JPH06153518A - 並列接続インバータにおける電流バランス制御方法およびその方法を使用したインバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 リアクトルを介して並列接続された単位イン
バータの電流不平衡を抑制する。 【構成】 各単位インバータに共通のＰＷＭ制御信号Ｓ
_PWMを発生するＰＷＭ信号発生回路、オフ時間の下限、
上限値ＳＴｄ_MIN，ＳＴｄ_MAXを発生するオフ時間限度値
発生回路、出力電流瞬時値の絶対値の不平衡量に応じて
各単位インバータのオフ時間を演算するオフ時間信号発
生回路、およびＰＷＭ制御信号とオフ時間信号とから各
単位インバータへのゲートパルス信号を発生するゲート
パルス信号発生回路を備えている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、いわゆる２レベル単
位インバータや３レベル単位インバータを複数台並列に
接続して運転する場合の電流バランス制御法およびこの
方法を使用したインバータ装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１２および図１３は例えば特開平４−
３３５７３号公報に示された従来のインバータ装置を示
す回路図であり、図１２において、１１と１２とは３相
ブリッジ接続の２レベルインバータであり、直流端は共
通に電圧源１に接続され、交流端はリアクトル３０Ｕ、
３０Ｖ、３０Ｗを介して並列に接続されている。また図
１３において、１１と１２とは図１２のインバータ１
１，１２の１相分を示し、直流端は電圧源１に共通に接
続され、交流端はリアクトル３１，３２を介して並列に
接続されている。２はＰＷＭ信号発生回路であって、負
側のトランジスタＴ_N1，Ｔ_N2にＰＷＭ制御信号を与える
一方、正側のトランジスタＴ_P1，Ｔ_P2には電流バランス
制御回路４を介してＰＷＭ制御信号を与えるように構成
されている。

【０００３】次に動作について説明する。図１２はイン
バータ２台の並列運転例を示し、リアクトル３０Ｕ，３
０Ｖ，３０Ｗにより出力電流の不平衡を抑制するととも
に各インバータの交流出力電流を検出する変流器２１
Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗおよび２２Ｕ、２２Ｖ，２２Ｗを備
えて交流出力電流を個々に制御して出力電流の不平衡を
抑制している。

【０００４】図１３は、電流バランス制御回路４を備
え、交流出力電流を変流器２１，２２で検出して、両交
流出力電流の大、小関係に応じて、ＰＷＭ信号発生回路
４で与えられる基準パルス幅に対して幅広パルスと幅狭
パルスの組み合わせのパルス信号を作って、正側のトラ
ンジスタＴ_P1，Ｔ_P2に出力電流が平衡するように分配し
ている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】従来のインバータ装置
は以上のように構成されているので、いずれも基準信号
との偏差を入力として動作するフィードバック制御の応
答を上げて電流制御の精度を向上させる必要があり、そ
の結果、インバータを高周波でスイッチングさせねばな
らずＧＴＯなどを用いた大容量インバータを並列接続し
た装置への適用は困難であった。また、制御上、正負両
側アーム素子間の直流短絡防止期間Ｔｄ（オフ時間）が
確実に保持されるものではないので、直流短絡が発生し
得るという問題点もあった。

【０００６】この発明は以上のような問題点を解消する
ためになされたもので、ＧＴＯなど大容量素子を用いた
インバータの並列運転を可能とし、直流短絡を確実に防
止することができる電流バランス制御方法およびインバ
ータ装置を得ることを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】この発明に係るインバー
タ装置は、各単位インバータの出力電流瞬時値を検出す
る出力電流検出器、上記各単位インバータに共通のＰＷ
Ｍ制御信号を発生するＰＷＭ信号発生回路、オフ時間の
下限値と上限値との信号を上記ＰＷＭ制御信号のレベル
変化時に発生するオフ時間限度値発生回路、上記各単位
インバータの内その出力電流瞬時値の絶対値が最小とな
るもののオフ時間は上記下限値とし、他の単位インバー
タのオフ時間は上記上限値の範囲内において当該単位イ
ンバータの出力電流絶対値と上記絶対値最小単位インバ
ータの出力電流絶対値とが等しくなった時点で終了する
よう各単位インバータのオフ時間信号を発生するオフ時
間信号発生回路、および上記ＰＷＭ制御信号と上記オフ
時間信号とから各単位インバータ各アーム素子へのゲー
トパルス信号を発生するゲートパルス信号発生回路を備
えたものである。

【０００８】

【作用】この発明では、各単位インバータの出力電流の
アンバランス量を出力電流の最も小さい単位インバータ
の出力電流を基準にして検出し、出力電流最小の単位イ
ンバータのアーム素子のオフ時間をその下限値（Ｔｄ
_MIN）に設定するとともに、これより出力電流の大きい
単位インバータのアーム素子のオフ時間を出力電流のア
ンバランス量に応じて上記下限値より大きく設定するこ
とにより、これらオフ時間のずれに伴う単位インバータ
相互間に流れる循環電流を利用して出力電流のアンバラ
ンスを抑制する。

【０００９】

【実施例】

実施例１．以下、この発明の実施例１を図に基づいて説
明する。図１において、１１，１２，１３は３台並列接
続されたインバータの１相分を示す単位インバータであ
って、アーム素子がＧＴＯ（Ｇ_P1〜Ｇ_P3，Ｇ_N1〜Ｇ_N3）
から成る２レベルインバータである。２１〜２３はこの
単位インバータ１１〜１３の交流出力電流Ｉ_AC1〜Ｉ_AC3
を検出する出力電流検出器、３１〜３３は交流出力端に
接続されたリアクトルである。２はＰＷＭ信号発生回路
であって、ＰＷＭ制御信号Ｓ_PWMを発生する。３は単位
インバータ１１〜１３の上、下アーム素子のオフ時間限
度値発生回路であって、ＰＷＭ制御信号Ｓ_PWMの論理レ
ベルが変化するタイミング毎に、最小幅の下限値信号Ｓ
Ｔｄ_MINと最大幅の上限値信号ＳＴｄ_MAXとを発生する。
ここで、下限値信号ＳＴｄ_MINは、直流短絡を防止する
ために最少限必要なオフ時間に相当し、アーム素子のス
イッチング特性等により決定される。また、上限値信号
ＳＴｄ_MAXは出力波形に基づく高調波成分等の許容限界
等から決定される。

【００１０】４はオフ時間信号発生回路であって、出力
電流検出器２１〜２３で検出された交流出力電流信号Ｓ
_AC1〜Ｓ_AC3から電流の不平衡量を、オフ時間限度値信号
ＳＴｄ_MIN、ＳＴｄ_MAXの発生時点で検出して各単位イン
バータ１１〜１３のオフ時間信号ＳＴｄ₁〜ＳＴｄ₃を発
生する。５１〜５３は単位インバータ１１〜１３のゲー
トパルス信号発生回路であって、ＰＷＭ制御信号Ｓ_PWM
と、オフ時間信号ＳＴｄ₁〜ＳＴｄ₃から各アーム素子Ｇ
_P1〜Ｇ_P3，Ｇ_N1〜Ｇ_N3のゲートパルス信号Ｓ_P1〜Ｓ_P3，
Ｓ_N1〜Ｓ_N3を発生し、ゲートドライブ回路ＧＤを介して
各アーム素子のゲートを制御する。

【００１１】次に、図１に示すインバータ装置において
交流出力電流の平衡化の動作原理を図２、図３に基づい
て説明する。図２は交流出力電流Ｉ_ACが正極性で、３台
並列運転時の単位インバータ１１〜１３の交流出力電流
の大きさがＩ_AC1＞Ｉ_AC2＞Ｉ_AC3＞０の場合における動
作を示している。時刻ｔ₀より以前ではＰＷＭ制御信号
Ｓ_PWMの論理レベルは０であり、ＧＴＯ（Ｇ_N1〜Ｇ_N3）
へのゲートパルス信号Ｓ_N1〜Ｓ_N3がオン状態になってい
る。このとき、交流出力電流Ｉ_AC1〜Ｉ_AC3の通流経路
は、電圧源１の負側よりダイオードＤ_N1〜Ｄ_N3を通って
流れている。

【００１２】時刻ｔ₀にて、ＰＷＭ制御信号Ｓ_PWMの論理
レベルが０から１に変化すると、時間幅ｔ₀〜ｔ₁および
ｔ₀〜ｔ₄を有するオフ時間限度値信号ＳＴｄ_MINおよび
ＳＴｄ_MAXを発生させるとともに、ゲートパルス信号Ｓ
_N1〜Ｓ_N3をオフ状態にする。

【００１３】時刻ｔ₁にて、最小時間幅のオフ時間下限
値信号ＳＴｄ_MINが解除されるが、その時間幅Ｔｄ_MINは
上、下アームのＧＴＯが直流短絡を防止できる下限値に
設定され、時刻ｔ₀〜ｔ₁間は上、下アームのＧＴＯはオ
フ状態であるが、交流出力電流の通流経路は変化しな
い。時刻ｔ₁において、最少の交流出力電流Ｉ_AC3の単位
インバータ１３のＧＴＯ（Ｇ_P3）をオンさせるために、
ゲートパルス信号Ｓ_P3をオン状態にする。その結果、図
示点線の経路で単位インバータ間に循環電流△Ｉ_AC'が
流れる。即ち、循環電流△Ｉ_AC'は電圧源１（正側）→
ＧＴＯ（Ｇ_P3）→リアクトル３３と流れ、ここで（Ａ
路）リアクトル３１→ダイオードＤ_N1と（Ｂ路）リアク
トル３２→ダイオードＤ_N2とに分流した後、再び合流し
て電圧源１（負側）に至る経路で流れ、Ｉ_AC3を増加さ
せる一方、Ｉ_AC1とＩ_AC2とを減少させるように作用す
る。ここでダイオードＤ_N1とＤ_N2へは交流出力電流Ｉ
_AC1とＩ_AC2とが順方向に流れているが、その電流に逆方
向に重畳して循環電流が△Ｉ_AC'／２づつ分流する。

【００１４】Ｉ_AC2とＩ_AC3とがほぼ等しくなる時刻ｔ₂
にて単位インバータ１２のＧＴＯ（Ｇ_P2）をオンさせる
ためにゲートパルス信号Ｓ_P2をオン状態にする。その結
果、図示二点鎖線の経路で循環電流△Ｉ_AC"が流れる。
即ち、循環電流△Ｉ_AC"は電圧源１（正側）から先ず
（Ａ路）ＧＴＯ（Ｇ_P2）→リアクトル３２と（Ｂ路）Ｇ
ＴＯ（Ｇ_P3）→リアクトル３３とに分流した後再び合流
し、リアクトル３１→ダイオードＤ_N1→電圧源１（負
側）に至る経路で流れ、Ｉ_AC2とＩ_AC3を増加させる一
方、Ｉ_AC1を減少させるように作用する。

【００１５】時刻ｔ₃にてＩ_AC1≒Ｉ_AC2≒Ｉ_AC3になる
が、その時刻で単位インバータ１１のＧＴＯ（Ｇ_P1）を
オンさせるためにゲートパルス信号Ｓ_P1をオン状態にす
る。正側のＧＴＯ（Ｇ_P1〜Ｇ_P3）がオン状態になれば、
負側のダイオード（Ｄ_N1〜Ｄ_N3）はオフされるために単
位インバータ間での循環電流はなくなり、出力電流Ｉ
_AC1〜Ｉ_AC3の平衡化動作が完了する。以上のようにして
各単位インバータ１１〜１３のオフ時間Ｔｄ₁〜Ｔｄ₃は
次のように設定される。Ｔｄ₁＝時刻ｔ₀〜ｔ₃,Ｔｄ₂＝
時刻ｔ₀〜ｔ₂,Ｔｄ₁＝時刻ｔ₀〜ｔ₁＝Ｔｄ_MINなお、ｔ
ｄ_MAXは時刻ｔ₀〜ｔ₄に設定されており、これはｔｄの
上限値であるが、あまりｔｄが長くなるとインバータの
出力電圧波形に歪みが生じるのを防ぐために必要なため
に用いており、仮にＴｄ₁がＴｄ_MAXを越えそうな場合に
Ｔｄ₁をＴｄ_MAXに設定する。

【００１６】次に上記時刻ｔ₂およびｔ₃の理論値につい
て説明する。ここでリアクトル３１〜３３のインダクタ
ンスをＬとし、電圧源１の電圧をＥとする。時刻ｔ₁〜
ｔ₂間に流れる循環電流△Ｉ_AC'の時刻ｔ₂における値を
△Ｉ_AC'（ｔ₂）とすれば、リアクトル３３の循環電流は
＋△Ｉ_AC'（ｔ₂）になり、またリアクトル３１と３２の
循環電流は−△Ｉ_AC'（ｔ₂）／２になる。 ここで、△Ｉ_AC'（ｔ₂）＝２Ｅ（Ｔｄ₂−Ｔｄ₃）／（３
Ｌ）＝２Ｅ（Ｔｄ₂−Ｔｄ_MIN）／（３Ｌ） 従って、時刻ｔ₂における各交流出力電流値Ｉ
_AC1（ｔ₂）〜Ｉ_AC3（ｔ₂）は次の式１のようになる。 Ｉ_AC1(ｔ₂)＝Ｉ_AC1(ｔ₁)−Ｅ(Ｔｄ₂−Ｔｄ_MIN)／(３Ｌ)・・・・１(１) Ｉ_AC2(ｔ₂)＝Ｉ_AC2(ｔ₁)−Ｅ(Ｔｄ₂−Ｔｄ_MIN)／(３Ｌ)・・・・１(２) Ｉ_AC3(ｔ₂)＝Ｉ_AC3(ｔ₁)＋２Ｅ(Ｔｄ₂−Ｔｄ_MIN)／(３Ｌ)・・・１(３)

【００１７】式１に基づき、時刻ｔ₂にてＩ_AC2（ｔ₂）
≒Ｉ_AC3（ｔ₂）になるようにＴｄ₂を設定すれば次の式
２で与えられる。 Ｔｄ₂−Ｔｄ_MIN＝(Ｌ／Ｅ)[Ｉ_AC2(ｔ₁)−Ｉ_AC3(ｔ₁)]・・・・２

【００１８】時刻ｔ₂〜ｔ₃間に流れる循環電流△Ｉ_AC"
の時刻ｔ₃における値を△Ｉ_AC"（ｔ₃）とすればリアク
トル３２と３３の循環電流は＋△Ｉ_AC"（ｔ₃）／２にな
り、またリアクトル３１の循環電流は−△Ｉ_AC"（ｔ₃）
になる。ここで△Ｉ_AC"（ｔ₃）＝２Ｅ（Ｔｄ₁−Ｔｄ₂）
／（３Ｌ）

【００１９】従って、時刻ｔ₃における各交流出力電流
値Ｉ_AC1（ｔ₃）〜Ｉ_AC3（ｔ₃）は次の式３のようにな
る。 Ｉ_AC1(ｔ₃)＝Ｉ_AC1(ｔ₂)−２Ｅ(Ｔｄ₁−Ｔｄ₂)／(３Ｌ)・・・・３(１) Ｉ_AC2(ｔ₃)＝Ｉ_AC2(ｔ₂)＋Ｅ(Ｔｄ₁−Ｔｄ₂)／(３Ｌ)・・・・・３(２) Ｉ_AC3(ｔ₃)＝Ｉ_AC3(ｔ₂)＋Ｅ(Ｔｄ₁−Ｔｄ₂)／(３Ｌ)・・・・・３(３)

【００２０】式３において、Ｉ_AC2（ｔ₂）＝Ｉ
_AC3（ｔ₂）であるから、Ｉ_AC2（ｔ₃）＝Ｉ_AC3（ｔ₃）で
ある。そして、式１，３からＩ_AC1（ｔ₂）、Ｉ
_AC3（ｔ₂）を消去すれば、Ｉ_AC1（ｔ₃）、Ｉ_AC3（ｔ₃）
は次の式４で与えられる。 Ｉ_AC1(ｔ₃)＝Ｉ_AC1(ｔ₁)−Ｅ(２Ｔｄ₁−Ｔｄ₂−Ｔｄ_MIN)／(３Ｌ)・・・４(１) Ｉ_AC3(ｔ₃)＝Ｉ_AC3(ｔ₁)＋Ｅ(Ｔｄ₁＋Ｔｄ₂−２Ｔｄ_MIN)／(３Ｌ)・・・４(３)

【００２１】時刻ｔ₃にてＩ_AC1（ｔ₃）≒Ｉ_AC2（ｔ₃）
≒Ｉ_AC3（ｔ₃）になるようにＴｄ₁を設定すれば式４か
ら式５が得られる。 Ｔｄ₁−Ｔｄ_MIN＝（Ｌ／Ｅ）［Ｉ_AC1（ｔ₁）−Ｉ_AC3（ｔ₁）］・・・５

【００２２】以上より時刻ｔ₁における交流出力電流が
最少の単位インバータのＴｄをＴｄ_MINに設定し、その
他の単位インバータのＴｄは時刻ｔ₁における最少の単
位インバータの電流値に対する電流不平衡量に比例した
時間にＴｄ_MINが加算したものにすれば電流の平衡化が
行える。

【００２３】図３は交流出力電流Ｉ_ACが負極性で、３台
並列運転時の単位インバータ１１〜１３の交流出力電流
の大きさがＩ_AC1＜Ｉ_AC2＜Ｉ_AC3＜０、即ち、｜Ｉ_AC1｜
＞｜Ｉ_AC2｜＞｜Ｉ_AC3｜＞０の場合における動作を示し
ている。時刻ｔ₀より以前ではＰＷＭ制御信号Ｓ_PWMの論
理レベルは１であり、ＧＴＯ（Ｇ_P1〜Ｇ_P3）へのゲート
パルス信号Ｓ_P1〜Ｓ_P3がオン状態になっている。このと
き、交流出力電流Ｉ_AC1〜Ｉ_AC3の通流経路は、リアクト
ル３１〜３３側よりダイオードＤ_P1〜Ｄ_P3を通って電圧
源１の正側へ流れている。

【００２４】時刻ｔ₀にてＰＷＭ制御信号Ｓ_PWMの論理レ
ベルが１から０に変化すると時間幅ｔ₀〜ｔ₁およびｔ₀
〜ｔ₄を有するオフ時間限度値信号ＳＴｄ_MINおよびＳＴ
ｄ_MAXを発生させるとともに、ゲートパルス信号Ｓ_P1〜
Ｓ_P3をオフ状態にする。時間幅ｔ₀〜ｔ₁のＴｄ_MIN期間
中は上、下ＧＴＯはオフ状態であるが、交流出力電流の
通流経路は変化しない。

【００２５】時刻ｔ₁にて交流出力電流の絶対値が最少
の単位インバータ１３のＧＴＯ（Ｇ_N3）をオンするため
にゲートパルス信号Ｓ_N3をオン状態にする。その結果、
図示点線の経路で単位インバータ間に循環電流△Ｉ_AC'
が流れる。即ち、循環電流△Ｉ_AC'は電圧源１（正側）
から先ず（Ａ路）ダイオードＤ_P1→リアクトル３１と
（Ｂ路）ダイオードＤ_P2→リアクトル３２とに分流した
後再び合流し、リアクトル３３→ＧＴＯ（Ｇ_N3）→電圧
源１（負側）に至る経路で流れ、Ｉ_AC3の絶対値｜Ｉ_AC3
｜を増加させる一方、Ｉ_AC1とＩ_AC2の絶対値｜Ｉ_AC1｜
と｜Ｉ_AC2｜とを減少させるように作用する。ここでダ
イオードＤ_P1とＤ_P2とへは交流出力電流Ｉ_AC1とＩ_AC2と
が順方向に流れているが、その電流に逆方向に重畳して
循環電流が△Ｉ_AC'／２づつ分流する。

【００２６】Ｉ_AC2とＩ_AC3とがほぼ等しくなる時刻ｔ₂
にて単位インバータ１２のＧＴＯ（Ｇ_N2）をオンさせる
ためにゲートパルス信号Ｓ_N2をオン状態にする。その結
果、図示二点鎖線の経路で循環電流△Ｉ_AC"が流れる。
即ち、循環電流△Ｉ_AC"は電圧源１（正側）→ダイオー
ド（Ｄ_P1）→リアクトル３１と流れ、ここで（Ａ路）リ
アクトル３２→ＧＴＯ（Ｇ_N2）と（Ｂ路）リアクトル３
３→ＧＴＯ（Ｇ_N3）とに分流した後、再び合流して電圧
源１（負側）に至る経路で流れ、Ｉ_AC2とＩ_AC3との絶対
値｜Ｉ_AC2｜と｜Ｉ_AC3｜とを増加させる一方、Ｉ_AC1の
絶対値｜Ｉ_AC1｜を減少させるように作用する。このと
き、リアクトル３２と３３とへの循環電流は△Ｉ_AC"／
２づつ分流する。

【００２７】時刻ｔ₃にてＩ_AC1≒Ｉ_AC2≒Ｉ_AC3になる
が、その時刻で単位インバータ１１のＧＴＯ（Ｇ_N1）を
オンさせるためにゲートパルス信号Ｓ_N1をオン状態にす
る。負側のＧＴＯ（Ｇ_N1〜Ｇ_N3）がオン状態になれば正
側のダイオード（Ｄ_P1〜Ｄ_P3）はオフされるために単位
インバータ間での循環電流はなくなり、出力電流Ｉ_AC1
〜Ｉ_AC3の平衡化動作が完了する。

【００２８】以上のように各単位インバータのオフ時間
Ｔｄの設定は交流出力電流の絶対値が最少の単位インバ
ータのＴｄを下限値Ｔｄ_MINに設定すればよく、また循
環電流値は交流出力電流が正極性の場合（図２）と同じ
になるため、他の単位インバータのＴｄ設定も同様に最
少の単位インバータの電流絶対値に対する電流不平衡量
に比例した時間にＴｄ_MINを加算したものにすれば電流
の平衡化が行える。

【００２９】なお、図２、図３における交流出力電流Ｉ
_AC1〜Ｉ_AC3は定常状態の波形を示している。即ち、各単
位インバータ１１〜１３の交流出力電流Ｉ_AC1〜Ｉ_AC3に
存在するアンバランスは、オフ時間の上限値Ｔｄ_MAX内
における上記アンバランスを考慮したオフ時間の制御の
結果平均化され、出力電流は図２と図３とで示す正負の
動作を１サイクルとした交流出力波形を繰り返すことに
なる。

【００３０】上述した動作原理にもとづき、電流平衡化
の制御回路を構成したものが図１に示すものであるが、
次にそのオフ時間信号発生回路４の具体的な回路構成例
を図４について説明する。図４のオフ時間信号発生回路
４は各単位インバータ１１〜１３の交流出力電流の検出
信号Ｓ_A1〜Ｓ_A3とオフ時間限度値信号ＳＴｄ_MIN，ＳＴ
ｄ_MAXとを入力し、上述した動作原理にもとづき電流不
平衡量が０になる時刻を検出してオフ時間Ｔｄを解除す
る方式で各単位インバータ１１〜１３のオフ時間信号Ｓ
Ｔｄ₁〜ＳＴｄ₃を出力する。

【００３１】図において、４０１〜４０３は電流検出信
号Ｓ_AC1〜Ｓ_AC3の絶対値回路、４１０はこの絶対値回路
４０１〜４０３の絶対値出力信号｜Ｓ_AC1｜〜｜Ｓ_AC3｜
の最少値選択回路、４１１〜４１３はこの最少値選択回
路４１０の最少値選択信号｜Ｓ_ACMIN｜と絶対値回路４
０１〜４０３の絶対値出力信号｜Ｓ_AC1｜〜｜Ｓ_AC3｜と
の差分を検出する減算器、４２１〜４２３はこの減算器
４１１〜４１３の出力信号をサンプリングするサンプリ
ング回路、４３０はこのサンプリング回路４２１〜４２
３の出力信号△ＡＣ１〜△ＡＣ３のレベルを比較するた
めの一定のレベル基準信号△ＡＣｒｅｆを発生するレベ
ル基準信号発生器、４３１〜４３３はこのレベル基準信
号△ＡＣｒｅｆとサンプリング回路出力信号△ＡＣ１〜
△ＡＣ３のレベルとを比較する比較器、４４１〜４４３
はこの比較器４４１〜４４３の論理出力信号とオフ時間
Ｔｄの上限値信号ＳＴｄ_MAXとの論理積を演算するＡＮ
Ｄ回路，４５１〜４５３はこのＡＮＤ回路４４１〜４４
３の論理出力信号とオフ時間Ｔｄの下限値信号ＳＴｄ
_MINとの論理和を演算するＯＲ回路であって、各単位イ
ンバータのオフ時間信号ＳＴｄ₁〜ＳＴｄ₃を出力する。

【００３２】次にオフ時間信号発生回路４の動作を図５
のタイムチャートを参考にして説明する。図５では単位
インバータ１１〜１３の出力電流Ｉ_AC1〜Ｉ_AC3の大きさ
がＩ _AC1＞Ｉ_AC2＞Ｉ_AC3＞０の場合を例にしている。出
力電流検出信号Ｓ_AC1〜Ｓ_AC3は出力電流Ｉ_AC1〜Ｉ_AC3と
相似な波形であり、最少値選択回路４１０の出力信号｜
Ｓ_ACMIN｜は絶対値回路４０３の出力信号｜Ｓ_AC3｜が選
択される。サンプリング回路４２１〜４２３はオフ時間
Ｔｄの上限値信号ＳＴｄ_MAXの論理レベルが１の期間
（ｔ₀〜ｔ₄）だけ減算器４１１〜４１３の出力信号を発
生する。

【００３３】先ず、期間ｔ₀〜ｔ₁ではサンプリング回路
４２１〜４２３の出力信号△ＡＣ１〜△ＡＣ３は次のよ
うになる。 △ＡＣ１＝｜Ｓ_AC1｜−｜Ｓ_ACMIN｜＝｜Ｓ_AC1｜−｜Ｓ
_AC3｜＞０ △ＡＣ２＝｜Ｓ_AC2｜−｜Ｓ_ACMIN｜＝｜Ｓ_AC2｜−｜Ｓ
_AC3｜＞０ △ＡＣ３＝｜Ｓ_AC3｜−｜Ｓ_ACMIN｜＝０ レベル基準信号△ＡＣｒｅｆは０より多少大き目に設定
しており、比較器４３１と４３２との論理出力信号は１
であり、比較器４３３の論理出力信号は０である。各単
位インバータのオフ時間信号はＳＴｄ_MIN信号がＯＲ回
路４５１〜４５３を介して入力されておりＳＴｄ₁＝Ｓ
Ｔｄ₂＝ＳＴｄ₃＝１である。

【００３４】時刻ｔ₁にてＳＴｄ_MIN信号が０になると、
ＳＴｄ₃のみ０になり、ＳＴｄ₂＝ＳＴｄ₃は１のレベル
を継続する。時刻ｔ₂にて△ＡＣ２＜△ＡＣｒｅｆにな
ると比較器４３２の論理出力信号が０になり、ＳＴｄ₂
は０になる。時刻ｔ₃にて、△ＡＣ１＜△ＡＣｒｅｆに
なると比較器４３１の論理出力信号が０になり、ＳＴｄ
₁も０になる。なおサンプリング回路４２１〜４２３は
上記動作には本質的には不要であるが、電流検出信号Ｓ
_AC1〜Ｓ_AC3がノイズに弱い信号の場合にはサンプリング
回路に、時定数としてＴｄ_MIN以下のフィルタ要素を付
加することにより耐ノイズ性を向上できる。

【００３５】次に、図１のゲートパルス信号発生回路５
１〜５３の具体例を示す図６について説明する。５０１
と５０２とはＮＯＴ回路であって、それぞれＰＷＭ制御
信号Ｓ_PWMとオフ時間信号ＳＴｄ₁の論理を反転させ、出
力信号Ｓ_PWM'とＳＴｄ₁'とを出力する。５０３と５０４
はＡＮＤ回路であって、それぞれＳ_PWMとＳＴｄ₁'との
論理積およびＳ_PWM'とＳＴｄ₁'との論理積の演算を行
い、ＧＴＯ（Ｇ_P1）およびＧＴＯ（Ｇ_N1）のゲートパル
ス信号Ｓ_P1およびＳ_N1を発生する。ＳＴｄ₁＝０の状態
では ＰＷＭ制御信号Ｓ_PWMの論理レベルに従い、ゲート
パルス信号Ｓ_P1，Ｓ_N1を発生する。即ちＳ_PWM＝１のと
きＳ_P1＝１，Ｓ_N1＝０であって、ＧＴＯ（Ｇ_P1）のみオ
ンする。逆にＳ_PWM＝０のときＳ_P1＝０，Ｓ_N1＝１であ
って、ＧＴＯ（Ｇ_N1）のみオンする。ＳＴｄ₁＝１の状
態ではＳＴｄ₁'＝０となり、Ｓ_P1＝Ｓ_N1＝０であって、
ＧＴＯ（Ｇ_P1）とＧＴＯ（Ｇ_N1）とは同時にオフ状態に
なる。ＳＴｄ₁＝１になるのはＰＷＭ制御信号Ｓ_PWMの論
理レベルが変化する時点で発生し、上、下アームのＧＴ
Ｏ（Ｇ_P1とＧ_N1）が同時にオンして直流短絡が生じるこ
とを防止している。なお、図６ではゲートパルス信号発
生回路５１を示しているが、ゲートパルス信号発生回路
５２，５３も同様である。

【００３６】実施例２．なお、上記実施例１では、オフ
時間信号発生回路４の具体的構成において、最少電流値
を基準にして電流不平衡量が０に減少する時点を検出し
てＴｄを解除していく方法について述べたが、図７に示
すように時刻ｔ₀〜ｔ₁間（Ｔｄ_MIN期間）に電流不平衡
量をサンプルホールドして、このサンプルホールド信号
のレベルに応じてＴｄの期間を決定するようにしてもよ
い。

【００３７】図において、４６１〜４６３はサンプルホ
ールド回路であって、減算器４１１〜４１３の出力信号
をオフ時間Ｔｄの上限値信号ＳＴｄ_MAXの立ち上がり時
点でサンプリングしてＴｄ_MAX期間中ホールドする。４
７０は傾斜基準信号発生器であってＴｄ_MINが解除され
た時点より傾斜基準信号を発生する。

【００３８】動作について図８を参照して説明する。時
刻ｔ₀にてサンプルホールド回路４６１〜４６３の出力
信号△ＡＣ１〜△ＡＣ３が発生して、時刻ｔ₀〜ｔ₄の期
間、ホールドされる。一方傾斜基準信号発生器４７０は
ＳＴｄ_MINにより時刻ｔ₀〜ｔ₁期間に０までリセットさ
れ、時刻ｔ₁より所定の傾斜で上昇していく。△ＡＣ３
は０であるため、ＳＴｄ₃＝ＳＴｄ_MINである。時刻ｔ₂
にて△ＡＣ２＜ＡＣｒｅｆになるとＳＴｄ₂は０にな
る。さらに時刻ｔ₃にて△ＡＣ１＜△ＡＣｒｅｆになる
と、ＳＴｄ₁は０になる。

【００３９】傾斜基準信号の時間変化率は上述の２，５
式よりＫ・Ｅ／Ｌに調整すればよい。ここでＫは出力電
流検出器２１〜２３の変換係数でありＫ＝Ｓ_AC1／Ｉ_AC1
に相当する。図４と図７とに示す実施例を比較した場合
に、図７のものはサンプルホールドされた電流不平衡量
に対してオフ時間Ｔｄを予測する方法であり、ディジタ
ルコンピュータ上でのソフトウェア処理に適している。

【００４０】実施例３．また、上記実施例では２レベル
インバータの並列運転の場合について説明したが、３レ
ベルインバータの並列運転の場合にも適用でき、図９に
その実施例３を示す。図において、１１０，１２０，１
３０は３台並列接続された３レベルの単位インバータで
あって、正側電圧源１_Pと負側電圧源１_Nとが直列接続さ
れてなる電圧源１の正側直流端Ｐと負側直流端Ｎとの間
に、アーム素子がＧＴＯで構成される正側アーム素子群
（Ｇ_P1〜₃，Ｇ_PO1〜₃）と負側アーム素子群（Ｇ
_NO1〜₃，Ｇ_N1〜₃）とが直列接続され、正側電圧源１_Pと
負側電圧源１_Nとの中点Ｏと、正側アーム素子Ｇ_P1〜₃と
Ｇ_PO1〜₃との中間接続点および負側アーム素子Ｇ_NO1〜₃
とＧ_N1〜₃との中間接続点間にそれぞれ正側ダイオード
Ｄ_CP1〜₃と負側ダイオードＤ_CN1〜₃とが接続されてい
る。

【００４１】この３レベルインバータにおける各アーム
素子の導通制御のモードは次の３ケースである。 モードＭ１ Ｇ_P1〜₃，Ｇ_PO1〜₃：オン 交流出力
端の電位＝Ｐ モードＭ２ Ｇ_PO1〜₃，Ｇ_NO1〜₃：オン 交流出力
端の電位＝Ｏ モードＭ３ Ｇ_NO1〜₃，Ｇ_N1〜₃：オン 交流出力
端の電位＝Ｎ 上記モードＭ１〜Ｍ３において、アーム素子Ｇ_P1〜₃と
Ｇ_NO1〜₃およびアーム素子Ｇ_PO1〜₃とＧ_N1〜₃は同時に
オンすることは許されない。なぜなら直流短絡が生じる
ためである。モードＭ１とモードＭ２との間の移行時点
でＧ_P1〜₃とＧ_NO1〜₃とに共通の直流短絡防止のための
オフ時間Ｔｄ_Pが必要になる。またモードＭ２とモード
Ｍ３との間の移行時点でＧ_PO1〜₃とＧ_N1〜₃とに共通の
短絡防止のためのオフ時間Ｔｄ_Nが必要になる。モード
Ｍ１とモードＭ３との間の移行はいわゆる２レベルイン
バータの動作と同様であるため、ここでは考慮しない。

【００４２】２０はＰＷＭ信号発生回路であって、正側
転流アーム素子群Ｇ_P1〜₃とＧ_NO1〜₃との正側ＰＷＭ制
御信号Ｓ_PWMPと、負側転流アーム素子群Ｇ_PO1〜₃とＧ_N1
〜₃との負側ＰＷＭ制御信号Ｓ_PWMNとを発生する。３_P，
３_Nはそれぞれ正側および負側のオフ時間限度値発生回
路であって、正側および負側ＰＷＭ制御信号Ｓ_PWMPおよ
びＳ_PWMNの論理レベルが変化するタイミング毎に、オフ
時間Ｔｄの下限値および上限値信号ＳＴｄ_MINP，ＳＴｄ
_MINNおよびＳＴｄ_MAXP，ＳＴｄ_MAXNを発生する。４０は
オフ時間信号発生回路であって、各単位インバータ１１
０，１２０，１３０の交流出力電流Ｉ_AC1〜Ｉ_AC3の出力
電流検出器２１〜２３の電流検出信号Ｓ_AC1〜Ｓ_AC3と正
側、負側オフ時間限度値発生回路３_P，３_Nとの出力信号
が入力され、各ＧＴＯのゲートパルス信号発生回路５１
_P〜５３_P，５１_N〜５３_Nにオフ時間信号ＳＴｄ_1P〜ＳＴ
ｄ_3P，ＳＴｄ_1N〜ＳＴｄ_3Nを出力する。

【００４３】図１０に示すタイムチャートにもとづいて
電流平衡化の動作原理を説明する。なお、ここでは時刻
ｔ₀より以前では、Ｓ_PWMP＝０，Ｓ_PWMN＝１であって、
アーム素子Ｇ_POとＧ_NOとがオン状態のモードＭ２で運転
しており、時刻ｔ₀より移行はＧ_PとＧ_POとがオン状態の
モードＭ１へ移行する場合を例にしている。また時刻ｔ
₀より以前の交流出力電流のＩ_ACは正極性であり、各単
位インバータ１１０，１２０，１３０の交流出力電流Ｉ
_AC1〜Ｉ_AC3は電圧源１_P，１_Nの中点０からダイオードＤ
_CP1〜₃→ＧＴＯ（Ｇ_PO1〜₃）→リアクトル３１〜３３の
経路で流れており、このときＩ_AC1＞Ｉ_AC2＞Ｉ_AC3＞０
と仮定する。

【００４４】先ず、時刻ｔ₀にて正側ＰＷＭ制御信号Ｓ
_PWMPの論理レベルが０から１に変化すると、正側のＴｄ
下限値および上限値信号ＳＴｄ_MINP，ＳＴｄ_MAXPがそれ
ぞれｔ₀〜ｔ₁およびｔ₀〜ｔ₄の期間発生する。また時刻
ｔ₀にてゲートパルス信号Ｓ_NO1〜₃は０レベルに変化
し、ＧＴＯ（Ｇ_NO1〜₃）をゲートオフするが、ｔ₀〜ｔ₁
の期間、ＧＴＯ（Ｇ_P1〜₃）がオンされないために、各
交流出力電流Ｉ_AC1〜₃の通流経路は変化しない。

【００４５】時刻ｔ₁にて交流出力電流が最少である単
位インバータ１３０のゲートパルス信号Ｓ_P3が１にな
り、ＧＴＯ（Ｇ_P3）をオンする。そうすると図示点線の
経路で単位インバータ間に循環電流△Ｉ_AC'が流れる。
即ち、循環電流△Ｉ_AC'は正側直流端Ｐ→ＧＴＯ
（Ｇ_P3）→ＧＴＯ（Ｇ_PO3）→リアクトル３３と流れ、
ここで（Ａ路）リアクトル３１→ＧＴＯ（Ｇ_PO1）→ダ
イオードＤ_CP1と（Ｂ路）リアクトル３２→ＧＴＯ（Ｇ
_PO2）→ダイオードＤ_CP2とに分流した後、再び合流して
電圧源１の中点０に至る経路で流れ、Ｉ_AC3を増加させ
る一方、Ｉ_AC1とＩ_AC2とを減少させるように作用する。

【００４６】Ｉ_AC2≒Ｉ_AC3となる時刻ｔ₂にてゲートパ
ルス信号Ｓ_P2を１にしてＧＴＯ（Ｇ_P2）をオンする。時
刻ｔ₂における循環電流値△Ｉ_AC'（ｔ₂）は下式で与え
られる。 △Ｉ_AC'（ｔ₂）＝２Ｅ（Ｔｄ_2P−Ｔｄ_3P）／（３Ｌ） ＝２Ｅ（Ｔｄ_2P−Ｔｄ_MIN）／（３Ｌ） また、時刻ｔ₂における各交流出力電流値Ｉ_AC1（ｔ₂）
〜Ｉ_AC3（ｔ₂）は、前掲式１と同様であり、また、Ｔｄ
_2Pの値も式２と同様に与えられる。ここで電圧源１_P，
１_Nの各電圧をＥと仮定している。

【００４７】時刻ｔ₂からＧＴＯ（Ｇ_P2，Ｇ_P3）がオン
状態になると、単位インバータ間の循環電流△Ｉ_AC"は
図示二点鎖線の経路で流れる。即ち、循環電流△Ｉ_AC"
は正側直流端Ｐから先ず（Ａ路）ＧＴＯ（Ｇ_P2）→ＧＴ
Ｏ（Ｇ_PO2）→リアクトル３２と（Ｂ路）ＧＴＯ
（Ｇ_P3）→ＧＴＯ（Ｇ_PO3）→リアクトル３３とに分流
した後再び合流し、リアクトル３１→ＧＴＯ（Ｇ_PO1）
→ダイオードＤ_CP1→電圧源１の中点０に至る経路で流
れ、Ｉ_AC2とＩ_AC3とを増加させる一方、Ｉ_AC1を減少さ
せるように作用する。

【００４８】Ｉ_AC1≒Ｉ_AC2≒Ｉ_AC3となる時刻ｔ₃にてゲ
ートパルス信号Ｓ_P1を１にして、ＧＴＯ（Ｇ_P1）をオン
することにより電流平衡化が完了する。時刻ｔ₃におけ
る循環電流値△Ｉ_AC"（ｔ₃）は２Ｅ（Ｔｄ_1P−Ｔｄ_2P）
／（３Ｌ）で与えられ、時刻ｔ₃における各交流出力電
流値Ｉ_AC1（ｔ₃）〜Ｉ_AC3（ｔ₃）は前掲式３と同様であ
り、またＴｄ_1Pの値も式５と同様に与えられる。

【００４９】オフ時間信号発生回路４０の具体的実施例
を図１１に示す。２レベルインバータの場合と同様に電
流不平衡量が０になる時点でオフ時間Ｔｄを解除する方
法と、下限値Ｔｄ_MIN期間中にオフ時間Ｔｄを予測する
方法とが適用できるが、ここでは前者の方法を適用した
場合について、図１１を参照して説明する。交流出力電
流Ｉ_AC1〜Ｉ_AC3の検出信号Ｓ_AC1〜Ｓ_AC3の絶対値信号と
それらの最少値選択信号との差分△ＡＣ１'〜ＡＣ３'を
検出する手段までは２レベルインバータの場合（図４）
と同様である。この電流不平衡量に相当する交流出力電
流の差分検出信号△ＡＣ１'〜△ＡＣ３'を共通に入力し
て、正側転流アーム素子群用のオフ時間信号発生回路４
０_Pと負側転流アーム素子群用のオフ時間信号発生回路
４Ｏ_Nとが構成される。

【００５０】このオフ時間信号発生回路４０_P，４０_Nの
構成は図４に示す２レベルインバータのものと同様であ
り、Ｔｄの下限値および上限値信号ＳＴｄ_MINP，ＳＴｄ
_MINNおよびＳＴｄ_MAXP，ＳＴｄ_MAXNが個別に入力され
て、正側および負側転流アーム素子群のオフ時間信号Ｓ
Ｔｄ_1P〜ＳＴｄ_3PおよびＳＴｄ_1N〜ＳＴｄ_3Nを出力す
る。このオフ時間信号ＳＴｄ_1P〜ＳＴｄ_3PおよびＳＴｄ
_1N〜ＳＴｄ_3Nはそれぞれゲートパルス信号発生回路５１
_P〜５３_Pおよび５１_N〜５３_Nに与えられ、各アーム素子
のオフ時間Ｔｄを設定する。

【００５１】このゲートパルス信号発生回路５１_P〜５
３_P，５１_N〜５３_Nは図６に示す２レベルインバータの
ものと同様の構成であり、例えば正側転流アーム素子群
Ｇ_P1，Ｇ_NO1のゲートパルス信号発生回路５１_Pでは、正
側ＰＷＭ制御信号Ｓ_PWMPに対して相補的にゲートパルス
信号Ｓ_P1とＳ_NO1とを発生するとともに共通のオフ時間
信号ＳＴｄ_1Pが与えられ、Ｔｄ_1Pの期間はＳ_P1とＳ_NO1
とが同時にオフ状態を発生するように動作する。

【００５２】実施例４．なお、上記各実施例では、アー
ム素子としてＧＴＯを適用した場合のものについて説明
したが、その他の自己消弧形半導体素子であってもよ
く、また単位インバータの数として３台の場合について
説明したが、３台以外の複数台のものについても同様に
適用することができ同等の効果を奏する。また、上記実
施例ではオフ時間信号発生回路の構成を、理解が容易な
ようにＨ／Ｗ構成で説明したが、コンピュータでＳ／Ｗ
処理したものであっても同様の効果を奏する。

【００５３】

【発明の効果】この発明は以上のように、２レベルまた
は３レベルインバータ装置において、並列接続した単位
インバータの各交流出力電流の瞬時不平衡量に応じて各
単位インバータのオフ時間を制御して電流平衡を図るよ
うにしたので、電流平衡化の応答および精度が向上し、
また直流短絡も確実に防止でき高い信頼性が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例１によるインバータ装置を示
す回路図である。

【図２】図１のインバータ装置の動作を説明する図であ
る。

【図３】図１のインバータ装置の動作を説明する図であ
る。

【図４】図１のオフ時間信号発生回路４の内部構成を示
す回路図である。

【図５】図４のオフ時間信号発生回路４の動作を説明す
る図である。

【図６】図１のゲートパルス信号発生回路５１の内部構
成を示す回路図である。

【図７】この発明の実施例２によるオフ時間信号発生回
路４の内部構成を示す回路図である。

【図８】図７のオフ時間信号発生回路４の動作を説明す
る図である。

【図９】この発明の実施例３によるインバータ装置を示
す回路図である。

【図１０】図９のインバータ装置の動作を説明する図で
ある。

【図１１】図９のオフ時間信号発生回路４０の内部構成
を示す回路図である。

【図１２】従来のインバータ装置を示す回路図である。

【図１３】従来のインバータ装置を示す回路図である。

【符号の説明】

１ 電圧源 ２，２０ ＰＷＭ信号発生回路 ３ オフ時間限度値発生回路 ４，４０ オフ時間信号発生回路 １１，１１０等 単位インバータ ２１等 出力電流検出器 ３１等 リアクトル ５１等 ゲートパルス信号発生回路 ４０１等 絶対値回路 ４１０ 最小値選択回路 ４１１等 減算器 ４２１等 サンプリング回路 ４３０ レベル基準信号発生器 ４３１等 比較器 ４４１等 ＡＮＤ回路 ４５１等 ＯＲ回路 ４６１等 サンプルホールド回路 ４７０ 傾斜基準信号発生器 Ｇ_P1等 正側アーム素子 Ｇ_N1等 負側アーム素子

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 正側アーム素子と負側アーム素子とから
   なる２レベル単位インバータを複数台、電圧源に並列に
   接続し、上記各単位インバータの出力側を上記各単位イ
   ンバータ毎に設けられたリアクトルを介して並列に接続
   してなるインバータ装置の上記各単位インバータ間の電
   流バランスを制御する方法において、 上記各単位インバータの出力電流瞬時値を検出して各出
   力電流の絶対値の大小を判別するとともに、上記正負両
   極アーム素子の転流時点で両極アーム素子を同時にオフ
   させるオフ時間に関し、上記絶対値が最小である単位イ
   ンバータのオフ時間はその許容下限値に設定し、他の単
   位インバータのオフ時間は当該単位インバータの出力電
   流絶対値と上記絶対値最小の単位インバータの出力電流
   絶対値とが等しくなった時点で終了するようにしたこと
   を特徴とする並列接続インバータにおける電流バランス
   制御方法。
2. 【請求項２】 正側アーム素子と負側アーム素子とから
   なる２レベル単位インバータを複数台、電圧源に並列に
   接続し、上記各単位インバータの出力側を上記各単位イ
   ンバータ毎に設けられたリアクトルを介して並列に接続
   してなるインバータ装置において、 上記各単位インバータの出力電流瞬時値を検出する出力
   電流検出器、上記各単位インバータに共通のＰＷＭ制御
   信号を発生するＰＷＭ信号発生回路、上記両極アーム素
   子の転流時点で両極アーム素子を同時にオフさせるオフ
   時間の下限値と上限値との信号を上記ＰＷＭ制御信号の
   レベル変化時に発生するオフ時間限度値発生回路、上記
   各単位インバータの内その出力電流瞬時値の絶対値が最
   小となるもののオフ時間は上記下限値とし、他の単位イ
   ンバータのオフ時間は上記上限値の範囲内において当該
   単位インバータの出力電流絶対値と上記絶対値最小単位
   インバータの出力電流絶対値とが等しくなった時点で終
   了するよう各単位インバータのオフ時間信号を発生する
   オフ時間信号発生回路、および上記ＰＷＭ制御信号と上
   記オフ時間信号とから各単位インバータ各アーム素子へ
   のゲートパルス信号を発生するゲートパルス信号発生回
   路を備えたことを特徴とするインバータ装置。
3. 【請求項３】 オフ時間信号発生回路は、出力電流検出
   器の出力信号を絶対値信号に変換する絶対値回路、これ
   ら各絶対値回路の出力信号の中から最小値を選択する最
   小値選択回路、この最小値選択回路の出力信号と上記各
   絶対値回路の出力信号との偏差を演算する減算器、これ
   ら各減算器の出力信号をオフ時間上限値信号の期間サン
   プリングするサンプリング回路、一定の大きさのレベル
   基準信号を発生するレベル基準信号発生器、上記各サン
   プリング回路の出力信号と上記レベル基準信号とを比較
   する比較器、これら各比較器の出力信号と上記オフ時間
   上限値信号との論理積を演算するＡＮＤ回路、およびこ
   れら各ＡＮＤ回路の出力信号とオフ時間下限値信号との
   論理和を演算するＯＲ回路を備えたことを特徴とする請
   求項２記載のインバータ装置。
4. 【請求項４】 オフ時間信号発生回路は、出力電流検出
   器の出力信号を絶対値信号に変換する絶対値回路、これ
   ら各絶対値回路の出力信号の中から最小値を選択する最
   小値選択回路、この最小値選択回路の出力信号と上記各
   絶対値回路の出力信号との偏差を演算する減算器、これ
   ら各減算器の出力信号をオフ時間上限値信号の期間サン
   プリングホールドするサンプルホールド回路、オフ時間
   下限値信号終了時点からＥ／Ｌ（Ｅは電圧源の電圧、Ｌ
   はリアクトルのインダクタンス）に比例した時間変化率
   で直線的に増大する傾斜基準信号を発生する傾斜基準信
   号発生器、上記各サンプルホールド回路の出力信号と上
   記傾斜基準信号とを比較する比較器、これら各比較器の
   出力信号と上記オフ時間上限値信号との論理積を演算す
   るＡＮＤ回路、およびこれら各ＡＮＤ回路の出力信号と
   オフ時間下限値信号との論理和を演算するＯＲ回路を備
   えたことを特徴とする請求項２記載のインバータ装置。
5. 【請求項５】 正側電圧源と負側電圧源とが直列に接続
   されてなる電圧源の正側直流端と負側直流端との間に、
   正側アーム素子群（上記正側直流端側の第１の正側アー
   ム素子と第２の正側アーム素子との直列体）と負側アー
   ム素子群（上記負側直流端側の第１の負側アーム素子と
   第２の負側アーム素子との直列体）とが直列に接続さ
   れ、上記電圧源の中間接続点と上記正側アーム素子群の
   中間接続点および負側アーム素子群の中間接続点との間
   にそれぞれ正側ダイオードおよび負側ダイオードが接続
   される３レベル単位インバータを複数台、上記電圧源に
   並列に接続し、上記各単位インバータの出力側を上記各
   単位インバータ毎に設けられたリアクトルを介して並列
   に接続してなるインバータ装置の上記各単位インバータ
   間の電流バランスを制御する方法において、 上記各単位インバータの出力電流瞬時値を検出して各出
   力電流の絶対値の大小を判別するとともに、正側転流ア
   ーム素子群（上記第１の正側アーム素子と第２の負側ア
   ーム素子）と負側転流アーム素子群（上記第１の負側ア
   ーム素子と第２の正側アーム素子）との転流時点で両ア
   ーム素子群を同時にオフさせるオフ時間に関し、上記絶
   対値が最小である単位インバータのオフ時間はその許容
   下限値に設定し、他の単位インバータのオフ時間は当該
   単位インバータの出力電流絶対値と上記絶対値最小の単
   位インバータの出力電流絶対値とが等しくなった時点で
   終了するようにしたことを特徴とする並列接続インバー
   タにおける電流バランス制御方法。
6. 【請求項６】 正側電圧源と負側電圧源とが直列に接続
   されてなる電圧源の正側直流端と負側直流端との間に、
   正側アーム素子群（上記正側直流端側の第１の正側アー
   ム素子と第２の正側アーム素子との直列体）と負側アー
   ム素子群（上記負側直流端側の第１の負側アーム素子と
   第２の負側アーム素子との直列体）とが直列に接続さ
   れ、上記電圧源の中間接続点と上記正側アーム素子群の
   中間接続点および負側アーム素子群の中間接続点との間
   にそれぞれ正側ダイオードおよび負側ダイオードが接続
   される３レベル単位インバータを複数台、上記電圧源に
   並列に接続し、上記各単位インバータの出力側を上記各
   単位インバータ毎に設けられたリアクトルを介して並列
   に接続してなるインバータ装置において、 上記各単位インバータの出力電流瞬時値を検出する出力
   電流検出器、上記各単位インバータに共通に正側転流ア
   ーム素子群（上記第１の正側アーム素子と第２の負側ア
   ーム素子）の正側ＰＷＭ制御信号と負側転流アーム素子
   群（上記第１の負側アーム素子と第２の正側アーム素
   子）の負側ＰＷＭ制御信号とを発生するＰＷＭ信号発生
   回路、上記正側および負側転流アーム素子群の転流時点
   で両アーム素子群を同時にオフさせるオフ時間の下限値
   と上限値との信号を上記ＰＷＭ制御信号のレベル変化時
   に発生するオフ時間限度値発生回路、上記各単位インバ
   ータの内その出力電流瞬時値の絶対値が最小となるもの
   のオフ時間は上記下限値とし、他の単位インバータのオ
   フ時間は上記上限値の範囲内において当該単位インバー
   タの出力電流絶対値と上記絶対値最小単位インバータの
   出力電流絶対値とが等しくなった時点で終了するよう各
   単位インバータのオフ時間信号を発生するオフ時間信号
   発生回路、および上記ＰＷＭ制御信号と上記オフ時間信
   号とから各単位インバータ各アーム素子へのゲートパル
   ス信号を発生するゲートパルス信号発生回路を備えたこ
   とを特徴とするインバータ装置。
7. 【請求項７】 オフ時間信号発生回路は、出力電流検出
   器の出力信号を絶対値信号に変換する絶対値回路、これ
   ら各絶対値回路の出力信号の中から最小値を選択する最
   小値選択回路、この最小値選択回路の出力信号と上記各
   絶対値回路の出力信号との偏差を演算する減算器、これ
   ら各減算器の出力信号をオフ時間上限値信号の期間サン
   プリングするサンプリング回路、一定の大きさのレベル
   基準信号を発生するレベル基準信号発生器、上記各サン
   プリング回路の出力信号と上記レベル基準信号とを比較
   する比較器、これら各比較器の出力信号と上記オフ時間
   上限値信号との論理積を演算するＡＮＤ回路、およびこ
   れら各ＡＮＤ回路の出力信号とオフ時間下限値信号との
   論理和を演算するＯＲ回路を備えたことを特徴とする請
   求項６記載のインバータ装置。
8. 【請求項８】 オフ時間信号発生回路は、出力電流検出
   器の出力信号を絶対値信号に変換する絶対値回路、これ
   ら各絶対値回路の出力信号の中から最小値を選択する最
   小値選択回路、この最小値選択回路の出力信号と上記各
   絶対値回路の出力信号との偏差を演算する減算器、これ
   ら各減算器の出力信号をオフ時間上限値信号の期間サン
   プリングホールドするサンプルホールド回路、オフ時間
   下限値信号終了時点からＥ／Ｌ（Ｅは電圧源の電圧、Ｌ
   はリアクトルのインダクタンス）に比例した時間変化率
   で直線的に増大する傾斜基準信号を発生する傾斜基準信
   号発生器、上記各サンプルホールド回路の出力信号と上
   記傾斜基準信号とを比較する比較器、これら各比較器の
   出力信号と上記オフ時間上限値信号との論理積を演算す
   るＡＮＤ回路、およびこれら各ＡＮＤ回路の出力信号と
   オフ時間下限値信号との論理和を演算するＯＲ回路を備
   えたことを特徴とする請求項６記載のインバータ装置。