を正確に検出することができる。この時、励
磁電流Ｉ0 は磁束Φ0 と同相となり、１次電圧Ｖ1 に対
して９０°遅れている。

【００２６】次に、１次電流及び２次電流検出器に誤差
が有る場合のベクトル図を説明する。図４（ｂ）におい
て、ｉ1 は１次電流検出値でＩ1 よりもΔＩ1 だけ大き
く検出されている。又、ｉ2 ´は２次電流検出値を１次
側に換算したもので、Ｉ2 ´よりΔＩ2 だけ小さく検出
されている。

【００２７】この検出値から励磁電流検出値ｉ0 ＝ｉ1
−ｉ2 ´を求めると、図示の電流ベクトルとなる。この
励磁電流ｉ0 は磁束Φ0 に対して位相がψだけ進んだベ
クトルとなる。図１の装置では、この位相角ψを位相角
演算器ＣＡＬで求め、位相角ψに応じて係数補正器Ｈの
係数ｋを増減させている。即ち、位相角ψが正（進み）
のとき、係数ｋを増加させ、位相角ｋが負（遅れ）の
時、係数ｋを減少させている。図４（ｂ）の場合、位相
角ψが正（進み）なので、係数ｋを増加させ、２次電流
検出値Ｉ2 ´´＝ｋ・ｉ2 ´を増加させる。最終的に
は、ψ＝０になる点まで係数ｋが増加し、図のＩ2 ´´
となって落ち着く。このとき、１次電流検出値ｉ1 は補
正しない。この結果、励磁電流検出値Ｉ0 ´´は、Ｉ0
´´＝ｉ1 −Ｉ2 ´´となる。三角形の相似関係から、
真値Ｉ0 に対し、当該励磁電流検出値Ｉ0 ´´の誤差は
１次電流の検出誤差に等しくなる。即ち、１次電流Ｉ1
の検出精度誤差が１％であった場合、図１の装置による
励磁電流検出誤差は１％となり、検出精度を大幅に向上
させることが可能となる。

【００２８】図５は、本発明の変圧器の励磁電流検出装
置の別の実施例を示す構成図である。 図中、ＳＵＰは
交流電圧源、ＴＲは変圧器、ＬＯＡＤは交流負荷、ＣＴ
1 ，ＣＴ2 は電流検出器、ｋは比例回路、Ｈは係数補正
器、Ａは加減算器、ＣＡＬは位相角演算器である。

【００２９】変圧器ＴＲの１次／２次巻数比はａ1 対ａ
2 で、その１次巻線には交流電圧源ＳＵＰが接続されて
いる。変圧器ＴＲの１次巻線Ｗ1 に電圧Ｖ1 が印加され
ると、２次巻線Ｗ2 には電圧Ｖ2 ＝（ａ2 ／ａ1 ）・Ｖ
1 が発生し、負荷ＬＯＡＤに電流Ｉ2 が流れる。

【００３０】図５の装置において、まず、電流検出器Ｃ
Ｔ1 ，ＣＴ2 により１次電流Ｉ1 及び２次電流Ｉ2 を検
出する。２次電流検出値Ｉ2 は比例回路Ｋにより、（ａ
2 ／ａ1 ）倍されて１次側量に換算される。即ち、２次
電流Ｉ2 の１次側換算値はＩ2 ´＝（ａ2 ／ａ1 ）・Ｉ
2 となり、加減算器Ａに入力される。また、前記１次電
流Ｉ1 の検出値は係数補正回路Ｈを介して、Ｉ1 ´＝ｋ
・Ｉ1 に補正され、加減算器Ａに入力される。加減算器
Ａは、励磁電流Ｉ0 ＝Ｉ1 −Ｉ2 ´´を演算し、出力す
る。位相角演算器ＣＡＬは出力される励磁電流検出値Ｉ
0 の基準値Ｉ0^* に対する位相ずれψを演算するもの
で、変圧器ＴＲの１次側に印加される電圧Ｖ1 に同期し
た単位正弦波ｓｉｎωｔと前記励磁電流検出値Ｉ0 を用
いてψを演算する。前記係数補正器Ｈは前記位相角ψに
応じてその補正係数ｋを調整するもので、ψが正（進
み）ならばｋを減少させ、ψが負（遅れ）ならばｋを増
加させる。図６は、図５の装置の動作を説明するための
電圧，電流ベクトル図を示す。

【００３１】図６において、ｉ1 は１次電流検出値で、
ΔＩ1 だけ大きく検出されている。また、ｉ2 ´は２次
電流検出値を１次側に換算したものでΔＩ2 だけ小さく
検出されている。これらの検出値から励磁電流ｉ0 ＝ｉ
1 −ｉ2 ´を求めると、図示の電流ベクトルとなる。当
該励磁電流ｉ0 は磁束Φ0 に対して位相がψだけ進んだ
ベクトルとなる。

【００３２】図５の装置では、この位相角ψを位相演算
器ＣＡＬで求め、位相角ψに応じて係数補正器Ｈの係数
ｋを増減させている。即ち、位相角ψが正（進み）のと
き、係数ｋを減少させ、位相角ψが負（遅れ）のとき、
係数ｋを増加させている。

【００３３】図６の場合、位相角ψが正（進み）なの
で、係数ｋを減少させ、１次電流検出値ｉ1 ´＝ｋ・ｉ
1 を減少させる。最終的にはψ＝０になる点まで係数ｋ
が減少し、図６のｉ1 ´となって落ち着く。このとき、
２次電流検出値ｉ2 ´は補正しない。この結果、励磁電
流検出値Ｉo ´はＩo ´＝ｉ1 ´−ｉ2 ´となる。三角
形の相似関係から、真値Ｉ0 に対し、当該励磁電流Ｉ0
´の誤差は２次電流の検出誤差に等しくなる。即ち、２
次電流Ｉ2 の検出精度誤差が１％であった場合、図５の
装置による励磁電流検出誤差は１％となり、検出精度を
大幅に向上させることが可能となる。

【００３４】図１の装置では、励磁電流Ｉ0 の位相角ψ
が零になるように２次電流検出値を補正しているのに対
し、図５の装置では励磁電流Ｉ0 の位相角ψが零になる
ように１次電流検出値を補正している。

【００３５】いずれの方式でも励磁電流Ｉ0 の検出精度
を向上させることができるが、１次及び２次電流検出器
の検出精度が異なる場合、精度の良い方をそのまま使用
し、精度の悪い方の検出値を補正すると、励磁電流の検
出精度は精度の良い方に合せることができる。又、１次
電流検出値及び２次電流検出値の両方を補正しても同様
に励磁電流の検出精度を向上させることができることは
言うまでも無い。図７は本発明の更に別の実施例を示す
構成図である。

【００３６】図中、Ｖd は直流電圧源、ＩＮＶは直流を
可変電圧可変周波数の交流に変換するインバ―タ、ＴＲ
は変圧器、ＣＴ1 ，ＣＴ2 は電流検出器、Ｋは比例回
路、Ｈは係数補正回路、ＣＡＬは位相角演算回路、Ａ1
，Ａ2 は加減算器、Ｃ1 は比較器、Ｇ0(ｓ）は制御補
正回路、ＰＷＭはパルス幅変調回路をそれぞれ示す。

【００３７】インバ―タＩＮＶは自己消弧形素子（例え
ばゲ―トタ―ンオフサイリスタ，以後ＧＴＯと記す）Ｓ
1 〜Ｓ4 と帰還ダイオ―ドＤ1 〜Ｄ4 で構成されてい
る。当該インバ―タＩＮＶはパルス幅変調制御され、そ
の出力電圧ＶINV はＰＷＭ制御回路ＰＷＭの入力信号
（電圧指令値）ｅi に比例した値となる。電圧指令値ｅ
iを正弦波状に変化させれば、出力電圧ＶINV も正弦波
状に変化し、その振幅及び周波数を変えることにより、
可変電圧可変周波数の交流電圧を発生させることができ
る。

【００３８】変圧器ＴＲの１次巻線には電圧ＶINV が印
加され、磁束Φ0 が発生し、変圧器ＴＲの１次／２次巻
数比を（ａ1 ／ａ2 ）とした場合、２次巻線にＶ2 ＝
（ａ2／ａ1 ）・Ｖ1 なる電圧が発生する。負荷ＬＯＡ
Ｄにはこの２次電圧Ｖ2 が印加され、負荷電流（２次電
流）Ｉ2 が流れる。

【００３９】電流検出器ＣＴ1 ，ＣＴ2 はそれぞれ変圧
器ＴＲの１次電流Ｉ1 及び２次電流Ｉ2 を検出する。比
例回路Ｋは２次電流検出値Ｉ2 を１次側に換算するもの
で、変圧器ＴＲの１次／２次巻数比を（ａ1 ／ａ2 ）と
した場合、１次側換算値は、Ｉ2 ´＝（ａ2 ／ａ1 ）・
Ｉ2 となる。

【００４０】又、位相角演算器ＣＡＬは変圧器ＴＲの励
磁電流Ｉ0 の磁束Φ0 に対する位相角ψを演算する。詳
細は前に説明したので省略する。係数補正回路Ｈは位相
角ψに応じて２次電流検出値の補正係数ｋを補正する。
加減算器Ａ1 により、前記１次電流検出値Ｉ1 と上記２
次電流検出値の補正値Ｉ2 ´´＝ｋ・Ｉ2 ´との差を求
め、励磁電流Ｉ0 ＝Ｉ1 −Ｉ2 ´´を出力する。励磁電
流Ｉ0 の磁束Φ0 に対する位相角ψが零になるように係
数ｋが補正され、そのときの励磁電流Ｉ0 の検出精度は
１次電流Ｉ1 の検出精度まで向上する。図７の装置で
は、この正確な励磁電流検出値Ｉ0 を用いて、変圧器Ｔ
Ｒの偏磁対策を行っている。Ｖ1 ^* はインバ―タＩＮＶ
が発生すべき出力電圧ＶINV の指令値で、通常、負荷電
流制御の出力信号等から与えられる。

【００４１】又、Ｉ0 ^* は変圧器ＴＲの励磁電流指令値
で、前記電圧指令値Ｖ1 ^* と変圧器ＴＲの相互インダク
タンスＭ及び出力角周波数ωにより、次のように与えら
れる。 Ｉ0 ^* ＝Ｖ1 ^* ／（ｊω・Ｍ）

【００４２】この励磁電流指令値Ｉ0 ^* と前記励磁電流
検出値Ｉ0 を比較器Ｃ1 に入力し、偏差ε0 ＝Ｉ0 ^* −
Ｉ0 を求めて、制御補償回路Ｇ0 （ｓ）で増幅して、加
算器Ａ2 に入力する。従って、ＰＷＭ制御回路ＰＷＭの
入力信号ｅi は、 ｅi ＝Ｖ1 ^* ＋Ｇ0(ｓ）・ε0 となる。次に、励磁電流
制御について説明する。

【００４３】Ｉ0 ^* ＞Ｉ0 となった場合、偏差ε0 は正
となり、ＰＷＭ制御入力信号ｅi を増加させインバ―タ
ＩＮＶの出力電圧ＶINV を増加させ、変圧器ＴＲの励磁
電流Ｉ0 を増やす。逆に、Ｉ0 ^* ＜Ｉ0 となった場合、
偏差ε0 は負となり、ＰＷＭ制御入力信号ｅi を減少さ
せインバ―タＩＮＶの出力電圧ＶINV を減少させ、変圧
器ＴＲの励磁電流Ｉ0 を減らす。

【００４４】このようにして、変圧器ＴＲの励磁電流Ｉ
0 はその指令値Ｉ0 ^* に一致するように制御される。Ｉ
0 ＝Ｉ0 ^* に制御されていれば、変圧器ＴＲの直流偏磁
は発生せず、１次電流Ｉ1 が過大になるのを防止でき、
かつ、負荷ＬＯＡＤに必要な電圧Ｖ2 を供給することが
できる。図８は本発明の更に別の実施例を示す構成図
で、ＰＷＭインバ―タを多重運転したときの実施例を示
す。

【００４５】図中、Ｖd は直流電圧源、ＩＮＶ１，ＩＮ
Ｖ２は直流を可変電圧可変周波数の交流に変換するイン
バ―タ、ＴＲ1 ，ＴＲ2 は変圧器、ＬＯＡＤは交流負
荷、ＣＴ1 〜ＣＴ3 は電流検出器、Ｋは比例回路、Ｈ1
，Ｈ2 は係数補正回路、ＣＡＬ1 ，ＣＡＬ2 は位相角
演算回路、ＣＡＬ0 は励磁電流指令値演算器、Ａ1 〜Ａ
5は加減算器、ｃ1 〜Ｃ3 は比較器、Ｇ01（ｓ），Ｇ02
（ｓ），ＧL （ｓ）は電流制御補正回路、ＰＷＭ1 ，Ｐ
ＷＭ2 はパルス幅変調制御回路をそれぞれ示す。

【００４６】この装置では、２台のインバ―タＩＮＶ
１．ＩＮＶ２を変圧器ＴＲ1 ，ＴＲ2を介して多重運転
している。即ち、第１のＰＷＭ制御回路ＰＷＭ1 に与え
る搬送波信号Ｘ1 ，Ｙ1 （Ｘ1 の反転）と第２のＰＷＭ
制御回路ＰＷＭ2 に与える搬送波信号Ｘ2 ，Ｙ2 （Ｘ2
の反転）との位相を９０°ずつずらしてＰＷＭ制御を行
っている。ここで、変圧器ＴＲ1 の１次／２次巻数比
１：１と仮定すれば、変圧器ＴＲ1 の２次電圧Ｖ12はイ
ンバ―タＩＮＶ１の出力電圧Ｖ11に一致する。同様に、
変圧器ＴＲ2 の出力電圧Ｖ22もＶ21に一致する。

【００４７】負荷ＬＯＡＤは変圧器ＴＲ1 ，ＴＲ2 の２
次電圧Ｖ12とＶ22の和が印加される。負荷電圧ＶL ＝Ｖ
12＋Ｖ22の等価キャリア周波数は上記多重運転の効果に
より、ＰＷＭ制御搬送波周波数の４倍の値が得られる。
故に、負荷ＬＯＡＤに供給される電流の脈動は極めて小
さな値となる。負荷電流ＩL は２台のインバ―タＩＮＶ
１，ＩＮＶ２の出力電圧を同時に調整することにより制
御している。

【００４８】即ち、電流検出器ＣＴ3 で負荷電流ＩL を
検出し、比較器Ｃ3 により負荷電流指令値ＩL ^* との偏
差εL ＝ＩL ^* −ＩL を求める。その偏差εL を電流制
御補償回路ＧL （ｓ）で増幅し、加算器Ａ3 を介してＰ
ＷＭ1 の入力信号ｅi1とし、加算器Ａ4 を介してＰＷＭ
2 の入力信号ｅi2としている。

【００４９】ＩL ^* ＞ＩL となった場合、偏差εL は正
の値となり、入力信号ｅi1，ｅi2を増やし、負荷電圧Ｖ
L ＝Ｖ12＋Ｖ22を増加させる。故に、負荷電流ＩL が増
加し、ＩL はＩL ^* に制御される。逆に、ＩL ^* ＜ＩL
となった場合、偏差εL は負の値となり、入力信号ｅi
1，ｅi2を減らし、負荷電圧ＶL ＝Ｖ12＋Ｖ22を減少さ
せる。故に、負荷電流ＩL が減少し、やはり、ＩL はＩ
L ^* に制御される。ここで、加算器Ａ5 に加えられる信
号ＶL ^* ／２は上記負荷電流制御の応答を改善するため
のもので、負荷側の電圧を前向に補償している。このＶ
L ^* は次式のように与えられる。 ＶL ^* ＝（Ｖc ^* ＋ｊωＬL ・ＩL ^* ＋ＲL ・ＩL ^* ） ただし、Ｖc ^* は負荷の逆起電力、ωは出力角周波数、
ＬL 及びＲL は負荷のインダクタンスと抵抗である。

【００５０】さて、図８の装置において、インバ―タＩ
ＮＶ１，ＩＮＶ２を構成する素子のスイッチング特性の
バラツキ等により若干の直流バイアスが変圧器ＴＲ1 ，
ＴＲ2 に印加され、直流偏磁を発生させる可能性があ
る。そこで、図８の装置では、２台の変圧器ＴＲ1 ，Ｔ
Ｒ2 の励磁電流を検出し、各インバ―タによって励磁電
流制御を行っている。

【００５１】まず、電流検出器ＣＴ1 によって変圧器Ｔ
Ｒ1 の１次電流Ｉ11を検出し、係数補正器Ｈ1 を介して
ｋ1 倍し、加減算器Ａ1 に入力する。又、電流検出器Ｃ
Ｔ3により負荷電流ＩL を検出し、比例回路Ｋを介し
て、加減算器Ａ1 に入力する。比例回路Ｋは変圧器の２
次電流を１次電流に換算するもので、２台の変圧器ＴＲ
1 ，ＴＲ2 は同一とし、その１次／２次巻数比をａ1 対
ａ2 とした場合、ｋ＝（ａ2 ／ａ1 ）となる。加減算器
Ａ1 の出力が変圧器ＴＲ1 の励磁電流Ｉo1で、 Ｉ01＝ｋ1 ・Ｉ11−（ａ2 ／ａ1 ）・ＩL となる。位相角演算器ＣＡＬ1 は変圧器ＴＲ1 の磁束Φ
01に対する励磁電流検出値Ｉ01の位相角ψ1 を演算する
もので、具体的には、図３で説明したものと同様に、イ
ンバ―タＩＮＶ１の出力電圧検出値Ｖ11と前記励磁電流
検出値Ｉ01とを用いて演算することができる。ここで
は、電圧検出値Ｖ11の代りにインバ―タＩＮＶ１の出力
電圧指令値Ｖ11^* ＝ＶL ^* ／２を用いている。前記係数
補正器Ｈ1 は上記位相角ψ1 が零になるように係数ｋ1
を補正し、前述のように励磁電流検出値Ｉ01の検出精度
を向上させることができる。変圧器ＴＲ2 の励磁電流Ｉ
02も同様に、比例回路Ｋ，係数補正器Ｈ2 、加減算器Ａ
2 及び位相角演算器ＣＡＬ2 により、精度良く検出する
ことができる。ＣＡＬ0 は励磁電流の指令値Ｉ0 ^* を演
算する演算器で、２台の変圧器の相互インダクタンスＭ
が同一であるとした場合、 Ｉ0 ^* ＝ＶL ^* ／（ｊω・２・Ｍ） の演算式から求められる。変圧器ＴＲ1 の励磁電流は次
のように制御される。

【００５２】即ち、上記励磁電流指令値Ｉ0 ^* と前記励
磁電流検出値Ｉ01を比較器Ｃ1 に入力し、偏差ε01＝Ｉ
0 ^* −Ｉo1を求める。当該偏差ε01を電流制御補償回路
Ｇ01（ｓ）で増幅し、加減算器Ａ3 を介してＰＷＭ制御
回路ＰＷＭ1 に入力する。

【００５３】Ｉ01^* ＞Ｉ01となった場合、偏差ε01は正
の値となり、ＰＷＭ制御回路ＰＷＭ1 の入力信号ｅi1を
増加させる。故に、インバ―タＩＮＶ１の出力電圧Ｖ11
が増えて、変圧器ＴＲ1 の励磁電流Ｉ01を増加させる。

【００５４】逆に、Ｉ01^* ＜Ｉ01となった場合、偏差ε
01は負の値となり、ＰＷＭ制御回路ＰＷＭ1 の入力信号
ｅi1を減少させる。故に、インバ―タＩＮＶ１の出力電
圧Ｖ11が減って、変圧器ＴＲ1 の励磁電流Ｉ01は減少す
る。従って、Ｉo1はＩ01^* となるように制御される。変
圧器ＴＲ2 の励磁電流Ｉ02も同様に制御される。このよ
うにして、各変圧器ＴＲ1 ，ＴＲ2 の励磁電流が制御さ
れ、変圧器の直流偏磁を防止することができる。

【００５５】励磁電流制御によって、負荷電流制御に多
少とも影響を与えるが、通常は、励磁電流制御のゲイン
を低めにし、負荷電流制御のゲインを高めにして干渉を
和らげることができる。同様に、３台以上のインバ―タ
の多重運転でも各出力変圧器の励磁電流を制御しながら
負荷電流を制御することができる。以上は単相出力のイ
ンバ―タについて説明したが、２相以上のＰＷＭインバ
―タでも同様に実施できることは言うまでもない。

【００５６】以上の励磁電流検出に際し、１次電流又は
２次電流検出値の補正をオンラインで行なったが、オフ
ラインで係数を補正することもできる。即ち、変圧器の
定格電圧、定格電流及び定格周波数付近で上記補正を行
ない、その補正係数を用いて励磁電流を検出するように
しても良い。オフラインで補正係数をｋを決定した場
合、運転中はその設定値を変化させないで済む。そのた
め刻々と変化する電流検出値に基づいて励磁電流検出値
の位相各等を演算する必要がなくなり、運転中の演算時
間を短くできる利点がある。

【００５７】また、オンラインで係数補正を行う場合、
すべての領域で補正するのでなく、例えば、定格電圧、
定格電流付近でのみ補正することもできることは言うま
でもない。

【００５８】

【発明の効果】以上説明のように、本発明の変圧器の励
磁電流検出装置によれば、変圧器の励磁電流を精度良く
検出することが可能となり、正確な励磁電流制御がで
き、しかも、変圧器の直流偏磁を防止することが可能と
なる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の変圧器の励磁電流検出装置の一実施例
を示す構成図。

【図２】［図１］の変圧器の励磁電流検出装置の動作を
説明するための電圧電流波形図。

【図３】［図１］の変圧器の励磁電流検出装置を構成す
る位相演算器の具体的実施例を示す構成図。

【図４】［図１］の変圧器の励磁電流検出装置の動作を
説明するための電圧、電流ベクトル図。

【図５】本発明の他の実施例を示す変圧器の励磁電流検
出装置の構成図。

【図６】［図５］に示す変圧器の励磁電流検出装置の動
作を説明するための電圧，電流ベクトル図。

【図７】本発明の他の実施例を示す変圧器の励磁電流検
出装置の構成図。

【図８】本発明の他の実施例を示す変圧器の励磁電流検
出装置の構成図。

【図９】従来の変圧器の励磁電流検出装置の構成図であ
る。

【符号の説明】

ＳＵＰ ……交流電圧源、 ＴＲ，ＴＲ1 ，ＴＲ2 ……アノ―ドリアクト
ル、 ＬＯＡＤ ……交流負荷、 ＣＴ1 〜ＣＴ3 ……電流検出器、 Ｋ ……比例回路、 Ｈ ……係数補正器、 ＣＡＬ，ＣＡＬ1 ，ＣＡＬ2 ……位相角演算器、 Ａ，Ａ1 〜Ａ5 ……加減算器、 Ｖd ……直流電圧源、 ＰＷＭ，ＰＷＭ1 ，ＰＷＭ2 ……パルス幅変調制御回
路、 Ｃ1 〜Ｃ3 ……比較器、 Ｇ0(s)，Ｇ01(s) ，Ｇ02(s) ……励磁電流制御補償回
路、 ＧL （ｓ） ……負荷電流制御補償回
路、 ＩＮＶ，ＩＮＶ1 ，ＩＮＶ2 ……インバ―タ、 ＣＡＬ0 ……励磁電流指令演算
器。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 変圧器と、当該変圧器の１次及び２
   次電流を検出する電流検出器と、当該１次電流検出値と
   ２次電流検出値から前記変圧器の励磁電流を演算する手
   段と、前記変圧器の磁束に対する励磁電流の位相角を求
   める手段と、当該位相角が零になるように前記励磁電流
   演算手段に用いられる前記１次電流検出値を補正する手
   段とを具備したことを特徴とする変圧器の励磁電流検出
   装置。
2. 【請求項２】 前記励磁電流演算手段に用いられる
   前記１次電流検出値の補正をオフラインで行うようにし
   たことを特徴とする請求項１に記載の変圧器の励磁電流
   検出装置。
3. 【請求項３】 変圧器と、当該変圧器の１次及び２
   次電流を検出する電流検出器と、当該１次電流検出値と
   ２次電流検出値から前記変圧器の励磁電流を演算する手
   段と、前記変圧器の磁束に対する励磁電流の位相角を求
   める手段と、当該位相角が零になるように前記励磁電流
   演算手段に用いられる前記２次電流検出値を補正する手
   段とを具備したことを特徴とする変圧器の励磁電流検出
   装置。
4. 【請求項４】 前記励磁電流演算手段に用いられる
   前記２次電流検出値の補正をオフラインで行うようにし
   たことを特徴とする請求項３に記載の変圧器の励磁電流
   検出装置。
5. 【請求項５】 変圧器と、当該変圧器の１次及び２
   次電流を検出する電流検出器と、当該１次電流検出値と
   ２次電流検出値から前記変圧器の励磁電流を演算する手
   段と、前記変圧器の磁束に対する励磁電流の位相角を求
   める手段と、当該位相角が零になるように前記励磁電流
   演算手段に用いられる前記１次電流検出値及び前記２次
   電流検出値を補正する手段とを具備したことを特徴とす
   る変圧器の励磁電流検出装置。
6. 【請求項６】 前記励磁電流演算手段に用いられる
   前記１次電流検出値及び２次電流検出値の補正をオフラ
   インで行うようにしたことを特徴とする請求項５に記載
   の変圧器の励磁電流検出装置。