JPH06167565A - デジタル信号処理を用いる多周波数・多目標車両用レーダシステム - Google Patents

デジタル信号処理を用いる多周波数・多目標車両用レーダシステム

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Abstract

(57)【要約】 【目的】 確実且つ安定的に作動し、しかもコストが安
価な自動車レーダシステムを提供する。 【構成】 システムは、２チャネル送信周波数を生成す
る送信セクションを含んだデジタル信号処理技術を用い
ている。アンテナは、送信信号を送信し、反射された受
信信号を受信する。ミクサーは送信周波数から受信周波
数を差し引いた差信号を生成する。前端部電子装置セク
ションの信号スイッチは、チャネル１及びチャネル２信
号を時多重分離化し、サンプリングする。そのサンプル
は２チャネルＡ／Ｄ変換器に伝送される。デジタル電子
装置セクションはデジタル情報を受信し、デジタルデー
タの各チャネルでＦＦＴ演算を行って、２つのチャネル
の周波数及び位相差に基づき目標の相対速度及び距離を
決定する。、また、デジタル電子装置セクションは車両
の運転制御状態に関する情報を受けとり、識別された目
標の危険度を決定する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、車両用レーダシステ
ム、特にデジタル信号処理技術を用いる車両衝突回避レ
ーダシステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】世界的な道路を往来する車両密度を増加
させ、同時に道路上の車両が路肩障害物や他の車両等の
ような固定及び移動対象物と衝突するのを防ぐことによ
って、その車両運転の安全性を向上するということが従
来から引き続き要請されている。これらの一見矛盾する
２つの目的を達成するための１つの手段は、その道路を
共有する車両との相対速度，移動方向及び車間距離等を
モニタし、その情報を用いて車両運転者に対して潜在的
な危険を直接的に示すようにすることである。自動車技
術者にとって、そのような周囲の状況をモニタするため
の手段として、マイクロ波レーダシステムの使用を考慮
することが益々一般化しつつある。
【０００３】車両から派生したレーダシステムが現在知
られているが、それは時分割の原理により３種類の周波
数を送信及び受信する。３種類の周波数のうち２つの周
波数は距離を測定するために用いられ、また第３の周波
数は先程の２つのうちの１つと組み合わされて接近速度
及び衝突可能性を決定するために用いられる。このよう
なシステムの１例が、ワタナベ等に付与された米国特許
第 3,952,303号に開示されており、それは、アナログレ
ーダ信号処理前端部(front end) を教示している。
【０００４】しかしながら、ワタナベの特許に開示され
たようなアナログシステムは、温度変化に敏感であり、
較正が困難である。更にそのシステムは、他の対象物の
運動の距離及び相対的速度を測定する等の特定のタスク
専用になっており、それ故、性能向上を図り、また要求
度の変化に適合すべくカスタマイズすることが困難にな
っている。更にまた、前記のような３種類の周波数シス
テムにおける送信及び受信フレームは浪費的である、つ
まり、目標の運動の距離及び相対的速度を測定するため
に、そのシステムのごく一部分だけが必要とされるが、
そのフレームの他の残余部分は使用されないでいる。
【０００５】反射レーダ信号を分析するためのアナログ
信号処理技術を用いる最近の別の自動車レーダシステム
は、「多周波数自動車レーダシステム("Multi-Frequenc
y Automotive Radar System") 」と題し、この発明の譲
受人に譲渡された米国特許出願第08/020,600号に記述さ
れている。そのシステムでは、送信された信号、及び反
射及び受信された信号は、無線周波ミクサ−（ＲＦミク
サー；radio frequency mixer ）に結合される。ＲＦミ
クサーからの関係する出力は、送信及び受信周波数の差
に等しい周波数を有する信号である。つまり、反射、受
信された信号の周波数は、ドプラー効果に起因して、そ
の反射過程で送信信号の周波数からシフトされる。送信
信号が、トランシーバに対して移動する目標から反射さ
れるときに、かかるドプラー効果が生じる。その結果生
じる周波数シフトは、「ドプラーシフト」と言われてい
る。
【０００６】送信信号は、２５０ｋＨｚづつ異なる３種
類の周波数の間で一定間隔で変化する。そのうちの２種
類の周波数は、そこに盛り込まれた距離情報を生成する
ために用いられ、また第３の周波数は、ドプラー接近速
度及び目標選択を決定するために用いられる。実質的な
アナログ波形検出，増幅，成形及びゲーティング等の
後、距離，接近速度及び目標選択についての情報が、デ
ジタル処理のためにマイクロコントローラに入力され
る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】アナログ処理技術を用
いれば、迅速であり、且つリアルタイム処理が可能にな
る。しかしながら、アナログ回路のコストは、デジタル
回路のコストよりも著しく高価である。このため、アナ
ログ信号が即座にデジタル信号に変換され、そしてデジ
タル回路によって処理されれば、そのシステムのコスト
はそれだけ安価になる。その上、デジタル信号処理回路
は、アナログ信号処理回路ほどには、温度及び製造上の
変化やノイズの影響に敏感ではない。更に、アナログ信
号処理技術を使用する場合、システムに新たに機能を付
加しようとすると、一般的には各々に新たな処理ハード
ウェアが必要となるため、その付加し得る数は制限され
ざるを得ない。これに対して、付加的なソフトウェアに
よって距離及び相対移動を簡単に測定するためにデジタ
ル信号処理が用いられるシステムに対しては、多くの付
加的な機能が付加可能である。更にまた、アナログシス
テムにおいては、達成され得る高性能レベルは、利用可
能なハードウェア及びそのハードウェアのコストによっ
て制限される。
【０００８】反射信号の僅かな部分がアンテナに戻って
くるだけなので、強く反射する目標が存在する場合でさ
え、目標検出において、良好な場合から非存在という結
果が出る場合まである。目標検出性能を向上するには、
高度な信号処理が必要である。現状況下では、かかる高
度な信号処理は、それによって意義ある情報が得られる
手段でなけらばならない。高度な情報処理なしに、反射
された信号を識別し、分析することは極めて困難であ
る。このような処理レベルは、本質的にデジタル信号処
理によって行われるべきものである。
【０００９】このため、受信された信号を、信号処理が
なされる前にデジタル形式に変換する自動車レーダシス
テムに対する要請がある。更に、２種類だけの周波数が
送信され、しかも送信信号の大部分が有用である簡素化
されたシステムに対する要請がある。
【００１０】
【課題を解決するための手段及び作用】本発明は、マイ
クロ波トランシーバセクション，前端部電子装置(front
end electronics) セクション，デジタル電子装置セク
ション、及びディスプレイ・センサセクションを備えて
いる。
【００１１】マイクロ波トランシーバセクションは、２
つの時分割多重チャネルに対応する２種類の周波数を生
成するガン・ダイオードの如き発振器を含んでいる。こ
の２つのチャネルは、好適には約２５０ｋＨｚだけの間
隔があり、時多重化(time multiplex)されて単一出力に
される。本発明の好適な実施例では、アンテナは、送信
信号を送信し、また反射された受信信号を受信する。シ
ョットキー・ダイオードミクサーは、送信された信号及
び受信された信号を結合する。上記ダイオードミクサー
の出力は、送信された信号の周波数と受信された信号の
周波数の差の絶対値に等しい周波数を有する差信号であ
る。前端部電子装置セクションの信号スイッチは、チャ
ネル１及びチャネル２の信号を時多重分離化(time demu
ltiplex)してサンプリングする。
【００１２】フィルタされたサンプルは、２チャネルア
ナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器に結合される。この
Ａ／Ｄ変換器は、サンプリングされた信号をデジタル化
し、そしてそのデジタルデータを時多重化する。結果的
に生成されるデジタルデータストリームは、送信された
信号の時多重化関数としての受信された信号を表す。送
信された信号の強度は一定であるから、Ａ／Ｄ変換器に
対して与えられた信号の強度変化は、受信された信号に
おける強度変化に起因する。Ａ／Ｄ変換器の出力は、デ
ジタル電子装置セクションに連結される。
【００１３】このデジタル電子装置セクションは、上記
デジタル情報を受信し、デジタルデータの各チャネルで
高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行し、そのデジタルデ
ータのスペクトル内容を測定する。双方のチャネルにお
いて同一ドプラー周波数で所定値以上の強度が存在する
場合、目標が存在するものと想定される。デジタル電子
装置セクションは、チャネル１の信号及びチャネル２の
信号のＦＦＴ出力の間の正確な位相関係を決定する。マ
イクロプロセッサは、そのデジタルデータによって表さ
れる２つの信号間の位相差に基づき、目標の距離を決定
する。
【００１４】トランシーバに対する相対運動は、目標か
ら戻ってきた信号におけるドプラーシフトによって決定
される。デジタル電子装置セクションは、複数の目標を
識別し、そして追跡する。それらの目標は、その周波数
（即ち、ドプラーシフト量）によって弁別される。デジ
タル電子装置セクションはまた、車両の運転及び／又は
制御の状態に関する情報、即ち車両速度，ステアリング
ホイールの相対的位置，ブレーキ圧力、そして方向指示
器が作動しているか否か、又はウィンドワイパが作動し
ているか否か等の情報を受信する。これは、識別された
目標によってもたらされる危険性の度合いを決定するた
めに用いられる。
【００１５】各目標に関する情報は、上記デジタル電子
装置セクション内のマイクロコントローラによって出力
される。このマイクロコントローラは、音声警報ユニッ
ト，制御ディスプレイユニット，複数のセンサ及び外部
装置との連絡を行うためのＲＳ−２３２インタフェース
に接続される。音声警報ユニットは、要注意状態になっ
た場合に音声警報を発する。警報の大きさは、その危険
性の度合いに比例する。同様に、ディスプレイ・センサ
セクションは、レーダシステムによって検出された周囲
の状態を示す種々のビジュアルディスプレイを有してい
る。
【００１６】
【実施例】本発明の好適な実施例は、添付図面及び以下
の記述において詳細に説明される。なお本発明の詳細が
理解されれば、数値の新たな付加や変更等は、当業者に
おいて明白なものである。
【００１７】図面において類似部材には、類似の参照番
号及び符号を用いるものとする。
【００１８】この記述を通じて、掲げられた好適な態様
及び例は単に例示であり、本発明を何ら限定するもので
はない。
【００１９】概説 図１は、本発明の自動車レーダシステム１００の好適実
施例の全体ブロック図である。このシステム１００は、
それが装着された車両をとりまく環境における対象物
（目標）を検出し、各目標の距離及びシステム１００に
対する相対速度を測定し、そしてかかる目標の存在もし
くは動きによって生じ得る潜在的な危険を、自動車運転
者に警報を発して知らせる。
【００２０】マイクロ波トランシーバセクション２００
は、無線周波（ＲＦ）信号を送信及び受信する。受信さ
れた信号は、送信された信号と比較される。送信及び受
信信号の周波数の差に等しい周波数を有する差信号が生
成される。この差信号は、前端部電子装置セクション３
００に伝送される。前端部電子装置セクション３００
は、差信号をデジタル化する。デジタル化された差信号
は、各目標の距離及び相対速度を決定するデジタル電子
装置セクション５００に伝送される。デジタル電子装置
セクション５００は、ディスプレイ・センサセクション
６００に結合される。ディスプレイ・センサセクション
６００は、種々の車両制御の状態を示す複数のセンサを
有している。このディスプレイ・センサセクション６０
０はまた、自動車運転者に提供するための聴覚及び視覚
的表示を形成する。
【００２１】マイクロ波トランシーバセクション 図２は、マイクロ波トランシーバ２００を更に詳細に示
している。トランシーバ２００は、比較的従来的なもの
であり、本発明の好適実施例において用いられるガン・
ダイオードの如き発振器２０２，送信方向性結合器２０
４，受信方向性結合器２０６，ショットキー・ダイオー
ドミクサー２０８，アンテナ２１０及び無線周波（Ｒ
Ｆ）負荷２１２を含んでいる。ガン・ダイオード２０２
は、送信信号を形成する。送信信号の周波数は、周波数
制御電圧信号ライン２１４を通じて前端部電子装置セク
ション３００からガン・ダイオード２０２へ伝送される
周波数制御電圧信号４０６の関数として変化する（図４
のタイミング図参照）。周波数制御電圧信号ライン２１
４を通じてガン・ダイオード２０２に対して供給される
電圧レベルは、２つの電圧レベル間で切り替わり、これ
により送信周波数を２種類の周波数に切り替えさせる。
本発明の好適実施例おいて、これらの周波数は、ほぼ２
４．１２５ＧＨｚ及び２４．１２５２５０ＧＨｚであ
る。これらの周波数のうちの低いものは、以下チャネル
１周波数、また高い周波数はチャネル２周波数と呼ぶ。
チャネル１及びチャネル２周波数は、実施例ではほぼ２
５０ｋＨｚだけの間隔がある。
【００２２】送信信号は、送信方向性結合器２０４を通
過して、受信方向性結合器２０６を介してアンテナ２１
０に伝送される。送信結合器２０４は、送信信号のパワ
ーを低減し、またガン・ダイオード２０２を受信信号か
ら分離する。出力パワーは、現在のＦＣＣ規則(Federal
Communication Commission regulations)に従って低減
され得る。ＲＦ負荷２１２は過剰パワーを吸収するが、
それは、アンテナ２１０から離れた位置に接続されてい
る。受信方向性結合器２０６は、アンテナ２１０に受信
された信号をミクサー２０８に伝送し、更にガン・ダイ
オード２０２を、受信信号から分離する。加えて、受信
結合器２０６は、送信信号の一部をミクサー２０８に結
合する。このミクサー２０８は、送信信号の周波数と受
信信号の周波数の差に等しい周波数を有する出力を形成
する。即ち、この無線周波ミクサー２０８は、受信され
た信号を「低下変換」("down convert")する。（受信信
号は、しばしば送信信号より低い周波数を有していると
理解される。この文書を通して、「受信された信号を低
下変換する」という語句は、この場合に適用されるが、
受信信号が送信信号よりも高い周波数を有している場合
も同様である。）他の周波数がまた、ミクサー２０８に
よって形成される。しかしながら、これらの他の周波数
は重要ではなく、以下に記述されるように、システムの
種々の箇所でフィルタによって除外される。
【００２３】目標が存在すれば、その目標は、送信され
た信号の幾分かをトランシーバアンテナ２１０へ反射し
て戻す。例えば、無線周波信号の周波数は、接近する目
標から反射する場合に増加し、また遠ざかる目標から反
射する場合には減少する。この周波数変化は、周知のド
プラーシフト現象に起因する。従って、ミクサー２０８
の出力は、多くの場合、送信信号と、その送信信号が複
数の目標によって反射されることによりそれぞれ異なっ
た量だけドップラシフトした複数の反射信号の総和との
周波数の差であるが、本発明以外の送信源によって生成
される様々の周波数を有する様々なその他の信号も含ん
でいる。
【００２４】前端部電子装置セクション ミクサー２０８の出力は、前端部電子装置セクション３
００に結合される。この前端部電子装置セクション３０
０は、図３に更に詳細に示されている。前端部電子装置
セクション３００は、前置増幅器３０２，チャネル１信
号スイッチ３０４ａ，チャネル２信号スイッチ３０４
ｂ，チャネル１ローパスフィルタ３０６，チャネル１音
声増幅器３０７，チャネル２ローパスフィルタ３０８，
チャネル２音声増幅器３０９，アナログ・デジタル（Ａ
／Ｄ）変換器３１０，ＢＩＴ（Built-In-Test ；自動試
験）信号生成器３１１，タイミング生成回路３１２，ク
ロック回路３１４，周波数制御電圧生成器３１６，種々
のラインドライバ及びレシーバ３２０，３２２，３２４
を含んでいる。
【００２５】ミクサー２０８の出力は、前端部電子装置
セクション３００内の前置増幅器３０２の入力に結合さ
れる。この前置増幅器３０２は、ミクサー２０８から伝
送された信号を増幅する。前置増幅器３０２に対して供
給された信号は、受信された種々の信号と送信周波数と
が合成されたものである。代表的には、送信周波数が送
信された場合、複数の目標は、その信号の幾分かをアン
テナ２１０へ反射し戻す。これらの目標のうちのあるも
のは、アンテナ２１０に対して停止しており、一方、他
のものは、アンテナ２１０に対して相対運動する。無線
周波がトランスミッタもしくはレシーバに対して相対運
動する目標から反射されたときに生じるドプラーシフト
のために、送信周波数と受信周波数との差によって目標
の相対速度を決定し、複数の目標に相対速度の差がある
ことを想定しつつ、１つの目標を他のものから弁別す
る。
【００２６】目標がトランスミッタに対して毎時１００
マイルの相対速度を有していると、送信信号の周波数
は、ほぼ７．２ｋＨｚだけシフトされる。本発明の好適
実施例において関心のある周波数は、約０乃至７．２ｋ
Ｈｚの周波数範囲内のものである。受信信号は多数の目
標から反射された信号により構成されるから、その受信
信号は、代表的には正弦波とはならないと考えられる。
勿論、より高い周波数を用いることも可能である。
【００２７】送信信号の強さは、対象とする目標の大部
分が、約１６００フィートまでの距離で検出されるよう
になっている。無線周波が自由空間を進行する速度は、
ほぼ１フィート／ｎｓ（ナノ秒）である。従って、１６
００フィートの距離では、約３．１２μｓの往復信号遅
延が生じることになる。このため、受信された信号が、
一定距離の目標から反射される場合、ミクサー２０８の
出力は、送信周波数がチャネル１周波数からチャネル２
周波数に変化した直後に、またはその逆の場合に、送信
信号が目標に到達してトランシーバまで反射してくるの
に要する時間（即ち、１６００フィートの距離に対して
３．１２μｓ）対して、２５０ｋＨｚプラス・マイナス
ドプラー周波数分だけの周波数を有する。
【００２８】前置増幅器３０２は、信号スイッチ３０４
ａ，３０４ｂ双方に接続される。信号スイッチ３０４ａ
及び３０４ｂは、前置増幅器３０２を、チャネル１音声
増幅器３０７及びローパスフィルタ３０６、又はチャネ
ル２音声増幅器３０９及びローパスフィルタ３０８に交
互に接続することにより、前置増幅器３０２からの信号
を時多重分離化する。加えて、各信号スイッチは、連設
されたフィルタ３０６，３０８の入力を、前置増幅器３
０２の出力インピーダンス（及びフィルタ３０６，３０
８の入力インピーダンス）と同一の出力インピーダンス
を有する回路３０５ａ，３０５ｂに結合する。かくし
て、フィルタ３０６、３０８は一定のソース・インピー
ダンスに設定される。各フィルタに対するソース・イン
ピーダンスを一定に維持することにより、フィルタは線
形性を維持し、それで、そのフィルタの非線形性によっ
て生成される複数目標のドプラー周波数の相互変調生成
物(intermodulation products)の強度は、最小に抑えら
れる（理想的には除去される）。かかる相互変調生成物
が生成された場合、「ファントム」目標(phantom targe
ts) として現れる。
【００２９】スイッチタイミング制御ライン３１８上の
タイミング生成回路３１２から一対の信号スイッチ３０
４ａ，３０４ｂにそれぞれ伝送された一対のスイッチタ
イミング制御信号４０２，４０４は、前置増幅器３０２
の出力がフィルタ３０６，３０８のいずれに伝送される
べきか、及びその伝送のタイミングを決定する。図４
は、周波数制御電圧信号ライン２１４を通ってガン・ダ
イオード２０２に伝送された周波数制御電圧信号４０６
に対するスイッチタイミング制御信号４０２，４０４の
タイミングを示す図である。本発明の好適実施例におい
ては、周波数制御電圧信号４０６は、相対的高電圧と相
対的低電圧の間で７．８μｓの間隔をおいて切り替わ
る。周波数制御電圧信号４０６の１周期は、１５．６μ
ｓとなる。従って、上記ガン・ダイオード２０２の出力
周波数は、周波数制御電圧の関数として、相対的低周波
数（チャネル１周波数）と相対的高周波数（チャネル２
周波数）の間で７．８μｓの間隔をおいて切り替わる。
【００３０】スイッチタイミング制御ライン３１８上の
スイッチタイミング制御信号は、チャネル１選択信号４
０２及びチャネル２選択信号４０４を含んでいる。高状
態のチャネル１選択信号４０２は、前置増幅器３０２の
出力を、信号スイッチ３０４を介してチャネル１ローパ
スフィルタ３０６に結合させる。また高状態のチャネル
２選択信号４０４は、前置増幅器３０２の出力を、信号
スイッチ３０４を介してチャネル２ローパスフィルタ３
０８に結合させる。信号スイッチ３０４は、タイミング
生成回路３１２によって周波数制御電圧信号４０６と同
期化される。従って、本発明の好適実施例において、信
号スイッチ３０４は、前置増幅器３０２を、周期のほぼ
１／５（３．１２μｓ）の間、チャネル１ローパスフィ
ルタ３０６に結合させ、送信信号がチャネル１周波数に
ある時間に対して同期化される。また、信号スイッチ３
０４は前置増幅器３０２を、周期のほぼ１／５（３．１
２μｓ）の間、チャネル２ローパスフィルタ３０８に結
合させ、送信信号がチャネル２周波数にある時間に対し
て同期化される。このようにして、信号スイッチ３０４
は、低下変換されたチャネル１及びチャネル２信号を時
多重分離化する。他の態様では、チャネル１及びチャネ
ル２選択信号４０２，４０４のパルスは、この例よりも
長くあるいは短かく設定されるが、これも本発明範囲内
のものである。
【００３１】図４のタイミング図では、チャネル１選択
信号４０２パルス及びチャネル２選択信号４０４パルス
は、周波数制御電圧信号４０６のそれぞれのエッジから
ずれており、これにより送信信号時間を安定化し、及び
／又は、チャネル１及びチャネル２選択信号４０２，４
０４が作用する時に、受信及び送信信号が同一キャリア
周波数にある（即ち、受信及び送信信号の両方が、チャ
ネル１又はチャネル２周波数のどちらかにある）ことを
確実にする。しかしながら、本発明の別の実施例とし
て、これらの信号４０２，４０４が、周波数制御電圧信
号４０６の立上がりエッジ及び下がりエッジ上、又はそ
れらのエッジ間の任意の位置で生じるようにすることも
できる。
【００３２】本発明の好適実施例として、各フィルタ３
０６，３０８は、２４ｋＨｚの３デシベル・カットオフ
周波数を有する。フィルタ３０６，３０８は、包絡線検
波器(envelope detector) として作用することによっ
て、信号スイッチ３０４の出力を再形成する。図５に示
されるように、チャネル１ローパスフィルタ３０６は、
時多重分離化された低下変換チャネル１信号を再形成
（もしくは平滑化）し、またチャネル２ローパスフィル
タ３０８は、時多重分離化された低下変換チャネル２信
号を再形成する。チャネル１選択信号４０２及びチャネ
ル２選択信号４０４の制御下における信号スイッチ３０
４によって得られたサンプル７０２の合成は、本質的に
ローパスフィルタ３０６，３０８の３デシベル・カット
オフ周波数以下である包絡線７０４を形成する。従っ
て、各フィルタの出力は、そのフィルタに接続したチャ
ネルに対応する送信信号の周波数と、そのチャネルが送
信されている間に受信された各信号の周波数との差に等
しい周波数成分を備えた滑らかな信号である。例えば、
チャネル１ローパスフィルタ３０６は、あたかもチャネ
ル１送信周波数が連続波形式で送信されたかのように、
チャネル１送信周波数と複数の目標から反射されたチャ
ネル１受信周波数との差に等しい周波数を備えた滑らか
な信号を出力する。
【００３３】フィルタ３０６，３０８の出力は、Ａ／Ｄ
変換器３１０に接続される。Ａ／Ｄ変換器３１０は、前
端部信号チャネル１及び２に対応する２つの個別チャネ
ルを含んでいる。Ａ／Ｄ変換器３１０の各チャネルは、
対応する低下変換周波数のチャネルからのアナログ入力
をデジタルデータワードのストリームに変換する。Ａ／
Ｄ変換器３１０内のデジタルローパスフィルタ３２８
は、各チャネルをフィルタし、またＡ／Ｄ変換器３１０
内のマルチプレクサ３３０は、Ａ／Ｄ変換器チャネルの
各々からのデジタルデータワードを時多重化する（即
ち、チャネル１及びチャネル２のデジタルデータワード
が、インターリーブされる）。Ａ／Ｄ変換器３１０内の
ローパスフィルタ３２８は、７．５ｋＨｚの３デシベル
・カットオフ周波数を有する。これらのフィルタ３２８
は、ローパスフィルタ３０６，３０８と共働して、ナイ
キストの判別基準がサンプル周波数に関して満たされる
ようにし、これによりＦＦＴ演算が実行されるときのエ
イリアシング(aliasing)を阻止する（即ち、Ａ／Ｄ変換
器３１０からの効果的なサンプリング周波数は、対象と
するドプラー周波数の１／２を越えるべきではない）。
【００３４】本発明の好適実施例におけるＡ／Ｄ変換器
３１０は、オーバーサンプリングアナログ・デジタル変
換器である。Ａ／Ｄ変換器３１０からの出力は、一連の
３２ビットデータワードである。最初の１６ビットは、
特定の時間周期におけるアナログ信号の振幅を表す（即
ち、１６ビット分解能）。ビット１７〜１９は、Ａ／Ｄ
変換器３１０がほぼ飽和しているか否かを示す。ビット
２０〜３１は、そのワードがチャネル１とチャネル２の
うちのどちらのものであるかを示す。Ａ／Ｄ変換器３１
０が飽和状態に近づいていることがわかれば、そのＡ／
Ｄ変換器３１０が飽和状態に近づいたときに生じる信号
歪みを補償するのに役立つ。かかる補償は、このデジタ
ル信号処理技術において周知な多くの方法によって遂行
され得るが、例えばＡ／Ｄ変換器３１０の出力の最後の
３ビットによって表される各々の値に対応する自動ゲイ
ン制御を用いてもよい。本発明の別の実施例において
は、Ａ／Ｄ変換器３１０の出力は入力プラス１ビットの
デジタル表現であり、その１ビットはＡ／Ｄ変換器３１
０のチャネルを表す。このような別の実施例におけるＡ
／Ｄ変換器３１０の出力は、１６ビットより少ない、あ
るいは多い分解能を有し得る。
【００３５】タイミング生成回路３１２は、Ａ／Ｄ変換
器３１０のサンプリングレートを決定する。本発明の好
適実施例では、Ａ／Ｄ変換器３１０は、約１ＭＨｚのサ
ンプリング周波数を有し、これは、タイミング生成回路
３１２からタイミングクロックライン３２６に伝送され
るタイミングクロック信号によって決定される。本発明
の好適実施例のＡ／Ｄ変換器３１０は、６４倍でオーバ
ーサンプリングし、（１／６４）ＭＨｚ＝１６ｋＨｚの
等価サンプリングレートを有する。本発明の別の実施例
においては、サンプリングレートは動的に変更され得
る。
【００３６】本発明の好適実施例では、システムの適正
作動を確認するリアルタイム自動試験（ＢＩＴ）能力を
有している。このＢＩＴ信号生成回路３１１は、タイミ
ング生成回路３１２からの命令を受けてＢＩＴ信号を生
成する。ＢＩＴ信号は、前置増幅器３０２に伝送され、
そしてミクサー２０８からの信号をシミュレートする。
ＢＩＴ信号が前置増幅器３０２に入力されると、それ
は、ミクサー２０８の出力と合計される。従って、進行
中の動作を中断する必要はない。本発明の好適実施例で
は、（図６に示される）マイクロコントローラ５１０
は、前置増幅器３０２に入力されるべき周波数を決定す
る。この決定は、他の目標が存在しないことに基づいて
行われる。従って、システムの通常動作が、ＢＩＴ作用
によって妨げられることはない。前置増幅器３０２に入
力されたＢＩＴ信号は、ミクサー２０８の出力と共にシ
ステム内を伝播する。マイクロコントローラは、マイク
ロコントローラ５１０がＢＩＴ信号に対して想定する距
離及び相対運動を、そのＢＩＴ信号が前端部電子装置を
伝播した後で生じる距離及び相対運動の実際の結果的な
値と比較する。かくして、前端部電子装置セクション３
００の各構成部材及びデジタル電子装置セクション５０
０が適正に作動しているという高い確証が得られる。
【００３７】本発明の好適実施例のタイミング生成回路
３１２はまた、Ａ／Ｄ変換器３１０に伝送される較正信
号を生成する。この較正信号は、選択されたオフセット
値に対してＡ／Ｄ変換器３１０を較正する該Ａ／Ｄ変換
器３１０内の較正関数を初期化する。Ａ／Ｄ変換器３１
０のオフセット較正は周期的に行われ、これによりその
変換の精度を保証する。本発明の好適実施例の較正関数
の如き較正関数は、本発明の好適実施例において用いら
れるクリスタルセミコンダクタ(Crystal Semiconducto
r) 社製のＣＳ５３３６Ａ／Ｄ変換器の如き多くのＡ／
Ｄ変換器の標準的機構である。
【００３８】デジタル電子装置セクション Ａ／Ｄ変換器３１０のデジタル出力は、信号ラインドラ
イバ／レシーバ３２０に伝送される。ラインドライバ／
レシーバ３２０は、デジタル信号をデジタル電子装置セ
クション５００と接続する。デジタル電子装置セクショ
ン５００は、図６に更に詳細に示されている。信号ライ
ンドライバ／レシーバ５０２は、Ａ／Ｄ変換器３１０の
デジタル出力を受信する。信号ラインドライバ／レシー
バ５０２は、例えばキリンクス（Xilinx）社製の３０４
２ＰＣ８４−７０ＦＰＧＡの如き電界プログラマブルゲ
ートアレイ（Field Programmable Gate Array ；ＦＰＧ
Ａ）５０４に結合される。ＦＰＧＡ５０４は、Ａ／Ｄ変
換器３１０から送られたデジタルデータを受信し、その
データを高速ランダム・アクセスメモリ（ＲＡＭ）５０
６に記憶する。
【００３９】Ａ／Ｄ変換器３１０から送られたデジタル
データは、同期連続データストリームとしてＦＰＧＡ５
０４へ送られる。フレーム同期信号及び連続クロック
（ビット同期）信号は、タイミング生成回路３１２によ
って生成され、前端部電子装置セクション３００からＦ
ＰＧＡ５０４へ送信される。フレーム同期信号及び連続
クロック信号は、タイミング生成回路３１２からライン
ドライバ３２２，３２４に伝送される。前端部電子装置
セクション３００のラインドライバ３２２，３２４は、
デジタル電子装置セクション５００のレシーバ５１６，
５１８にそれぞれ接続される。このレシーバ５１６，５
１８から、フレーム同期信号及び連続クロック信号が、
ＦＰＧＡ５０４に伝送される。フレーム同期信号は、Ａ
／Ｄ変換器３１０からＦＰＧＡ５０４へ送られた各デジ
タルデータの始端を識別し、また連続クロック信号は、
Ａ／Ｄ変換器３１０からＦＰＧＡ５０４の入力回路へ送
られた各デジタルデータワードの各ビットを同期化す
る。同期デジタルデータを伝達するためのフレーム同期
及び連続クロック信号の生成及びその使用は、この種の
技術において周知である。
【００４０】図７は、ＦＰＧＡ５０４の詳細ブロック図
である。本発明の好適実施例において、ダイレクト・メ
モリアクセスコントローラ（ＤＭＡＣ）５５５，カウン
タ及びシンクロナイザ(synchronizer)５５８，シリアル
リンクシンクロナイザ５６２，前端部電子装置インタフ
ェース５６０，マイクロコントローラ・インタフェース
５６６，アップダウンカウンタ５６４，直並列変換バッ
ファ５５６，アナログ・デジタルスケーリングモニタ５
５４及びＦＦＴオーバフローモニタ５５７が、ＦＰＧＡ
５０４に備えられる。直並列変換バッファ５５６は、フ
レーム同期信号及び連続クロック信号とともに、Ａ／Ｄ
変換器３１０から連続データワードのストリームを受信
する。カウンタ及びシンクロナイザ５５８は、直並列変
換バッファ５５６によって受信されているビット数を計
数し、連続クロック信号を直並列変換バッファ５５６に
伝送る。直並列変換バッファ５５６は、連続ストリーム
を並列フォーマットに変換する。Ａ／Ｄ変換器３１０か
ら送られた各データワードは３２ビットであり、そのう
ちの１６ビットは、特定のサンプリング周期の間に得ら
れたサンプルの振幅を表している。この１６ビット振幅
は、周知の値にセットされた８ビットと共に、２４ビッ
トの並列ワードを形成する。周知の値にセットされた８
ビットは、本発明の好適実施例においてはゼロにセット
されている。
【００４１】ＦＰＧＡ５０４は、例えばモトローラ社製
のモデルＤＳＰ５６００１の如きデジタル信号プロセッ
サ（ＤＳＰ）５０８に接続される。このＤＳＰ５０８
は、このＤＳＰ５０８の作動速度を決定するクロック５
１４に接続される。本発明の好適実施例におけるＤＳＰ
５０８は、ほぼ２６ＭＨｚで作動する。完全な３２ビッ
トワードがＡ／Ｄ変換器３１０から受信されたとき、Ｄ
ＭＡＣ５５５は、ＤＳＰ５０８に対してバス要求信号(b
us-request signal)を明示することによって、ＤＭＡ
（ダイレクト・メモリアクセス）サイクルを初期化す
る。この信号が明示されると、ＤＳＰ５０８は、ＦＰＧ
Ａ５０４，ＤＳＰ５０８及びＲＡＭ５０６によって占有
されたバス５０９を開放する。ＤＳＰ５０８がバス５０
９から外れると、ＤＳＰ５０８は、ＤＭＡＣ５５５に対
して、このＤＭＡＣ５５５がバス５０９の使用を許可さ
れていることを示すバス許可信号(bus-grant signal)を
明示する。ＤＭＡＣ５５５は、ＲＡＭ５０６に対して、
１６ビットのデジタル化されたサンプルを２４ビットワ
ードとして書き込む。下位８ビットには、ゼロが付与さ
れる。ＤＭＡＣ５５５がＲＡＭ５０６への書込で作業を
終了すると、該ＤＭＡＣ５５５はバス要求信号の明示を
停止し、これによりＤＳＰ５０８はバス５０９の制御を
回復することができる。
【００４２】データがＤＭＡＣ５５５によって書き込ま
れるＲＡＭ５０６のメモリ位置は、ブロックに分割され
る。各データブロックは、各々が５１２ワードの記憶容
量を有する２つのメモリ領域を有している。メモリの各
ブロック内の各メモリ領域は、前端部の信号チャネルの
１つと結合される。先ず初めに、ＤＭＡＣ５５５は、ワ
ードが記憶されるＲＡＭ５０６のメモリのブロックのブ
ロックアドレスを書き込むことによってＤＳＰ５０８が
ＤＭＡＣ５５５を初期化するまで使用禁止である。
【００４３】ＤＭＡＣ５５５は、各連続ワードからチャ
ネルビットを読み出し、そのチャネルビットによって指
定されたチャネルと結合するメモリ領域にそのワードを
書き込む。チャネルビットはＤＭＡＣ５５５によって読
み出された各ワードごとに切り替わり、これによりその
ワードが書き込まれているメモリ領域が切り替わり、各
チャネルと結合するメモリ領域が同時に満たされるよう
にする。ＤＭＡＣ５５５は、最大５１１のカウント数を
有する内部カウンタを備えている。チャネル２からのワ
ードがメモリに書き込まれる度に、そのカウントは増加
する。このカウンタが書込動作に対して確実に同期され
るようにするために、最初のカウントの増加は、両方の
メモリが少なくとも１回書き込まれた後にのみ生じる
（即ち、チャネル２がチャネル１の前に書き込まれれ
ば、カウンタは、第２回目のデータがチャネル２に書き
込まれるまで増加しない）。これによって、チャネル２
に書き込まれた最初のワードに上書き(overwrite) が生
じることになるが、各ワードが確実に流れるようにする
ことの利点の方が、データが欠落しないようにすること
の利点よりも遥かに大きい。
【００４４】カウンタがその最終カウント５１１に達す
ると（即ち、各メモリ領域がいっぱいになると）、カウ
ンタはゼロに復帰し、またＤＭＡＣ５５５はＤＳＰ５０
８に割込みを行う。ＤＳＰ５０８は、次の一連のワード
が書き込まれるべきメモリの次のブロックのブロックア
ドレスによって、ＤＭＡＣ５５５を更新する。かくし
て、ＤＳＰ５０８は、獲得されたサンプルの数を決定す
る。ＤＳＰ５０８は、この獲得されたサンプル数に基づ
いてＤＳＰ５０８によって遂行されるべきＦＦＴにおい
て用いられるサンプル数を決定する。
【００４５】ＦＰＧＡ５０４がバス要求信号を明示する
度に、Ａ／Ｄ変換器データスケーリングモニタ５５４
は、ＲＡＭ５０６に書き込まれるべきワードをモニタす
る。Ａ／Ｄ変換器データスケーリングモニタ５５４は、
ブロック内のワードの全てに対して最大絶対等級(great
est absolute magnitude) を決定する。各ワードは２の
補数フォーマットになっており、そのため最も重要なビ
ットは、その値が正か負かを決定する（即ち、「サイ
ン」ビット("sign" bit)である）。最大絶対等級を有す
るワードはまた、最小数の「ガード」ビット("guard" b
it) を有している。ガードビットは、サインビットに隣
接し、そして同一の論理レベルを有する連続ビットであ
る。これらの連続ビットは、ＦＦＴ演算の如きデジタル
処理機能が遂行されているときに、データがＤＳＰ５０
８内のレジスタをオーバフローさせるのを防ぐことか
ら、ガードビットと言われている。最少のガードビット
を有するワード内に含まれるガードビット数は、書き込
まれるべき各ブロックのメモリ領域と関連したスケーリ
ング指標として記録される。このスケーリング指標は、
ＲＡＭ５０６に、データの各ブロックと共に記憶され
る。
【００４６】例えば、長さ５の１つのメモリ領域が、次
のワード； 00001010; 11110101; 00101011; 00011101;
00010101 を含んでいるものとする。ワード"00101011"
は、２つのガードビットのみを有し、他のワードの各々
は、少なくとも３つのガードビットを有している。従っ
て、このメモリ領域に対するスケーリング指標は２ガー
ドビットの値を示すことになる。
【００４７】マイクロコントローラ５１０とタイミング
生成回路３１２との間の全ての通信は、ＦＰＧＡ５０４
内においてマイクロコントローラ・インタフェース５６
６，シリアルリンクシンクロナイザ５６２及び前端部電
子装置インタフェース５６０を介してなされる。前端部
電子装置インタフェース５６０及びマイクロコントロー
ラ・インタフェース５６６は、この技術分野において周
知な標準的インタフェース回路である。シリアルリンク
シンクロナイザ５６２は、マイクロコントローラ５１０
及び前端部電子装置セクション３００間のバッファとし
て機能する。このシリアルリンクシンクロナイザ５６２
は、マイクロコントローラ５１０から連続形式で各指令
を受信し、周知の態様で、ラインドライバ／レシーバ５
０２及びラインドライバ／レシーバ３２０を介してのタ
イミング生成回路３１２への送信のための指令を同期化
する。かかる通信には、Ａ／Ｄ変換器の較正処理を初期
化するためのタイミング生成回路３１２への指令や、Ｂ
ＩＴを初期化するためのタイミング生成回路３１２への
指令や、混信が検出される場合にキャリア周波数を変更
するための指令等が含まれる。このような指令は、マイ
クロコントローラ５１０からＦＰＧＡ５０４へ送信され
る。
【００４８】本発明の好適実施例において、ＦＰＧＡ５
０４はまた、車両のステアリングホイールの位置等、車
両状態の変化を測定する。ＦＰＧＡ５０４は、ステアリ
ングホイールシャフト上のマグネットの位置を感知する
デュアル・ホール効果センサ５５２から、データを受信
する。本発明の好適実施例では、ＦＰＧＡ５０４に備え
られたアップ／ダウンカウンタ５６４は、ステアリング
ホイールの位置を測定するために、そのステアリングホ
イールの回転（又は微細な位置測定の場合は部分的回
転）をカウントする。つまり、ステアリングホイールが
完全１回転される度に、カウンタは増加される。ステア
リングホイールが、車両を直進方向に向ける位置に戻さ
れると、各完全回転によりそのカウンタをゼロに復帰さ
せる。ステアリングホイール位置に関する情報は、ＦＰ
ＧＡ５０４からマイクロコントローラ５１０へ直接連絡
される。
【００４９】ＲＡＭ５０６に十分なデータがあれば、Ｄ
ＳＰ５０８はＦＦＴ演算を遂行して、時多重分離化され
た受信信号のデジタル表現を時間領域から周波数領域へ
マップする（即ち、その信号のスペクトル分析を行い、
得られた周波数及び位相や各周波数における相対的強度
を測定する）。本発明の好適実施例において用いられる
ＤＳＰ５６００１の如きデジタル信号プロセッサを使用
してＦＦＴ演算を遂行することは、この種の技術におい
ては周知であり、例えば、ガイ・アール・エル・ソーハ
イ著「モトローラのDSP56000/DPS56001 及び DSP96002
デジタル信号プロセッサによる高速フーリエ変換の実
現」(Implementation of Fast Fourier Transforms on
Motorola's DSP56000/DSP56001 and DSP96002 Digital
Signal Processor;Guy R.L.Sohie;published by Motoro
la Inc.,1991) において開示されている。
【００５０】ＦＦＴ演算を遂行する前に、ＤＳＰ５０８
は、ＦＰＧＡ５０４からＤＳＰ５０８へ送信されたデー
タの各ブロック内の各メモリ領域と結合した各スケーリ
ング指標を読み出すことによって、用いられるべきスケ
ーリング因子（データを左もしくは右にシフトさせるた
めのビット数）を決定する。ＤＳＰ５０８は、最少のガ
ードビット数を有するワードが、シフト（スケーリン
グ）の完了後、２つの高位ガードビットを確実に有する
ように、各ブロックの全てのデータを右又は左に等量だ
けシフトさせる。
【００５１】例えば、ＦＦＴが１０２４ポイント（即
ち、チャネル１からの１０２４サンプル及びチャネル２
からの１０２４サンプルを含む、ＲＡＭ５０６からの２
つのデータブロック）を使用して計算されるならば、２
つのスケーリング指標が読み出される。各スケーリング
指標は２つの５１２ワードのブロックに結合され、１つ
のブロックは各チャネルに結合される。各ブロックの各
メモリ領域と結合したスケーリング因子が、それぞれ１
及び３の値を示すならば、その場合各ブロックの各ワー
ドは、右へ１ビットだけシフトされる。これにより、最
少のガードビット数を有するワードが、ＦＦＴの計算が
開始される前に、２つのガードビットを確実に有するよ
うにする。かくして、オーバフロー・エラーが最小化さ
れる。これに対して、ブロックと結合したスケーリング
指標の値が、それぞれ３及び５であるならば、２つのブ
ロックの各々の各ワードは左へ１ビットだけシフトさ
れ、これによりスケーリング因子３を備えたブロックの
３つのガードビットを有していた各ワードは、ここで２
つのガードビットを確実に有するようにする。かくし
て、切捨誤差が最小化される。
【００５２】この各ワードブロックの値のスケーリング
処理は、「ブロック浮動小数点演算」と言われている。
ブロック浮動小数点演算の目的は、ＦＦＴの計算におい
て最高の精度を得ることであり、一方でまた、その計算
結果が、それらが記憶されるレジスタをオーバフローさ
せないようにすることである。本発明の好適実施例のＤ
ＳＰは、浮動小数点プロセッサではないので、そのよう
なブロック浮動小数点演算が必要である。しかしなが
ら、実質的に浮動小数点計算を行うプロセッサにおいて
は、ブロック浮動小数点演算は必要ない。実質的な浮動
小数点能力を備えたデジタル信号プロセッサは、本発明
の変形例で用いることができる。
【００５３】ＦＦＴオーバフローモニタ５５７は、ＦＦ
Ｔの計算処理の間にＤＳＰ５０８によって行われる中間
的計算の結果生じるデータ上で、ブロック浮動小数点ス
ケーリングモニタ演算を遂行する。これらのブロック浮
動小数点スケーリングモニタ演算により、ＦＦＴ演算か
らの中間結果が、それらの保持するＤＳＰ５０８内のレ
ジスタをオーバフローさせないようにする。
【００５４】ＤＳＰ５０８は、複素数でＦＦＴ演算を遂
行し得るので、ＦＦＴ演算は線型性を有し、また、その
演算は実数値のみを有するデータで行われており、Ａ／
Ｄ変換器３１０からの両方のデータチャネルは、単一演
算で変換される。双方のチャネルは、ただ１つのチャネ
ルを変換するために必要な時間とほぼ同じ時間で変換さ
れ得る。この手法は、一般的なＦＦＴ演算と共に、ジョ
ン・ジー・プローキス及びディミトリス・ジー・マナレ
イキジ著「デジタル信号処理への入門」("Introduction
to Digital Signal Processing";John G. Proakis and
Dimitris G. Manolakij) の７２０頁等において詳細に
説明されており、ここでは参照までに示される。
【００５５】好適実施例において用いられるＤＳＰ５０
８は、各サンプルの実位置を収容するように意図された
第１のレジスタ（「実レジスタ」と呼ぶ）と、各サンプ
ルの仮想位置を収容するように意図された第２のレジス
タ（「仮想レジスタ」と呼ぶ）とを有している。各チャ
ネルからのサンプルは、実のものであるから、仮想位置
はゼロである。従って、通常ならかかる実データでＦＦ
Ｔ演算を行うときは、仮想レジスタは初めはゼロにセッ
トされる。しかしながら、サンプルをチャネル１から実
レジスタへロードして仮想レジスタをゼロにセットする
代わりに、チャネル２からの実サンプルが、仮想レジス
タにロードされる。ＦＦＴが完了すると、その結果は、
式；X1(k)=[1/2][X(k) + X'(N-k)] 及び X2(k)=[1/2j]
[X(k) + X'(N-k)] を適用することによって、２つの順
序列を各々変換するために分離され得る。ここに、X(k)
はx(n)のＦＦＴ、X1(k) はチャネル１からのサンプルの
順序列のＦＦＴ、X2(k) はチャネル２からのサンプルの
順序列のＦＦＴ、X'(k) はX(k)の複素共役、そして Nは
各順序列におけるサンプル数である。
【００５６】ＦＦＴの実行により、チャネル１及びチャ
ネル２のデジタルデータを時間領域から周波数領域へ変
換する。従って、ＦＦＴ演算の結果は、周波数とその周
波数に結合した強度のリストである。ＦＦＴの結果には
周期性があり、サンプリング周波数と等しい周期を有し
ている。本発明の好適実施例では、サンプリング周波数
は１５ｋＨｚである。従って、時間領域信号がマップさ
れる周波数範囲は、サンプル周波数と等しい。特定周波
数での強度が、選定された閾値よりも大きい場合、ＤＳ
Ｐ５０８は、目標が存在することを決定する。
【００５７】強度がその閾値以上であると検出される周
波数ピークの数をカウントすることによって、ＤＳＰ５
０８は、どれくらいの目標が存在するか（即ち、どれく
らいの目標が異なる速度で移動しているか）を決定す
る。同一速度で移動する目標からは、同一周波数の信号
が反射される。かかる目標は互いに弁別することができ
ない。図示例においては、目標の速度は、個々に識別さ
れるには少なくとも１／４ＭＰＨ（マイル／時）（１８
Ｈｚのドプラーシフト）だけ相違する必要がある。この
限界は、ＤＳＰ５０８が周波数を識別し得る分解能によ
って定められる。ＤＳＰ５０８がそれ以上の分解能を有
する変形例では、目標弁別能力は更に向上する。
【００５８】ＤＳＰ５０８はまた、チャネル２信号に対
するチャネル１信号の位相関係を決定する。これは、
式；ａｒｃｔａｎ〔｛（Ｂ×Ｃ）−（Ａ×Ｄ）｝／
｛（Ａ×Ｃ）＋（Ｂ×Ｄ）｝〕＝φ（位相差）を適用す
ることによって容易に求められる。ここでＡは変換され
たチャネル１信号の実位置の値、Ｂは変換されたチャネ
ル１信号の仮想位置の値、Ｃは変換されたチャネル２信
号の実位置の値、そしてＤは変換されたチャネル２信号
の仮想位置の値である。ＤＳＰ５０８内の個別レジスタ
は、変換されたチャネル１及びチャネル２信号の実及び
仮想値を含んでおり、各周波数のチャネル１及びチャネ
ル２信号間の位相関係を測定するために、上述の式を実
行するのを単純化する。より多くのサンプル数を用いる
ことによって、位相関係の決定精度を更に高めることが
できる。例えば４０９６サンプルによれば、０．２５フ
ィートの精度で距離を測定するために十分な分解能の位
相情報をもたらす。
【００５９】図８は、代表的なＦＦＴ演算結果のグラフ
であり、図において受信信号は２つの目標から反射し、
そのうちの１つは、このシステムを搭載した車両に対し
て２６ＭＰＨの相対速度で移動しており、またもう１つ
は、そのシステムを搭載した車両に対して５２ＭＰＨの
相対速度で移動している。Ｘ軸に沿った目盛り(hashmar
k) は、（０．１×ｆs ）の増分で間隔があけられ、こ
のｆs はサンプル周波数である（本発明の好適実施例で
は、ｆs ＝１５ｋＨｚである）。各周波数での強度は、
Ｙ軸上にデジベルでプロットされる。この強度は相対的
値としてプロットされるので、Ｙ軸に沿った目盛りには
特定の値は付されていない。
【００６０】Ｘ軸沿いのスパイク７００は、ほぼ２６Ｍ
ＰＨの相対速度で移動する目標を表している。その相対
速度は、Ｖ＝（ｆd ×Ｃ）／（２×ｆrf）によって計算
され、ここにＶは目標に対するトランスミッタの相対速
度、ｆd はドプラーシフト周波数、ｆrfはキャリア周波
数、そしてＣは光速（６．６９６×１０＊＊８ＭＰＨ；
ただし、ここでＡ＊＊Ｂは「ＡのＢ乗」を表す）であ
る。これを、キャリア周波数２４．１２５ＧＨｚ及びｆ
d ＝（０．１２５×ｆs ）に適用することにより、スパ
イク７００のグラフから、Ｖ＝２６ＭＰＨが算出され
る。別の小さなスパイク７０２は、同一方法で計算され
た５２ＭＰＨの相対速度で移動している目標を表してい
る。破線７０４は７．５ｋＨｚを示す。ＦＦＴ演算結果
には周期性があるため、破線７０４の左側の結果は、破
線７０４の右側のものと対称になっている（ＦＦＴの周
期はｆs に等しいが、信号が実のものであるから、強度
スペクトルは、０＜ｎ＜ｆs に対して約ｆs ／２で対称
である）。
【００６１】図９は、本発明の好適実施例においてＦＦ
Ｔ計算に含まれるべきデジタルデータワード数が決定さ
れる方法のハイレベルフローチャートである。先ず初め
に、ＲＡＭ５０６は記憶データを有しておらず、またＦ
ＰＧＡ５０４は、Ａ／Ｄ変換器３１０からＦＰＧＡ５０
４へ送られるデジタルデータを記憶し始めるＲＡＭ５０
６のメモリ位置で、ＤＳＰ５０８によって初期化される
必要がある（ステップ９００）。ＦＰＧＡ５０４が一
旦、初期化されると、ＤＳＰ５０８は、ＦＰＧＡ５０４
によってＲＡＭ５０６にどれくらいのサンプルが記憶さ
れたかを決定するために生じる割込の数をカウントす
る。各割込は、５１２サンプルが記憶されたことを表
す。ＦＰＧＡ５０４が初期化されると直ぐに、それはＡ
／Ｄ変換器３１０からデータを収集し始める。ＦＰＧＡ
５０４が、ＲＡＭ５０６において各チャネルから５１２
サンプルを記憶したとき、ＦＰＧＡ５０４は割込を生成
する。ＤＳＰ５０８はレジスタに内部カウンタを保持し
ており、ＦＰＧＡ５０４によって割込が生成される度に
そのカウントを増加させる。
【００６２】少なくとも８割込がなかったならば（ステ
ップ９０１）、ＤＳＰ５０８は、少なくとも４割込があ
ったか否かを確認する（ステップ９０２）。少なくとも
４割込がなかったならば、ＤＳＰ５０８は、少なくとも
２割込があったか否かを確認する（ステップ９０３）。
少なくとも２割込がなかったならば、ＤＳＰ５０８は、
次の割込を待つ（ステップ９０４）。次の割込が生じる
と（即ち、ＲＡＭ５０６において各チャネルから５１２
サンプルが記憶された場合）、ＤＳＰ５０８は再度、少
なくとも２割込が生じたか否か（即ち、ＲＡＭ５０６に
おいて各チャネルから少なくとも１０２４サンプルが記
憶されたか否か）を確認する（ステップ９０３）。ステ
ップ９０３及びステップ９０４は、ＦＰＧＡ５０４が少
なくとも２割込を生成するまで、繰り返される。
【００６３】第２の割込が生成されると、ステップ９０
３の問いに対する答えは「ｙｅｓ」となり、ＤＳＰ５０
８は、ＲＡＭ５０６において各チャネルから記憶された
少なくとも１０２４サンプルを用いて、初期ＦＦＴを計
算する（ステップ９０９）。初期ＦＦＴが完了すると、
ＤＳＰ５０８は、ＦＰＧＡ５０４によって少なくとも４
割込が生成されたか否かを確認する（ステップ９０
２）。４以下の割込が生成されたならば、ステップ９０
３及びステップ９０９が繰り返される。ステップ９０２
の問いに対する答えは「ｙｅｓ」ならば、ＤＳＰ５０８
は、ＲＡＭ５０６において各チャネルから記憶された各
チャネルの少なくとも２０４８サンプルを用いて、次の
ＦＦＴを計算する（ステップ９０７）。ステップ９０７
の２０４８サンプルＦＦＴの完了後、ＤＳＰ５０８は、
ＦＰＧＡ５０４が少なくとも８割込を生成したか否かを
確認する（ステップ９０１）。ステップ９０１，ステッ
プ９０２及びステップ９０７は、ＦＰＧＡ５０４によっ
て少なくとも８割込を生成されるまで、繰り返される。
【００６４】８又はそれ以上の割込がＦＰＧＡ５０４に
よって生成されると、ＤＳＰ５０８は、ＲＡＭ５０６に
おいて記憶された各チャネルの少なくとも４０９６サン
プルを用いて、次のＦＦＴを計算する（ステップ９０
５）。ステップ９０１及びステップ９０５は、システム
の作動が解除され、又は混信が生じるまで、繰り返され
る。混信が生じたならば、マイクロコントローラ５１０
は、ＤＳＰ５０８に対して、既に収集されたサンプルを
一掃し、そして図９の処理を開始点から始め、生成され
た割込の数をカウントするカウンタをリセットする。リ
セット以前に収集されたサンプルを用いれば、混信によ
る汚染(contamination) によって結果を歪曲することに
なる。かくして、このＦＦＴ計算方法は、可能なかぎり
最少の時間で、存在する目標の性質に関する最も正確な
情報を提供するが、これは各チャネルからの新たな４０
９６サンプルを収集するためには、実質的により長い時
間を必要とするからである。
【００６５】ＤＳＰ５０８はマイクロコントローラ５１
０に結合される。このマイクロコントローラ５１０は、
該マイクロコントローラ５１０の演算速度を決定するク
ロック５１４に接続される。本発明の好適実施例におい
て、マイクロコントローラ５１０は１５ＭＨｚで作動す
る。マイクロコントローラ５１０はまた、ローカル・ラ
ンダム・アクセスメモリ（ＲＡＭ）５１２及びフラッシ
ュ・プログラマブル・リードオンリメモリ（Ｆｌａｓｈ
ＰＲＯＭ）５２０に接続される。フラッシュＰＲＯＭ
５２０は、マイクロコントローラ５１０が実行する命令
を記憶する。マイクロコントローラ５１０は、既に検出
された目標情報とイベント記録を記憶するためのメモリ
領域として、ローカルＲＡＭ５１２を使用する。
【００６６】ＤＳＰ５０８は、マイクロコントローラ５
１０へ各ＦＦＴ演算と関連する４つの符号化２４ビット
ワードを送信する。第１のワードは、存在する目標の数
を表し、第２のワードは、スケーリングビット(scaling
bits)の数を表し、第３のワードは、低周波数ノイズフ
ロア(noise floor) の強度を表し、そして第４のワード
は、高周波数ノイズフロアの強度を表す。これらの高及
び低周波数ノイズフロアは、それぞれ所定の周波数より
高い及び低い各周波数の強度レベルの平均を計算するこ
とによって決定される（すなわち、高周波数ノイズフロ
アは所定周波数より高い周波数について、強度レベルの
平均をとったものであり、低周波数ノイズフロアは所定
周波数より低い周波数について、強度レベルの平均をと
ったものである）。これら４つのデジタルデータワード
のあとに続くのは、各識別された目標に関連する付加的
なデジタルデータのセットである。各セットは、１つの
目標と関連するする４つのデジタルデータから成る。こ
れらの４ワードは、目標のドプラー周波数，チャネル１
周波数で目標から反射された信号の強度，チャネル２周
波数で目標から反射された信号の強度及びチャネル１及
びチャネル２信号の位相の差を表している。
【００６７】本発明の好適実施例において、チャネル１
及びチャネル２の反射信号強度は、ＤＳＰ５０８からマ
イクロコントローラ５１０へ送信され、システムがいつ
の時点で目標の適切な識別をし損ねたかを決定するため
にのみ用いられる。例えば、通常状態下ではチャネル１
周波数の強度は、チャネル２周波数の強度とほぼ等し
い。これら２つの強度がほぼ等しい状態になっていなけ
れば、当該目標は誤って検出されたことになり、そのデ
ータは無視されるということである。
【００６８】同様に、低周波数ノイズフロアの強度及び
高周波数ノイズフロアの強度は、ＦＦＴ演算の有効性及
び高周波混信の存在を確認するために用いられる。低周
波数ノイズフロアが高周波数ノイズフロアよりもより高
い明白な強度レベルを有しているという点が、ＦＦＴに
よるノイズフロア・スペクトル出力の特徴であるから、
マイクロコントローラ５１０は、そうなるようにするた
めに確認を行う。低周波数ノイズフロアが高周波数ノイ
ズフロアよりも大きくなければ、そのときエラー／混信
状態を呈していることになる。
【００６９】マイクロコントローラ５１０が、ノイズフ
ロアが選定された閾値以上であることを決定すれば、１
つ又は両方の送信周波数の送信信号に無線周波混信が存
在すると想定される。かかる場合、マイクロコントロー
ラ５１０はＤＳＰ５０８に対して、既に記憶されたデー
タを一掃し、図９に示されたフローチャートに記述され
た手順を、ＦＰＧＡ５０４がＲＡＭ５０６の最初のアド
レスで初期化される（ステップ９００）必要がない点を
除いて、再開始する命令を送出する。これに加えて、マ
イクロコントローラ５１０は、周波数制御電圧生成器３
１６に対して、ガンダイオード２０２に供給される電圧
レベルを変更するように命令し、これにより送信周波数
が変化する。この混信検出機構の更なる詳細は、車両用
レーダシステムのための混信回避システム(Interferenc
e Avoidance System For Vehicular Radar System)と題
する、共に係続中の米国特許出願第07/930,760号に記載
されている。
【００７０】ＤＳＰ５０８からマイクロコントローラ５
１０へ送信された情報から、マイクロコントローラ５１
０は、目標の距離及び相対速度を計算する。位相は、
式；Ｒ＝Ｃ（θ1 −θ2 ）／（４π（ｆ1 −ｆ2 ））に
従って目標までの距離（もしくはレンジ）に線型比例
し、また周波数は、式；ｆd ＝７２（Ｈｚ・時／マイ
ル）×Ｖ（マイル／時）に従って目標の相対速度に線型
比例するから、相対速度及び距離の決定は、周波数及び
位相差と固定された因子との積をとることにより直接的
に計算される。上記距離の式において、Ｒはフィート単
位の距離、Ｃはフィート／秒での光速、ｆ1 はチャネル
１信号の周波数、そしてｆ2 はチャネル２信号の周波数
であり、（θ1 −θ2 ）は位相差である。また相対速度
の式において、ｆd はドプラー現象に起因する周波数シ
フト、そしてＶはトランシーバに対する目標の相対速度
である。但し、別の実施例として、周波数を相対速度に
対してマップし、距離に対して位相関係をマップするた
めに他の手段を用いることもできる。例えば、周波数及
び位相の、相対速度及び距離のそれぞれ対する相互参照
のためにある種のテーブルを用いることもできる。
【００７１】データが、特定のプリセット限界内になけ
れば、そのデータは無効と認められ、無視される。デー
タがプリセット限界内にあれば、マイクロコントローラ
５１０は、新たな目標の距離及び相対速度を、先に記録
された距離及び相対速度と比較する。そして、その目標
の距離及び相対速度が、既に記録された距離及び相対速
度と矛盾がなければ（即ち、新たな目標の距離及び相対
速度と先に記録された距離及び相対速度との差が、所定
量内のものであれば）、マイクロコントローラ５１０
は、新たに受信された距離及び相対速度によって、先に
記録された距離及び相対速度を更新する。新たな目標
が、現にある目標と対応しなければ、距離及び相対速度
が記憶され、かくして新たな目標が画定される。マイク
ロコントローラ５１０が、先に記録された目標と緊密に
整合するデータを受信し損ねた場合、既に記録された目
標がその周囲環境から離脱したものと想定され、距離及
び相対速度は、記録から取り除かれる。このようにし
て、システムは同時に存在する複数の目標を識別し且つ
追跡する。
【００７２】マイクロコントローラ５１０は、目標優先
度システムを備えており、複数の目標のいずれが最も危
険度が高いかを測定し、危険優先度(hazard priority)
を割り当て、そして運転者に対して適切なレベルの緊急
度を表す警報を発する。このシステムでは、各目標に割
り当てられた危険優先度を追跡し、且つ再評価し続け
る。古い目標の距離及び相対速度が、新たな目標の距離
及び相対速度と類似しないならば、システムは、その古
い目標の追跡を止め、残りの目標を追跡し続ける。
【００７３】危険アルゴリズムは、本発明の実施例で例
示されているように、車両運転者に対して、目標が５０
０フィート以内にあることを警報する程度の簡素なもの
を用いてもよい。更に高級なアルゴリズムが、「車両の
進行制御のためのレーダシステム」(Radar System for
Headway Control of a Vehicle) と題する米国特許第4,
916,450 号において教示されており、ここでは参照まで
に示されるが、本発明の別の実施例において用いること
もできる。
【００７４】ディスプレイ・センサセクション デジタル電子装置セクション５００は、ディスプレイ・
センサセクション６００に結合される。ディスプレイ・
センサセクション６００は、図１０に更に詳細に示され
る。このディスプレイ・センサセクション６００は、モ
ニタセクション６０１，警報セクション６０３及びセン
サセクション６０５を含んでいる。
【００７５】このセンサセクション６０５は、車両方向
切替センサ６０８，ブレーキセンサ６１０，パワーモニ
タセンサ６１２，ワイパセンサ６１４，速度コイルセン
サ６１６及び双信号センサ（方向指示器センサ）６１７
等の複数のセンサや死角検出器６１８を含んでいる。マ
イクロコントローラ５１０は、各サンサ６０８，６１
０，６１２，６１４，６１６，６１７及び６１８に結合
される。これらのセンサは、危険があるか否かを決定
し、またその危険レベルを計算するために用いられる因
子を変更するための情報を提供する。例えば、マイクロ
コントローラ５１０が、車両のワイパが回転されたこと
を検出すれば、そのとき雨状態を示し、目標に対する好
適な追従距離は、濡れた路面上での長い停止距離を考慮
して長く設定されるようにできる。また、雨や雪の状態
によって引き起こされる減衰を補償するために、トラン
スミッタからの出力の強度は増強される。
【００７６】危険が生じれば、マイクロコントローラ５
１０は、適切な視覚的及び／又は音声的な警報を作動さ
せる。危険レベルは、好ましくはブレーキ，制動率，車
速度，接近率，目標距離及び運転者の反応時間等に基づ
いて決定される。好適実施例では、平均反応時間が用い
られる。しかしながら、マイクロコントローラ５１０
は、運転者に対して、運転を開始するときに、その運転
者の特定の反応時間を計測するために種々の試験を行う
ことを要請する。別の方法として、移動中に生じる事象
(event) に対する車両運転者の反応を、その運転者の反
応時間を測定するために用いることもできる。
【００７７】警報セクション６０３は、制御ディスプレ
イユニット（ＣＤＵ）６０４及び音声警報ユニット６０
６を含んでいる。この制御ディスプレイユニット６０４
は、危険があるときに発光する警報ライトを有してい
る。本発明の好適実施例において、ライトカラーは、危
険度の増加に応じて緑色から黄色そして赤色へとそれぞ
れ変化する。音声警報ユニット６０６は、危険度レベル
が閾値レベルを越えれば、可聴発信音もしくは震音を発
する音波生成器を含んでいる。
【００７８】好適実施例では、マイクロコントローラ５
１０は、制御表示ユニット６０４内にボリューム・ポテ
ンショメータ（図示せず）と警報ポテンショメータ（図
示せず）を含んでいる。このボリューム・ポテンショメ
ータ及び警報ポテンショメータは、車両運転者によって
直接的に制御され、警報レベルを決定するためにそのシ
ステムに使用される。本発明の範囲内には、車両運転者
に対して危険を警報するための広範な種々の方法、例え
ば、ステアリングホイール、ペダルその他のものに振動
を与え、その振動は警報レベルの増加に応じて増大する
ようにする方法、及び／又は、その警報レベルの増加に
応じてピッチが早くなる、もしくは音量が増大する可聴
音を発生する方法等が含まれる。
【００７９】モニタセクション６０１は、ＥＩＡ ＲＳ
−２３２ポートコネクタ６０２を含んでいる。このＲＳ
−２３２ポートコネクタ６０２によって、目標情報が外
部装置に連絡され、またシステムの診断を行うことがで
きる。マイクロコントローラ５１０は、ＲＳ−２３２ポ
ートコネクタ６０２に結合され、これによりこのポート
コネクタ６０２に結合した外部装置に対する情報及びシ
ステムアクセスを提供する。
【００８０】なお、イベントレコーダーＲＡＭカード６
２０は、周囲環境および運転操作状態を表すイベント情
報を記録する。
【００８１】本発明の多数の態様が記述された。しかし
ながら、本発明の思想及び範囲を逸脱することなく、種
々の変形が行われ得ることは明白である。例えば、チャ
ネル１送信信号とチャネル２送信信号との関係では、そ
れらの周波数の差が２５０ｋＨｚよりも大きくても小さ
くてもよい。更に、周波数制御電圧信号の周期は、１
５．６μｓよりも大きくても小さくてもよく、そして、
そのデューティーサイクル(duty cycle)は５０パーセン
ト以上でも以下でもよい。その他の例として、Ａ／Ｄ変
換器３１０は、データワードの直列ストリームではな
く、並列ストリームを生成するようにしてもよい。その
上、本発明は、自動車，トラック，給水車両，列車、或
いはその他の地上車両に関連して用いられ得る。従っ
て、本発明は、特許請求の範囲による場合以外は、これ
まで示した例によって限定されるものではないと理解さ
れるべきである。
【００８２】
【発明の効果】本発明では受信信号をその低下変換の
後、すぐに、アナログ形式からデジタル形式へ変換する
ので、また周波数スペクトル及び位相の如き受信信号の
特性を決定するためのＦＦＴ演算を行うために最適なデ
ジタル信号プロセッサを使用するので、そのシステム
は、極めて融通性があり、安価であって温度安定性を有
し、そしてコンパクトである等の利点を有する。更に、
２つのチャネルのみを用いることにより、機能を犠牲に
することなく構成を簡単化する。これによって、構成の
全体サイズを減少することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の車両用レーダシステムの概略を示すブ
ロック図である。
【図２】本発明の車両用レーダシステムにおけるマイク
ロ波トランシーバセクションのブロック図である。
【図３】本発明の車両用レーダシステムにおける前端部
電子装置セクションのブロック図である。
【図４】チャネル１及びチャネル２選択信号と関連した
周波数制御電圧信号のタイミングチャートである。
【図５】本発明の車両用レーダシステムにおける信号ス
イッチの１つのチャネルの出力の包絡線を示す図であ
る。
【図６】本発明の好適実施例に係る車両用レーダシステ
ムにおけるデジタル電子装置セクションのブロック図で
ある。
【図７】本発明の好適実施例に係る車両用レーダシステ
ムにおける電界プログラマブルアレイ（ＦＰＧＡ）のブ
ロック図である。
【図８】本発明の好適実施例に係る車両用レーダシステ
ムにおけるＤＳＰによって行われるＦＦＴ演算結果を示
すグラフである。
【図９】好適実施例のＤＳＰが、いずれのサンプル数で
ＦＦＴを行うかを決定する方法を示すフローチャートで
ある。
【図１０】本発明の車両用レーダシステムにおけるディ
スプレイ・センサセクションのブロック図である。
【符号の説明】
１００ レーダシステム ２００ マイクロ波トランシーバセクション ２０２ 発振器 ２０４ 送信方向性結合器 ２０６ 受信方向性結合器 ２０８ ショットキー・ダイオードミクサー ２１０ アンテナ ２１２ ＲＦ負荷 ３００ 前端部電子装置セクション ３０２ 前置増幅器 ３０６ チャネル１ローパスフィルタ ３０７ チャネル１音声増幅器 ３０８ チャネル２ローパスフィルタ ３０９ チャネル２音声増幅器 ３１０ Ａ／Ｄ変換器 ３１２ タイミング生成回路 ３１４ クロック回路 ３１６ 周波数制御電圧生成器 ５００ デジタル電子装置セクション ５０２ 信号ラインドライバ／レシーバ ５０４ ＦＰＧＡ ５０６ ＲＡＭ ６００ ディスプレイ・センサセクション ６０１ モニタセクション ６０３ 警報セクション ６０５ ディスプレイ・センサセクション ６０８ 車両方向転換センサ ６１０ ブレーキセンサ ６１２ パワーモニタセンサ ６１４ ワイパセンサ ６１６ 速度コイルセンサ
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成５年１１月４日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３２
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３２】本発明の好適実施例として、各フィルタ３
０６，３０８は、２４ｋＨｚの３デシベル・カットオフ
周波数を有する。フィルタ３０６，３０８は、包絡線検
波器(envelope detector) として作用することによっ
て、信号スイッチ３０４の出力を再形成する。図５に示
されるように、チャネル１ローパスフィルタ３０６は、
時多重分離化された低下変換チャネル１信号を再形成
（もしくは平滑化）し、またチャネル２ローパスフィル
タ３０８は、時多重分離化された低下変換チャネル２信
号を再形成する。チャネル１選択信号４０２及びチャネ
ル２選択信号４０４の制御下における信号スイッチ３０
４によって得られたサンプル８０２の合成は、本質的に
ローパスフィルタ３０６，３０８の３デシベル・カット
オフ周波数以下である包絡線８０４を形成する。従っ
て、各フィルタの出力は、そのフィルタに接続したチャ
ネルに対応する送信信号の周波数と、そのチャネルが送
信されている間に受信された各信号の周波数との差に等
しい周波数成分を備えた滑らかな信号である。例えば、
チャネル１ローパスフィルタ３０６は、あたかもチャネ
ル１送信周波数が連続波形式で送信されたかのように、
チャネル１送信周波数と複数の目標から反射されたチャ
ネル１受信周波数との差に等しい周波数を備えた滑らか
な信号を出力する。
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図５
【補正方法】変更
【補正内容】
【図５】
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図９
【補正方法】変更
【補正内容】
【図９】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ヴァン アール マラン アメリカ合衆国 カリフォルニア州 ラ ジョラ ヴィア マリン 3250 ＃３

Claims (14)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 自動車の周囲の複数の目標を検出すると
    共に、その目標がもたらす危険をその自動車の運転者に
    警報するための車両用レーダシステムであって、 ａ）少なくとも２つの周波数の無線周波信号を送信し、
    受信し、比較すると共に、それら周波数の信号を時多重
    化することによって時多重化出力信号を生成するマイク
    ロ波トランシーバ手段と、 ｂ）前記マイクロ波トランシーバ手段に接続され、前記
    マイクロ波トランシーバ手段によって生成された時多重
    化出力信号をデジタル化し、前記マイクロ波トランシー
    バ手段の出力信号を、アナログ信号から、各部分列がそ
    れぞれ各周波数に対応しているデジタルデータワードの
    インターリーブ順序列に変換する前端部電子装置手段
    と、 ｃ）複数の目標の存在を検出し、各目標についてその距
    離を計算し、前記自動車に対する各目標の相対速度を計
    算するデジタル電子装置手段であって、(1) 前記前端部
    電子装置手段に接続され、その前端部電子装置手段の前
    記デジタルデータワード出力をデジタルワードの各部分
    列について時間領域から周波数領域にマップして、各目
    標からの受信信号の周波数を決定する少なくとも１つの
    デジタル信号プロセッサ手段と、(2) 前記少なくとも１
    つのデジタル信号プロセッサ手段に接続され、前記各無
    線周波信号についての目標からの受信信号の位相差から
    各目標の距離を決定し、そして前記各無線周波信号につ
    いて目標からの受信信号の周波数差から相対速度を決定
    すると共に、前記目標を追跡し、決定された距離及び相
    対速度の関数としてその目標によりもたらされる危険度
    を評価する少なくとも１つのマイクロコントローラ手段
    と、 を含むデジタル電子装置手段と、 ｄ）前記マイクロコントローラ手段に接続され、前記目
    標によってもたらされる危険の存在を運転者に対して視
    覚的及び聴覚的に提示するディスプレイ・センサ手段
    と、 を含むことを特徴とする車両用レーダシステム。
  2. 【請求項２】 請求項１に記載の車両用レーダシステム
    において、前記マイクロ波トランシーバ手段は、 ａ）無線周波送信信号を送信し、その自動車の周囲環境
    にある目標から反射された無線周波受信信号を受信する
    アンテナ手段と、 ｂ）前記アンテナ手段に接続され、前記無線周波送信信
    号の周波数と前記無線周波受信信号の周波数との差に等
    しい周波数を有する出力信号を生成する周波数差検出手
    段と、 を含むことを特徴とする車両用レーダシステム。
  3. 【請求項３】 請求項２に記載の車両用レーダシステム
    において、前記前端部電子装置手段は前記周波数差検出
    手段に接続された２チャネルのアナログ・デジタル変換
    器手段を含み、この２チャネルのアナログ・デジタル変
    換器手段によって周波数差検出手段の出力信号をアナロ
    グ信号からデジタルデータワードに変換することを特徴
    とする車両用レーダシステム。
  4. 【請求項４】 請求項３に記載の車両用レーダシステム
    において、前記マイクロ波トランシーバ手段は更に、 ａ）前記アンテナ手段に接続され、前記無線周波送信信
    号を生成する無線周波生成手段、 を含み、 前記無線周波送信信号は、第１周波数を有する第１無線
    周波信号と第２周波数を有する第２無線周波信号とから
    成り、かつ前記第１無線周波信号と前記第２無線周波信
    号とが時多重化されていることを特徴とする車両用レー
    ダシステム。
  5. 【請求項５】 請求項４に記載の車両用レーダシステム
    において、前記無線周波生成手段は前記第１無線周波信
    号及び前記第２無線周波信号を所定間隔周期で切り替え
    るための周波数制御電圧信号手段に接続されていること
    を特徴とする車両用レーダシステム。
  6. 【請求項６】 請求項５に記載の車両用レーダシステム
    において、前記前端部電子装置手段は更に、 ａ）前記第１無線周波信号に対応する第１差信号と前記
    第２無線周波信号に対応する第２差信号とを生成するた
    めに、前記周波数差検出手段の出力信号を時多重分離化
    するする信号スイッチ手段と、 ｂ）前記信号スイッチに接続され、前記第１差信号に存
    在するカットオフ周波数以上の周波数の強度レベルを低
    減するチャネル１フィルタ手段と、 ｃ）前記信号スイッチに接続され、前記第２差信号に存
    在するカットオフ周波数以上の周波数の強度レベルを低
    減するチャネル２フィルタ手段と、 を含むことを特徴とする車両用レーダシステム。
  7. 【請求項７】 請求項６に記載の車両用レーダシステム
    において、エイリアシングを防止する第２のチャネル１
    フィルタ及び第２のチャネル２フィルタを含み、前記第
    ２のチャネル１フィルタ及び前記第２のチャネル２フィ
    ルタのカットオフ周波数は、それぞれ対象となる選定周
    波数の１／２よりも低いことを特徴とする車両用レーダ
    システム。
  8. 【請求項８】 請求項７に記載の車両用レーダシステム
    において、前記第２のチャネル１フィルタ及び前記第２
    のチャネル２フィルタがデジタルフィルタであることを
    特徴とする車両用レーダシステム。
  9. 【請求項９】 請求項８に記載の車両用レーダシステム
    において、前記第２のチャネル１フィルタ及び前記第２
    のチャネル２フィルタが、アナログ・デジタル変換器手
    段と一体化していることを特徴とする車両用レーダシス
    テム。
  10. 【請求項１０】 請求項６に記載の車両用レーダシステ
    ムにおいて、前記前端部電子装置手段は、前記無線周波
    生成手段に接続された周波数制御電圧生成手段を含み、
    この周波数制御電圧生成手段が周波数制御電圧信号を生
    成することを特徴とする車両用レーダシステム。
  11. 【請求項１１】 請求項５に記載の車両用レーダシステ
    ムにおいて、前記前端部電子装置手段は更に、 ａ）前記差検出手段に接続され、この差検出手段の出力
    を増幅する前置増幅器手段と、 ｂ）前記増幅器手段に接続され、第１出力及び第２出力
    を有する信号スイッチ手段であって、前記第１出力から
    第１無線周波信号に対応する第１差信号を出力し、かつ
    前記第２出力から前記第２無線周波信号に対応する第２
    差信号を出力するために、前記差検出手段の出力信号を
    時多重分離化する信号スイッチ手段と、 ｃ）前記信号スイッチに接続され、前記第１差信号に存
    在するカットオフ周波数以上の周波数の強度レベルを低
    減するチャネル１フィルタ手段と、 ｄ）前記信号スイッチに接続され、前記第２差信号に存
    在するカットオフ周波数以上の周波数の強度レベルを低
    減するチャネル２フィルタ手段と、 を含むことを特徴とする車両用レーダシステム。
  12. 【請求項１２】 請求項１１に記載の車両用レーダシス
    テムにおいて、前記前端部電子装置手段は更に、 ａ）前記チャネル１フィルタの出力に接続され、このチ
    ャネル１フィルタ出力の信号強度を増大するチャネル１
    増幅器手段と、 ｂ）前記チャネル２フィルタの出力に接続され、このチ
    ャネル２フィルタ出力の信号強度を増大するチャネル２
    増幅器手段と、 を含み、 更に前記アナログ・デジタル変換器手段は、 ｃ）第１チャネル及び第２チャネルであって、(1) 前記
    チャネル１増幅器手段及びチャネル２増幅器手段のうち
    対応する一方に接続され、この対応する増幅器手段から
    ののアナログ出力を、アナログ信号からデジタルデータ
    ワードの連続ストリームに変換するデジタル・アナログ
    変換手段と、(2) 対応する前記デジタル・アナログ変換
    手段に接続され、カットオフ周波数を有するデジタルフ
    ィルタ手段であって、このデジタルフィルタ手段のカッ
    トオフ周波数以上の周波数の強度をデジタルフィルタの
    出力において低減するデジタルフィルタ手段と、 をそれぞれ含む第１チャネル及び第２チャネルと、 ｄ）前記アナログ・デジタル変換器手段の第１チャネル
    及び第２チャネルに接続され、アナログ・デジタル変換
    器手段の各チャネルからのデジタルデータワードの連続
    ストリームを、デジタルデータワードの単一の連続スト
    リームへと時多重化するマルチプレクサ手段と、 を含むことを特徴とする車両用レーダシステム。
  13. 【請求項１３】 請求項１２に記載の車両用レーダシス
    テムにおいて、前記前端部電子装置手段は更にタイミン
    グ生成手段を含み、このタイミング生成手段は、マイク
    ロコントローラ手段，アナログ・デジタル変換器手段，
    信号スイッチ手段及び前置増幅器手段に接続され、 更にこのタイミング生成手段は、 (1) 前記無線周波生成手段が前記第１無線周波信号及び
    前記第２無線周波信号を切り替えるタイミングと、 (2) 前記信号スイッチ手段が前記前置増幅器手段を前記
    チャネル１フィルタに接続するタイミングと、 (3) 前記信号スイッチ手段が前記前置増幅器手段を前記
    チャネル２フィルタに接続するタイミングと、 (4) 前記アナログ・デジタル変換器手段が前記チャネル
    １増幅器手段の出力をサンプリングするタイミングと、 (5) 前記アナログ・デジタル変換器手段が前記チャネル
    ２増幅器手段の出力をサンプリングするタイミングと、 を制御及び同期化し、これにより前記第１差信号及び前
    記第２差信号をそれぞれ前記第１無線周波信号及び第２
    無線周波信号に時間的に対応させ、更に前記デジタルフ
    ィルタ手段のカットオフ周波数の２倍に等しいレート
    で、前記アナログ・デジタル変換器手段の出力を、前記
    第１差信号の振幅を表す１つのワードと前記第２差信号
    の振幅を表す１つのワードとに順次切り替えることを特
    徴とする車両用レーダシステム。
  14. 【請求項１４】 自動車の周囲の目標を検出し、制御状
    態やその自動車が運行している周囲状況を感知し、前記
    目標がもたらす危険を運転者に警報する車両用レーダシ
    ステムであって、 ａ）複数の無線周波信号を送受信し、それら信号の周波
    数を比較する２チャネルのマイクロ波トランシーバ手段
    であって、(1) 無線周波送信信号を送信し、前記自動車
    の周囲にある目標から反射された無線周波受信信号を受
    信するアンテナ手段と、(2) 前記アンテナ手段に接続さ
    れ、前記無線周波送信信号の周波数と前記無線周波受信
    信号の周波数の差に等しい周波数を有する出力信号を生
    成する周波数差検出手段と、 を含むマイクロ波トランシーバ手段と、 ｂ）前記周波数差検出手段に接続され、この周波数差検
    出手段によって生成された出力信号をデジタル化するた
    めの２チャネル前端部電子装置手段であって、前記周波
    数差検出手段に接続されたアナログ・デジタル変換手段
    を有し、このアナログ・デジタル変換手段によって、前
    記周波数差検出手段の出力を、アナログ信号からデジタ
    ルデータワードの連続ストリームへの変換を行う２チャ
    ネル前端部電子装置手段と、 ｃ）複数の目標の存在を検知し、それら各目標について
    その距離を計算し、そして前記自動車に対する各目標の
    相対速度を計算するデジタル電子装置手段であって、
    (1) 前記アナログ・デジタル変換手段に接続され、この
    アナログ・デジタル変換手段のデジタル出力を、時間領
    域から周波数領域にマップし、これにより前記無線周波
    受信信号を反射した目標の距離及び相対速度を決定する
    デジタル信号プロセッサ手段と、(2) 前記デジタル信号
    プロセッサ手段に接続され、目標を追跡し、目標により
    もたらされる危険度を評価するマイクロコントローラ手
    段と、を含むデジタル電子装置手段と、 ｄ）前記目標によってもたらされる危険の存在を運転者
    に対して視覚的及び聴覚的に提示し、制御状態及び前記
    自動車の周囲の状況を感知するディスプレイ・センサ手
    段であって、(1) 車両制御の状態を測定する複数のセン
    サ手段と、(2) 運転者に対して、危険の存在を示す警報
    手段と、(3) この車両レーダシステムの状態について外
    部装置と通信するモニタ手段と、 を含むことを特徴とする車両用レーダシステム。
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