JPH0613813A - フェーズド・アレー・アンテナ校正方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】 フェーズド・アレーの一般化モデルに基づ
き、かつアレーがオン・ラインである間に校正係数を動
的に更新する。 【構成】 校正係数を算出する自動信号処理技法を用
い、アレーが位相状態制御関数によって特徴づけられる
一般化モデルに基づく。移相素子の校正係数は、他の素
子に帰し得る残留アパーチャ・レスポンスの見積りから
導かれる位相レスポンス測定を用いて算出する。アレー
５０の各素子Φにつき、同位相Ｉおよび直角位相Ｑのア
バーチャ・レスポンス測定値の第１組は、他の素子に帰
し得る全ＩＱアパーチャ・レスポンスのＲ_ＩおよびＲ_Ｑ
残留成分を見積るのに用いられる。これらの残留成分を
用いて、ＩＱアパーチャ・レスポンス測定値の第２の組
Ｙは、選択された素子に帰し得る位相レスポンスの測定
値に変換する。これらの位相レスポンス測定値から、信
号処理装置５４で校正係数φ_ｉを位相状態制御関数を用
いて算出する。

Description

【発明の詳細な説明】

〔０００１〕

〔０００２〕

【従来の技術】位相修正式アレーには多数の移相素子が
含まれている。各素子の位相および振幅は、特定方向に
特定形状を有するビームを発生するように制御すること
ができる。普通、各素子の相対振幅が固定される一方、
移相セッティングはビームを成形しかつ操作（または指
示）するように調節される。 〔０００３〕１つの共通なフェーズド・アレーの実施例
は、増分移相を与える選択された数の縦続２進移相成分
から構成される移相素子を使用する。各移相素子は、素
子の位相レスポンスが選択された位相増分の和となるよ
うに、各ビットが対応する２進移相成分を制御する２進
制御語によって選択された位相状態にセットされる。 〔０００４〕ビームを正確に制御するには、各素子の実
際の位相レスポンスを正確に知る必要がある。しかし、
位相レスポンスは製造上の不一致により、かつ温度の関
数としての材料の非直線特性により、不可避の誤差を受
ける。こうして、校正は一般に、位相レスポンス誤差を
修正する位相修正操作の間に記憶されかつ使用される各
移相素子の校正係数を与えることを要求される。あるフ
ェーズド・アレー・システムでは、校正問題が比較的簡
単であるのは、各移相素子の入力が別個に制御され、そ
の出力が別々に測定されるからである。しかし、多くの
システムでは、スペース、コストおよび／または複雑性
といった制限が各素子への接近を許さず、むしろアンテ
ナ・アパーチャにあるすべての素子の総アパーチャ・レ
スポンス（同位相Ｉおよび直角位相Ｑ）のみが得られ
る。これらのシステムでは、フェーズド・アレーは特に
規則正しい再校正が要求される場合に、比較的複雑な工
程となることがある。ある形の移相素子は時間にわたり
または温度（その他の環境要素）の変化の結果として著
しく変化しない。しかし、別々なこれらの素子の性能
は、それらがアレーに含まれて、組立式アレーとして作
動することを要求する場合（好都合ではない）に異なる
ことがある。 〔０００５〕他の形の移相素子は時間および温度または
その一方にわたり比較的予想できないように変化する。
この形のフェーズド・アレーでは、校正測定を行う必要
があり、また校正係数が著しく変化する間隔よりも短い
間隔で合成校正係数を見積る必要がある。 〔０００６〕いずれの場合にも、現行の校正方法は校正
係数を体験的に見積るやり方である。この方法は、校正
測定が特殊試験器材を必要とする一方、アレーがオフ・
ラインであるという点で不利である。この体験法のもう
１つの重大な不利は、それが自動信号処理法を使用しな
い点である。 〔０００７〕これらの不利は特に、移相器の性能が温度
と共に変化するアレーにとって問題となる。そのような
システムでは、再校正の間隔を延ばす努力の中で、（例
えば冷却を用いて）操作温度の変化を少なくとも若干受
け難くするように重大な設計努力がしばしば行われる。 〔０００８〕したがって、フェーズド・アレーの一般化
モデルに基づき、かつアレーがオン・ラインである間に
校正係数を動的に更新し得る、位相修正式アレーを校正
する改良された方法が必要とされている。なるべく、方
法は、アレーを１つの構成要素とするシステム内で一般
に利用できる装置で実現し得る自動信号処理法を使用す
ることが望ましい。

〔０００９〕

【発明が解決しようとする課題】本発明は、アレーの一
般化モデルに基づき校正係数を算出する自動信号処理法
を用いる、フェーズド・アレー・アンテナ・システムの
校正方法である。移相素子の校正係数は他の素子に帰し
得る残留アパーチャ・レスポンスの見積りから得られる
位相レスポンス測定値を用いて算出される。 〔００１０〕本発明の１つの面において、フェーズド・
アレーを校正する方法は、各素子が所定数の校正係数に
よって特徴づけられかつ位相状態制御関数 Φ_Ｊ＝ｆ
（φ_{ｉ＝１Ｍ’}Ｃ） によって特徴づけられるＮ個の移
相素子のアレーの一般化モデルを使用するが、ただし上
記の式は校正係数 φ_ｉ＝１Ｍおよびアパーチャ・レス
ポンスの特定位相状態を選択する制御語Ｃの両方の関数
としての素子の位相レスポンスΦ_Ｊを表わす。 〔００１１〕各素子について、校正係数は（ａ）他の素
子に帰し得るアパーチャ・レスポンスの残留成分を見積
ることにより、（ｂ）残留成分を用いて選択された素子
の位相レスポンスを測定すること、および（ｃ）位相状
態制御関数を用いて位相レスポンス測定から選択された
素子の校正係数を算出することによって決定される。 〔００１２〕校正方法は、同位相Ｉおよび直角位相Ｑの
アパーチャ・レスポンスを発生させるアレーの校正信号
入力を使用する。与えられた移相素子Ｊでは、測定され
たＩＱレスポンスは下記の式によって表わすことができ
る。

【数１】 ただしＳはその素子の出力信号の振幅であり、Φは（校
正係数 φ_ｉ＝１Ｍ および制御語Ｃの関数である）そ
の素子に帰し得る位相レスポンスであり、またＲ_Ｉおよ
びＲ_Ｑは他の素子に帰し得る総アパーチャ・レスポンス
の残留成分である。 〔００１３〕第１組のＩＱアパーチャ・レスポンスの測
定値は、アパーチャ・レスポンスのＲ_ＩおよびＲ_Ｑ残留
成分を見積るのに用いられる。これらの残留成分を用い
て、第２組のＩＱアパーチャ・レスポンス測定値は選択
された素子に帰し得る位相レスポンス測定値Φ_Ｊに変換
される。これらの位相レスポンス測定値から、校正係数
φ_ｉは位相状態制御関数を用いて算出することができ
る。 〔００１４〕選択された素子の位相状態制御関数 ｆ
（φ_{ｉ＝１Ｍ’}Ｃ） が変化されるにつれて変化しない
Ｒ_ＩＲ_Ｑ残留成分を見積る手順は、（ａ）選択された素
子の制御語の組Ｘを選択すること、（ｂ）合成Ｉ_ｘおよ
びＱ_ｘアパーチャ・レスポンスを測定すること、および
（ｃ）残留レスポンス成分を、下記の式によって信号出
力振幅Ｓと共に見積ることを含む。

【数２】 ただしこの式は測定されたＩ_ｘＱ_ｘアパーチャ・レスポ
ンスによって Ｒ_Ｉ／Ｒ_ＱおよびＳについて解くことが
望ましい。 〔００１５〕素子Ｊの位相レスポンスΦ_Ｊを測定する手
順は、（ａ）その素子の制御語の組Ｙを選択すること、
（ｂ）合成Ｉ_ｙおよびＱ_ｙアパーチャ・レスポンスを測
定すること、および（ｃ）これらの測定値を下記の式に
より選択された素子に帰し得る位相レスポンスに変換す
ることを含む。

【数３】 これらの逆関数のいずれでも使用することができるが、
その選択はチャネルＩまたはＱのどちらがより正確な見
積りを与えるかによる。 〔００１６〕いったん、選択された素子の位相レスポン
スが見積りされると、組み合わされた校正係数は位相状
態制御関数を用いて算出することができる。校正係数は
位相基準に関して算出され、基準増分移相と組み合わさ
れる基準校正係数は φ_ｏ＝Ｍ_ｏ−θ_ｓ−θ′Ｊ によ
って与えられるが、ただしＭ_ｏは逆関数を用いて基準制
御語から得られる位相レスポンス測定値であり、θ_ｓは
駆動信号の未知位相であり、θ′_Ｊは基準に関する素子
Ｊの位相偏差である。 〔００１７〕本発明のより特定な面において、フェーズ
ド・アレー校正方法がＮ個のＭビット移相素子の模範ア
レーの校正に関して説明されるが、各素子は２^Ｍ通りの
位相状態を与えるＭ個の２進移相成分（位相ビット）か
ら成っている。この模範アレーでは、位相状態制御関数
の制御語は各位相ビットの制御ビットを含むので、制御
語は選択された位相状態を共に決定する不連続な位相増
分を指定する。 〔００１８〕この模範のＮ素子Ｍビット・フェーズド・
アレーは下記の位相状態制御関数によって特徴づけられ
る。

【数４】 ただしδ_Ｕは制御語の２進制御ビットであり、φ_Ｕは各
移相素子（各位相ビットごとに１個）と組み合わされる
校正係数であり、θ_Ｊは素子Ｊで注入される信号の位相
である。 〔００１９〕素子Ｊの３つの異なる制御語（すなわち３
つの異なる位相状態セッティング）を選択することによ
り、次に下記の式を用いてＲ_ＩおよびＲ_Ｑを見積ること
によって残留成分Ｒ_ＩおよびＲ_Ｑが見積りされる。

【数５】 位相状態セッティングについて唯一の要求は、上記の式
の分母がゼロに近くないことであり、したがって計算は
整然と行われる。 〔００２０〕なるべく、ＩおよびＱアパーチャ・レスポ
ンスを発生させるのに用いられる校正信号入力が注入さ
れて、フェーズド・アレーがオン・ラインである間（校
正方法は放射された入力信号と共に使用するようにされ
ているが）、校正を動的に達成させることが望ましい。
校正信号を注入するように、各移相素子の信号注入構造
物は、フェーズド・アレー構造物に合体される。 〔００２１〕本発明の技術的利点には下記が含まれる。
本発明のフェーズド・アレー校正方法は、アレーの各移
相素子に関する移相誤差を修正する校正係数の動的更新
に用いることができる。校正方法はフェーズド・アレー
の一般化モデルに基づいて、校正手順をモデルによって
定めさせかつ従来の自動信号処理法を用いて実現させ
る。リアルタイム処理は主として、フェーズド・アレー
・システムにより普通使用されるようなベクトル式信号
処理装置における実行に適したベクトル演算を使用す
る。校正方法は、入力校正信号の位相や振幅の正確な制
御を必要とせず、また１組の予想誤差および利用可能な
計算資源にとって最適であると思われる。注入校正信号
を用いると、アンテナ・アレーがオン・ラインである間
校正方法を実行することが可能である。校正係数を動的
に更新する自動手順を提供することによって、本校正方
法は温度制御を必要としなくなるが、他の方法では再校
正手順間の間隔を増す。 〔００２２〕本発明および追加の特徴ならびに利点をさ
らによく理解するように、付図に関する下記の詳細な説
明についてこれから述べる。 〔００２３〕〔実施例〕本発明のフェーズド・アレー校
正方法の模範的実施例の詳細な説明は下記の通り組織化
される。 〔００２４〕 １．一般校正方法 ２．模範のＮ素子Ｍビット・アレー ３．残留値Ｒ_ＩおよびＲ_Ｑ見積り ３．１ 残留見積り ３．２ 残留最小化 ４．位相レスポンス測定 ４．１ 直交化および回転 ４．２ 位相レスポンスの測定 ５．校正係数計算 ５．１ 基準位相見積り ５．２ 最小二乗処理 ５．３ アレー振幅測量 ６．放射信号入力 ７．結論 〔００２５〕校正方法は、Ｍビット移相器のＮ素子アレ
ーについての校正係数を算出する模範例に関して説明さ
れる。各移相素子はＭ個の移相成分（位相ビット）を有
する。１つの校正係数は各Ｍ移相成分と組み合わされ
る。 〔００２６〕詳細な説明は模範例に関するものである
が、本発明は、アレーの各位相素子がＭ個の校正係数に
よって特徴づけられ、かつその素子の位相レスポンスが
位相状態制御関数 ｆ（φ_{ｉ＝１，Ｍ，}Ｃ） を用いる
これらの校正係数によって特徴づけられるモデルによっ
て説明されるフェーズド・アレーの校正係数を算出する
一般的な応用能力を備えている。 〔００２７〕１．一般校正方法。本発明の校正方法はオ
ン・ラインであるフェーズド・アレー・アンテナ・シス
テムの校正係数を動計算するのに用いることができる。 〔００２８〕移相素子の校正係数は、他の素子に帰し得
る残留アパーチャ・レスポンスの見積りから得られる位
相レスポンス測定値を用いて算出することができる。次
に、これらの校正係数は、正常な位相修正操作の間に位
相レスポンス誤差を修正するのに用いることができる。
フェーズド・アレーを校正する方法は、選択された素子
Ｊが所定数の校正係数Ｍによって特徴づけられ、かつそ
の素子の位相レスポンスΦ_Ｊがこれらの校正係数（なら
びにそれらの表わす位相増分）によって、下記の位相状
態制御関数を用いて特徴づけられるＮ個の移相素子のア
レーの一般化モデルに基づく。

【数６】 位相状態制御関数 ｆ（φ_{ｉ＝１Ｍ’}Ｃ）は、校正係数
φ_ｉと、特定の位相状態を選択する制御語Ｃとの両方の
関数として移相素子Ｊの位相状態を表わす。 〔００２９〕校正方法は、校正係数を算出するために測
定されかつ使用される同位相Ｉおよび直角位相Ｑのアパ
ーチャ・レスポンスを発生させるアレイの校正信号入力
を使用する。与えられた移相素子Ｊでは、測定されたＩ
Ｑアパーチャ・レスポンスは下記の定義式によって表わ
される。

【数７】 ただしＳはその素子の出力信号振幅であり、Φはその素
子に帰し得る移相レスポンス（校正係数φ_{ｉ＝１，Ｍ}お
よび制御語Ｃの関数）であり、Ｒ_ＩおよびＲ_Ｑは他の素
子に帰し得るアパーチャ・レスポンスの残留成分であ
る。 〔００３０〕第１ａ図、第１ｂ図および第１ｃ図は本発
明の一般校正方法を示す。ＩＱアパーチャ・レスポンス
測定値の第１組Ｘは、全ＩＱアパーチャ・レスポンスの
Ｒ_ＩおよびＲ_Ｑ残留成分を見積るのに用いられる（第１
ａ図，１０）。これらの残留成分を用いて、ＩＱアパー
チャ・レスポンス測定値の第２組Ｙは、選択された素子
に帰し得る位相レスポンスΦ_Ｊの対応する測定値に変換
される（第１ｂ図，２０）。これらのレスポンス測定値
から、校正係数φ_ｉは位相状態制御関数を用いて算出す
ることができる（第１ｃ図，３０）。 〔００３１〕素子Ｊの位相状態制御関数ｆ（φ
_{ｉ＝１，Ｍ，}Ｃ）が変化されるにつれて変化しないＲ_Ｉ
Ｒ_Ｑ残留成分を見積る手順（第１ａ図の１０）は、
（ａ）その素子の制御語の組Ｘを選択すること（１２）
と、（ｂ）合成Ｉ_ｘおよびＱ_ｘアパーチャ・レスポンス
を測定すること（１４）と、（ｃ）下記の式により出力
信号振幅Ｓと共に、残留レスポンス成分を見積ること
（１６）を含む。

【数８】 ただし、この式は測定されたＩ_ｘおよびＱ_ｘアパーチャ
・レスポンスによりＲ_ＩＲ_ＱおよびＳについて解くこと
が望ましい。 〔００３２〕選択された素子の位相レスポンスΦ_Ｊを測
定する手順（第１ｂ図，２０）は、まず（ａ）その素子
の制御語の組Ｙを選択すること（２２）と、（ｂ）Ｉ_ｙ
およびＱ_ｙアパーチャ・レスポンスを測定すること（２
４）と、（ｃ）これらの測定値を下記の逆関数により選
択された素子に帰し得る対応する位相レスポンスに変換
すること（２６）を含む。

【数９】 これらの逆関数はどちらでも使用することができるが、
その選択はＩまたはＱのどちらのチャネルがより正確な
見積りを与えるかによる。 〔００３３〕いったん位相レスポンス測定値が見積りさ
れると、校正係数は位相状態制御関数 Φ_Ｊ＝ｆ（φ
_ｉ＝１Ｍ，Ｃ）から算出することができる（３０）。校
正係数は位相基準に関して算出されるが、基準増分移相
と組み合わされる基準校正係数は下記の式によって与え
られる。

【数１０】 ただしＭ_ｏは逆関数を用いて基準制御語から得られる位
相レスポンス値であり、θ_ｓは駆動信号の未知位相であ
り、θ_Ｊ′は基準に関する素子Ｊの位相偏差である。 〔００３４〕こうして、基準校正係数φ_ｏは、位相修正
が素子の相対位相に左右されるので、重大ではない一定
のバイアスθ_ｓの範囲内で見積ることができる（３２）
（第５、１節参照）。アレーの各移相素子の基準校正係
数φ_ｏが既知であるので、他の校正係数φ_ｉは位相状態
制御関数を用いて制御語セッティングＹおよび合成位相
レスポンス測定値から算出することができる（３４）。 〔００３５〕既知の校正信号を入力する好適な方法は、
フェーズド・アレー構造物の一部として（各移相素子の
方向性結合器を持つ適当なＲＦ導波管のような）校正信
号注入構造物を供給することである。アンテナ・アパー
チャにより検出された放射信号ではなく注入信号を用い
ると、アレイがオン・ラインである間、本発明の方法を
リアル・タイムで実行することができ、移相校正係数は
動的に更新することができる。この動的な更新操作の周
波数に関する主な制限は、アレーを一部とするアンテナ
・システムに利用できる信号処理電力である。 〔００３６〕別の校正信号注入構造物合体、および移相
校正係数のリアル・タイム更新、またはその一方に対す
る１つの別法は、アンテナ・アパーチャにより検出され
る放射校正信号を使用することである。このオフ・ライ
ン別法は第６項に説明される。 〔００３７〕本発明の移相係数校正方法は、従来の信号
処理法を用いる自動実施に適応することができる。注入
校正信号を用いる実施の場合は、移校正係数はリアル・
タイムで算出することができる。リアル・タイム処理は
主として、フェーズド・アレー・アンテナ・システムに
より普通使用されるようなベクトル向き信号処理装置で
の実行に適したベクトル演算を包含する。 〔００３８〕アンテナ・システムで利用し得る処理電力
次第で、校正手順は任意の与えられた校正サイクルの間
に移相素子の若干または全部を完了することができる。
更新期間が選択されると必ず、本発明の校正方法は、シ
ステムがオン・ラインである間フェーズド・アレー・ア
ンテナ・システムの校正係数を動的に更新するのに用い
ることができ、それによって温度変化に起因するような
移相器の動作の偏差にかかわらず精度が維持される。 〔００３９〕２．模範的なＮ素子Ｍビット・アレー。
本発明の校正方法の詳細な説明は、模範的なＮ素子Ｍビ
ット・フェーズド・アンテナ・アレーの校正係数を動的
に算出することに関している。 〔００４０〕アレーの各移相素子は、全部で２^Ｍ通りの
位相状態（移動増分）を与えるＭビット２進移相成分
（位相ビット）を含む。この模範の校正応用では、位相
状態制御関数 ｆ（φ_ｉ，Ｃ）の制御語Ｃは各Ｍ位相ビ
ットにつき１個の制御ビットδ_ｉを含む。移相素子用の
特定の位相状態セッティングは、位相状態を決定する特
定の移相増分を得るように素子の位相ビットを対応して
セットする制御語を選択することによって得られる。 〔００４１〕第２ａ図および第２ｂ図は、２進移相器を
用いる模範的なフェーズド・アレー構造を示す。Ｎ個の
移相素子のアレー５０は素子Ｊを含む。アパーチャに入
力する校正信号Ｓ′に応じて、各移相素子Ｊは当該素子
の制御語セッティングに左右される位相レスポンスΦ_１
を出力する。位相レスポンスは合計されて、対応する同
位相Ｉおよび直角位相Ｑのアパーチャ・レスポンスを発
生させるＩ／Ｑ回路網５２の入力となる。ＩおよびＱア
パーチャ・レスポンスは、本発明の校正方法により処理
する信号処理装置５４（アンテナ・システム用の信号処
理装置であってもよい）の入力である。 〔００４２〕第２ｂ図から、模範的な４ビット移相素子
５５は４個の２進移相成分５６を含む。各２進移相成分
（位相ビット）は、校正係数 φ_ｉと組み合わされる特
徴を持っている。各移相ビットは、組み合わされた増分
移相が導かれるかどうかを決定する制御語のそれぞれの
制御ビットδ_ｉによって制御される。移相素子５５の合
成位相レスポンスΦ_Ｊは選択された位相増分の和であ
る。 〔００４３〕移相素子Ｎの数、および各素子の位相状態
の数（移相ビット当たり２つの位相状態）を選択するこ
とは、包括的なアンテナ性能仕様書によって決定され
る。例えば、従来のフェーズド・アレー・アンテナ・シ
ステムは１００個の素子を使用することができるが、各
素子には２２．５゜、４５゜、９０゜および１８０゜の
移相増分を持つ２進移相成分を用いて実現された、２
２．５゜の位相増分において１６通りの位相状態（すな
わち０゜、２２．５゜、４５゜、６７．５゜、９０゜、
など）を有する４ビット移相器を含む。 〔００４４〕本発明のフェーズド・アレー・モデルによ
り、模範的なＮ素子Ｍビット・フェーズド・アレーの位
相レスポンスは下記の位相状態制御関数によって特徴づ
けることができる。

【数１１】 ただし各移相素子Ｊについて、δ_ｉＪはそれぞれの位相
ビットと組み合わされたＭ個の制御ビットであり、φ
_ｉＪはこれらの２進移相成分の対応するＭ個の校正係数
であり、θ_ｊは注入信号の位相である。どのような素子
Ｊでも、注入信号Ｓ_Ｊ′（位相基準に関する）に対する
同位相Ｉおよび直角位相Ｑのレスポンスは下記の通りで
ある。

【数１２】 ただし Ｓ_Ｊ＝アレーにおいて素子および振幅の先細による損失
のない、Ｓ_Ｊ′に対応する移相素子の信号出力振幅、δ
_ｉＪ＝制御語（δ_１，δ_２，δ_３…δ_Ｍ）がＪ素子の特
有な位相状態を指定するように、位相ビットを制御する
Ｍ制御ビット、φ_ｉＪ＝組み合わされた位相ビットが制
御語に応じて選択されるときに生じる増分移相におのお
のが対応するＭ個の校正係数、θ_Ｊ＝選択された素子Ｊ
における注入信号の位相。こうして、全ＩおよびＱアパ
ーチャ・レスポンス（すなわち並列なＮ個の移相素子）
は下記の式によって与えられる。

【数１３】 校正係数φ_ｉｊの値は温度依存であり、アパーチャが加
熱するにつれて公称値から離れると思われる。 〔００４５〕３．残留値Ｒ_ＩおよびＲ_ｏの見積り どのような素子Ｊでも、入力信号に対する全アパーチャ
・レスポンスは２つの成分、すなわち素子Ｊの位相レス
ポンスに帰し得る成分、およびアパーチャの残りのレス
ポンス（残留アパーチャ・レスポンス）に帰し得る成
分、にベクトル分割することができる。本発明の校正方
法は、選択された素子の位相レスポンスを見積るのに使
用することができる残留アパーチャ・レスポンス成分を
見積るために測定された同位相Ｉおよび直角位相Ｑアパ
ーチャ・レスポンス値を使用する。どのような素子Ｊで
も、全ＩおよびＱアパーチャ・レスポンスは当該素子の
下記ベクトル成分によって書くことができる。

【数１４】 ただし

【数１５】 下記の説明の便宜上、 Ｓ_Ｊ，δ_ｉＪ，Φ_Ｊ，θ_Ｊの添
字Ｊは落される。 〔００４６〕選択された素子の残留成分Ｒ_ＩおよびＲ_Ｑ
は下記の通り指定することができる。

【数１６】 Ｒ_ＩおよびＲ_Ｑに関するこれらの式を用いて、全Ｉおよ
びＱアパーチャ・レスポンスは下記の定義式に簡潔化さ
れるが、

【数１７】 これらはアパーチャ・レスポンスのベクトル成分によっ
て与えられる。 〔００４７〕測定可能なＩおよびＱの値により残留値Ｒ
_ＩおよびＲ_Ｑに関する定義式を解くと、（ａ）正弦およ
び余弦関数の独立変数を変える（すなわち制御ビットδ
_ｉを変える）ことにより、また（ｂ）合成ＩＱアパーチ
ャ・レスポンスを測定することによって、残留値を見積
ることができる。素子Ｊと組み合わされた制御ビットδ
_ｉが変化する（当該素子の位相状態の変化に対応して）
ときにＲ_ＩＲ_Ｑ残留値が変化しないのは、それらが素子
Ｊからの成分を含まないからであることに注目された
い。Σ_{ｉ：１，Ｍ}δ_ｉφ_ｉ の２^Ｍ個の可能な値が利用
できるのは、各制御ビットδ_ｉが２個の可能な値を持つ
からであることにも注目されたい。 〔００４８〕３．１．残留値見積り。 第３図は全アパ
ーチャ・レスポンスの残留成分Ｒ_ＩおよびＲ_Ｑを見積る
望ましい手順を示す。 〔００４９〕第１段階は、残留成分がゼロ近くになるよ
うにアレーを設定することであり、これは選択された素
子Ｊ以外の移相素子の制御語（δ_ｉｊ・ｊ‖_Ｊ） を適
当に選択することによって（１２ａ）行われる（第３．
２項参照）。残留成分がゼロに近いと、ＩＱアパーチャ
・レスポンス測定値の主な貢献者は、校正係数を算出す
るのに用いられる選択された素子Ｊの位相レスポンスと
なる。 〔００５０〕次に、残留成分は、３つの異なる位相状態
に対応する選択された素子Ｊの３つの異なる制御語の組
Ｘを選択することによって（１２ａ）見積ることができ
る。各制御のセッティングについて、校正信号が注入さ
れ（１４ａ）、合成ＩＱアパーチャ・レスポンスが測定
される（１４ｃ）。 〔００５１〕制御語の組Ｘについて、下記の定義式を書
くことができる。

【数１８】 ただしＸは選択された制御語を規定する。素子Ｊの対応
する位相レスポンスΦ_ｘの値が未知であるのは、組み合
わされた校正係数φ_ｋが未知と思われるからであること
に注目されたい。 〔００５２〕残留成分Ｒ_ＩおよびＲ_ＱはＩＱアパーチャ
・レスポンス測定値によってのみ表わすことができる。
下記の定義、すなわち

【数１９】 〔００５３〕こうして、Ｒ_ＩＲ_Ｑ成分は下記の制御語セ
ッティングから生じるＩＱアパーチャ・レスポンス測定
値の３組から、信号振幅Ｓと共に算出することができる
（１６ａ）。

【数２０】 これらの式はＲ_ＩＲ_Ｑ残留成分について解くことがで
き、下記を生じる。

【数２１】 制御語の組Ｘは分母がゼロに近くないように選択され
（１６ｂ）、したがって計算は整然と行われる。 〔００５４〕信号出力Ｓの値は下記の通り、Ｒ_Ｉおよび
Ｒ_Ｑ残留成分が見積られてから、どの式からでも容易に
算出することができる（１６ｃ）。

【数２２】 挿入的に述べれば、信号出力の振幅Ｓが実際の注入校正
信号Ｓ′からアレーにある素子および振幅先細りの損失
を引いたものに相当するので、かつＳ′が既知であるの
で、素子内の損失は所望ならば見積ることができる。 〔００５５〕３．２．残留成分の最小化。 Ｒ_Ｉおよび
Ｒ_Ｑ残留成分を用いて校正係数を算出する本発明の校正
方法の効果は、残留アパーチャ・レスポンスのベクトル
Ｒ_Ｉ／Ｒ_Ｑが最小化される（すなわち少なくとも入力位
相ベクトルの大きさＳ_Ｊの程度まで減少される）ならば
高められる。 〔００５６〕Ｒ_ＩおよびＲ_Ｑ残留値の大きさを減少させ
るために、下記の項を最小にする制御語δ_{ｉｊ：ｊ≠Ｊ}
の値を選択することが必要である。 位相レスポンスのベクトルΦ_{ｊ・ｊ≠Ｊ’}および特に組
み合わされる校正係数φ_ｉｊは未知と思われるので、こ
れらの項は選択された素子Ｊ以外のアレーの素子の１組
の制御語δ_{ｉｊ：ｊ≠Ｊ} の一時選択によってのみ必ず
しもゼロにセットすることはできない。 〔００５７〕アレーの非選択素子の公称（または最終校
正された）位相状態セッティングで始まる反復法を使用
することができる。振幅重量和がゼロに近いように制御
語δ_ｉｊ の位相状態セッティングの間隔置きのよう
な、他の方法も使用することができる。 〔００５８〕１つの反復法は、下記いずれかが最小にな
るように δ_ｊおよびδ_ｊ＋１の組を対方向に選択する
ことである。

【数２４】 制御語は同位相Ｒ_Ｉおよび直角位相Ｒ_Ｑの残留値を交互
に最小にするようにセットすることができる。 〔００５９〕加重および量子化が一様でないので、完全
な消去は一般に不可能である。素子が著しい振幅先細り
（Ｓ_ｊ＞Ｓ_ｊ＋Ｊ１，および（Ｓ_ｊ）ｍａｘ＞＞
（Ｓ_ｊ）ｍｉｎ），を受けるならば、対状の消去は比較
的効果がない。 となるように注入信号の振幅をセットすることができる
ならば、残留値は関連校正係数の算出時の誤差に主とし
て左右されると思われる。 〔００６０〕残留成分Ｒ_ＩおよびＲ_Ｑを減少させる目的
は、変化する位相状態のセッティング（すなわち移相増
分）の効果を正確に測定できるようにすることである。
残留成分は、普通アナログ・ディジタル変換器である使
用中の測定装置が移相器の最小移相増分の移相結果を解
決し得るようなものでなければならない。 〔００６１〕４．位相レスポンスの測定。 ＩＱアパー
チャ・レスポンスのＲ_ＩＲ_Ｑ残留成分を用いて、選択さ
れた素子Ｊに帰し得る位相レスポンスΦ_Ｊが測定され
る。これらの位相レスポンス測定は、関連校正係数を算
出するのに用いられる（第５項参照）。第４図は本発明
の校正方法による位相レスポンス測定値を見積る望まし
い手順を示す。各移相素子について、制御語の組
（δ_１，δ^２…δ^Ｍ）が選択される（２２ａ）。なるべ
く、制御語の数は校正係数の数（Ｍ）より大であり、校
正係数の算出に最小二乗処理が使用できることが望まし
い（第５．２項参照）。 〔００６２〕４．１．直交化および回転。 選択された
素子の各制御語セッティングについて、合成位相レスポ
ンスを測定する望ましい手順は、予想される位相レスポ
ンス・ベクトルΦ_Ｊに残留ベクトルを直交させる（２２
ｂ）ように試みることである。この直交化は、選択され
た素子以外のすべての移相素子について制御語を調節し
て、残留ベクトルに追加の増分移相回転を加えることに
よって達成することができる。 〔００６３〕もしＲ_Ｉ／Ｒ_Ｑ残留ベクトルが位相ベクト
ルΦ_Ｊに直交するようにされるならば、駆動信号の位相
は両ベクトルをそれぞれＩＱチャネルに同様に回転しよ
うとして調節することができる。すなわち、選択された
増分移相はＩＱアパーチャ・レスポンスの１つのチャネ
ルに残留成分を集めようとする場合に両ベクトルに加え
られて、位相レスポンスを測定するのに他のチャネルを
利用できるように（したがって校正係数を算出し得るよ
うに）する。このベクトル回転手順は、選択された移相
素子の位相レスポンスを測定するより高い分解能を供給
するのに用いることができる。 〔００６４〕４．２．位相レスポンス測定。 各制御語
（位相状態）セッティングについて、校正信号が注入さ
れ（２４ａ）、合成アパーチャ・レスポンスＩ_ｙおよび
Ｑ_ｙが測定される（２４ｂ）。これらのアパーチャ測定
値は、（見積り済の残留アパーチャ・レスポンス成分を
用いて）位相レスポンス測定値に変換される（２６）。 〔００６５〕アパーチャ・レスポンス測定値は下記の定
義式によって与えられる。

【数２５】 〔００６６〕こうして、各制御語（位相状態）につい
て、合成Ｉ_ｙＱ_ｙアパーチャ・レスポンス測定値は下記
の逆関数を用いて所望の位相レスポンス測定値Φ_ｙに変
換することができる。

【数２６】 各制御語は、Ｉ_ｙおよびＱ_ｙアパーチャ・レスポンス測
定値を生じ、したがって２つの逆関数値（これらの逆関
数のいずれでもよい）を用いて校正係数φ_ｙを算出する
ことができるが、選択は逆関数計算の精度に左右され
る。例えば、Ｒ_ＩＲ_Ｑ残留成分の大きさがたとえ小さく
作ることができなくても（かつ回転が試みられなかった
り有効でなかったりしても）、残留ベクトルが位相レス
ポンスベクトルに直交するようにされるならば、残留成
分がより小さい逆関数は校正係数を算出するために選択
することができる。 〔００６７〕５．校正係数の計算。 各移相素子につい
て、位相状態セッティングＹから生じる位相レスポンス
測定値は、下記の位相状態制御関数により関連校正係数
を算出するのに用いられる。 校正係数φ_ｉは、移相素子の位相ビットが特定の制御語
によってセットされるときに生じる増分移相に相当す
る。 〔００６８〕第５図は本発明により校正係数を算出する
望ましい手順を示す。基準位相増分を見積るために基準
制御語が使用されるが、最小二乗処理を支持するに足る
追加の測定値を得ることが望ましい。 〔００６９〕５．１．基準位相見積り。 フェーズド・
アレー・アンテナのビームは相対位相によって作られて
修正されるので、移相校正係数は基準位相Φ_ｏに関して
算出されなければならない。選択された移相素子につい
て、もし逆関数 ｃｏｓ^−１（ ）およびｓｉｎ
^−１（ ）によって供給された位相レスポンス測定値が
Ｍ_ｙを指定されるならば、下記のようになる。

【数２７】 また制御語の組Ｙの１つは位相基準に相当する。 〔００７０〕制御語にあるすべての制御ビットがゼロに
セットされるならば（３２ａ）、相当する基準位相は下
記のようになる。

【数２８】 ただしθは選択された移相素子での入力校正信号の未知
位相θと、ある基準素子に関する選択された素子の位相
偏差との和である。選択された移相素子Ｊの位相偏がθ
_Ｊ′で表わされるならば、基準位相は下記の式で与えら
れる

【数２９】 〔００７１〕位相偏差θ_Ｊ′が既知であるならば（３２
ｂ）、すべての移相校正係数φはしたがって一定バイア
スθ_ｏの範囲内で算出することができる（３２ｃ）。こ
のバイアスが重要でないのは、ビームが素子の相対位相
によって作られかつ修正されるからである。もしθ_ｏが
ゼロの平均値および平均された合成算出校正係数φと共
に変化されるならば、バイアスは除去されるであろう。 〔００７２〕位相偏差θ_Ｊ′が未知であるならば（３２
ｄ）、それらを見積る測定が追加されることがある。例
えば、

【数３０】 であるので、Φおよびθの両方を変える多数の測定を行
うことによって作られた平均値は下記を生じる

【数３１】 もしΦおよびθがそれらの平均、モジュロスπがゼロで
あるように変化されるならば、θ′はθ_Ｊに近いであろ
う。もしθ′を見積るためにＭから引かれた値Φおよび
θがバイアスとランダム誤差の両方を含むならば、θ_Ｊ
の見積りはこれらのバイアスを含むが、ランダム誤差は
減少される（独立測定の数の平方根だけ）。θはアレー
の外部パラメータであるので、θのバイアスはすべての
素子に共通となり、重要ではない。 〔００７３〕 θ_Ｊの関数形式（選択された移相素子Ｊ
の関数としての）が既知であり、かつパラメータが見積
られているならば、素子ごとのバイアスの差は異なる素
子のΦにおけるバイアスの差に帰し得る。θ_Ｊ′の関数
形式が移相素子の数より少ないパラメータを有するかぎ
り、これらのパラメータを見積ることができる。 〔００７４〕５．２．最小二乗見積り。 基準位相Φ_ｏ
が既知であると、移相校正係数φ_ｙは従来の最小二乗処
理を用いて算出することができる（３４ａ）。Ｍ位相レ
スポンス測定値を上回るものが作られると（２^Ｍ−１が
利用できることが思い出される）、校正係数φの最小二
乗見積りを達成することができる。 〔００７５〕最小二乗処理によって、追加の位相レスポ
ンス測定値を要する計算費用で、校正係数の計算におけ
る雑音減少が可能となり、かつ計算に因数分解される。
さらに、量子化の作用を減らすために、入力信号の位相
（θ）は変化されて、校正係数φの追加の見積りが
れて平均化される。 〔００７６〕本発明の校正方法の最小二乗処理は、下記
の例によって説明される。もしすべての２^Ｍ−１個の位
相レスポンス測定が行われるならば、合成式は下記のよ
うなマトリックスで書くことができる

【数３２】 ただしＡは２^Ｍ−１行およびＭ列の制御ビットδのマト
リックスであり、Ｘは校正係数φのＭベクトルであり、
Ｙは位相レスポンス測定値の２Ｍ−１ベクトル（Ｍ_ｙ）
である。校正係数の最小平均二乗誤差見積りは下記の式
により与えられる

【数３３】 〔００７７〕マトリックスＡを形成するδベクトルのこ
の順序づけにかかわらず、（Ａ^ＴＡ）は斜線上の値２お
よび他の場合にはスカラー２^{（Ｍ−２）}で乗じられた１
を持つ Ｍ×Ｍマトリックスによって与えられる。例え
ばもしＭ＝４ならば、

【数３３】 〔００７８〕このマトリックスの逆数（Ａ^ＴＡ）^−１は
斜線上の値Ｍおよび他の場合にはスカラー１／［（Ｍ＋
１）（２^{（Ｍ−２）}）］ を乗じられた−１を持つＭ×
Ｍマトリックスである。Ｍ＝４ならば、

【数３４】 〔００７９〕測定値および関連定義式は任意な順に置く
ことができる。もし制御ビットδが順序づけられて、

【数３５】 となるような順序づけと値が組み合わされるようになる
と、Ｋ_ｋ＝１，２，‥‥，２^{（Ｍ−１）}の「自然」順序
づけは事前に計算できるマトリックス（Ａ^ＴＡ）^−１Ａ
Ｔを生じる。 〔００８０〕例えばＭ＝４の場合、

【数３６】 である。校正係数φの見積りは、このマトリックスと測
定値のベクトルとの積である、 〔００８１〕この測定順序は位相ベクトルΦ_Ｊをその全
範囲にわたって回転させ、同位相および直角の両成分と
残留成分Ｒ_ＩおよびＲ_Ｑとの最大比（および最小比）を
供給する。 〔００８２〕５．３ アレー振幅の加重。 本発明の校
正方法は説明のために調節することができ、またフェー
ズド・アレー・アンテナ・システムにより普通使用され
るアレー振幅加重の特徴を利用することができる。 〔００８３〕振幅加重がより低い移相の校正係数は、よ
り高い値の変数についての合成校正係数の改良された精
度を使用して、加重値がより高いこれらの素子の係数を
計算してから算出すべきである。残留成分Ｒ_ＩおよびＲ
_Ｑの一段と精密な制御がこうして得られる。 〔００８４〕注入信号の振幅 Ｓ_Ｊがアレー振幅加重を
補償するように調節されるならば、すべてのＳ_Ｊは等し
くなることがある。Ｒ_ＩＲ_Ｑ残留成分を最小にする工程
はこうして一段と容易になる。 〔００８５〕６．放射信号入力。 第１項に示された通
り、校正信号を入力する好適な手順は、既知振幅の信号
Ｓ′を注入することである。信号注入を用いると、本発
明の校正方法はフェーズド・アレーがオン・ラインであ
る間リアル・タイムで実施することができ、信号注入構
造物のアレーに含める所要の費用にもかかわらず、アレ
ーの再校正を動的に達成することができる。 〔００８６〕アレーがオン・ラインである間に移相校正
係数を動的に更新する１つの別法として、本発明の校正
方法は、アレーによって検出されかつ入力校正信号Ｓを
得るのに使用される既知振幅の放射信号を導くことによ
り、アレーがオフ・ラインである間に実施することがで
きる。この放射信号による別法は、第１項に記載された
アレー・モデル法で本発明の自動信号処理法を依然とし
て利用している。例えばもし放射信号Ｆ（Ｊ）の位相分
布の形が多項式であるならば、係数の最小二乗見積りも
簡明である。もしＦ（Ｊ）がＪにおいて直線、すなわち

【数３７】 であるならば、ａ_０およびａ_１に関する最小二乗見積り
は、（１組の見積り θ′_ｊｊ，＝１，Ｎ を作る全部
でＮ個の素子を用いて）下記の通りである

【数３８】 ただしすべての和は１からＮまでであり、かつ

【数３９】 もしＦ（Ｊ）が２次方程式、すなわち

【数４０】 であるならば、

【数４１】 ｉについてのいろいろな和は周知の通りであり、すなわ
ち

【数４２】 〔００８７〕より高位の多項式への延長はルーチンであ
る。素子の不規則な間隔どりまたは２次元アレー（もし
くはその両方の組合せ）への延長は面倒であるが、達成
することは可能である。 〔００８８〕７．結論。 本発明のフェーズド・アレー
校正方法は、一般化した位相状態制御関数を用いて校正
係数を算出する自動信号処理法を用いている。 〔００８９〕本校正方法は、入力（注入または放射）校
正信号に応じてアンテナ・システムから得られる同位相
Ｉおよび直角位相Ｑ信号を使用する。アレーの各移相素
子について、本校正方法は選択された素子以外の素子に
帰し得るアパーチャ・レスポンスの残留成分を見積り、
次にこれらの残留成分を用いて選択された素子の位相レ
スポンスを測定する。校正係数はなるべく最小二乗処理
を用いて、位相状態制御関数を使用する位相レスポンス
測定値から算出される。位相レスポンス測定値（および
それによって、校正係数）の分解能を改良するために、
直交化および回転法を用いて、ＩＱ回路網の選択された
チャネルにおける位相レスポンス・ベクトルを集中させ
る。

〔００９０〕本発明は特定の実施例について説明された
が、この説明を制限の意味に解釈してはならない。開示
された実施例のいろいろな変更は本発明の別な実施例と
共に、説明に関して、当業者にとって明らかになると思
う。したがって、特許請求の範囲は本発明の真の範囲に
入るような変形をカバーすることが予測される。 〔００９１〕以上の説明に関してさらに以下の項を開示
する。 （１） おのおの所定数の校正係数を有するＮ個の移相
素子と、位相状態制御関数、Φ_Ｊ＝ｆ（φ_ｉ−１Ｍ，
Ｃ）_， により特徴づけられる位相レスポンスとを備え
るフェーズド・アレー・アンテナを校正する方法であっ
て、アパーチャ・レスポンスを生じさせる校正信号をア
ンテナに入力する段階と、選択された移相素子に関し、
他の素子に帰すると思われる残留アパーチャ・レスポン
スを見積る段階と、前記残留アパーチャ・レスポンスを
用いて選択された素子の位相レスポンスを測定する段階
と、位相状態制御関数を用いて前記位相レスポンス測定
値から選択された素子の校正係数を算出する段階とを含
むことを特徴とする校正方法。 〔００９２〕（２） アパーチャ・レスポンスは同位相
Ｉおよび直角位相Ｑを含むことを特徴とする請求項１記
載の校正方法。 〔００９３〕（３） 残留アパーチャ・レスポンスを見
積る段階は、選択された素子の位相状態セッティングの
組Ｘを選択する段階と、各位相状態セッティングについ
て、入力校正信号に対するＩおよびＱアパーチャ・レス
ポンスを測定する段階と、式（Ｉ_ｘ−Ｒ_Ｉ）^２＋（Ｑ_ｘ
−Ｒ_Ｑ）^２＝Ｓ^２ を用いてＩＱアパーチャ・レスポン
スからＲ_ＩおよびＲ_Ｑ残留アパーチャ・レスポンス成分
を算出する段階とを含むことを特徴とする第２項計算方
法。 〔００９４〕（４） 前記Ｒ_Ｉ Ｒ_Ｑ残留成分の大きさ
が入力校正信号の大きさと同じ程度またはそれより小と
なるように、非選択素子の位相状態セッティングを選択
する段階をさらに含むことを特徴とする第３項 記載
の校正方法。 〔００９５〕（５） ３つの位相セッティングが選択さ
れることを特徴とする第４項記載の校正方法。 〔００９６〕（６） 選択された素子の信号出力振幅Ｓ
を見る段階をさらに含み、かつ選択された素子の位相レ
スポンスを測定する段階は選択された素子の位相状態セ
ッティングの組Ｙを選択する段階と、各位相状態セッテ
ィングについて、入力校正信号のＩおよびＱアパーチャ
・レスポンスを測定する段階と、前記Ｒ_ＩＲ_Ｑ残留成分
および信号振幅Ｓを用いかつ逆関数

【数４３】 の内の少なくとも１つを用いてＩＱアパーチャ・レスポ
ンスから位相レスポンスを測定する段階とをさらに含む
ことを特徴とする第２項 記載の校正方法。 〔００９７〕（７） ２つのベクトルが事実上直交する
ように残留ベクトルＲ_Ｉ／Ｒ_Ｑと位相レスポンス・ベク
トルとを直交させる段階をさらに含むことを特徴とする
第６項 記載の校正方法。 〔００９８〕（８） 直交化の段階は、選択された位相
増分が位相レスポンス・ベクトルに事実上直交するよう
に、残留ベクトルＲ_Ｉ／Ｒ_Ｑを回転させるために選択さ
れた位相増分がＲ_Ｉ／Ｒ_Ｑに加算されるように非選択素
子用の位相状態セッティングを選択することによって達
成されることを特徴とする第７項 記載の校正方法。

〔００９９〕（９） ベクトル出力がそれぞれのＩおよ
びＱチャネルに主として現れるように、残留ベクトルＲ
_１／Ｒ_０および位相レスポンス・ベクトルを回転させる
段階をさらに含むことを特徴とする第７項 記載の校
正方法。 〔０１００〕（１０） 校正係数を算出する段階は基準
移相増分に対応する基準校正係数を見積る段階と、位相
状態制御関数を用いて前記位相レスポンス測定値および
基準校正係数から校正係数を算出する段階とを含むこと
を特徴とする第１項 記載の校正方法。 〔０１０１〕（１１） 位相レスポンス測定値の数は校
正係数の数より大きく、かつ校正係数を算出する段階は
最小二乗処理によって行われることを特徴とする第１０
項記載の校正方法。 〔０１０２〕（１２） おのおの所定数の校正係数を持
つＮ個の移相素子を持つフェーズド・アレー・アンテナ
を校正する方法であり、位相状態制御関数

【数４４】 によって特徴づけられた位相レスポンスは、ＩおよびＱ
アパーチャ・レスポンスを生じさせる校正信号をアンテ
ナに入力する段階と、選択された素子について制御語の
組Ｘを選択する段階と、各制御語Ｘについて、入力校正
信号に対する合成ＩおよびＱアパーチャ・レスポンスを
測定する段階と、非選択素子に帰し得るアパーチャ・レ
スポンスのＲ_ＩＲ_Ｑの残留成分を見積りかつ

【数４５】 を用いて：Ｑアパーチャ・レスポンスから選択された素
子の信号出力振幅を見積る段階と、選択された素子につ
いて、制御語の組Ｙを選択する段階と、各制御語Ｙにつ
いて、入力校正信号に対する合成ＩおよびＱアパーチャ
・レスポンスを測定する段階と、Ｒ_ＩＲ_Ｑ残留成分およ
びＳ信号振幅を用いかつ逆関数

【数４６】 の内の少なくとも１つを用いて、ＩＱアパーチャ・レス
ポンスから位相レスポンス Φ_Ｊを測定する段階と、位
相状態制御関数を用いて前記位相レスポンス測定値から
選択された素子の校正係数を算出する段階とを含むこと
を特徴とする校正方法。 〔０１０３〕（１３） 残留ベクトルＲ_Ｉ／Ｒ_Ｑおよび
位相レスポンス・ベクトルを直交させて２つのベクトル
が事実上直交させる段階をさらに含むことを特徴とする
第１２項 記載の校正方法。 〔０１０４〕（１４） 直交化の段階は、選択された位
相増分が残留ベクトルＲ_Ｉ／Ｒ_Ｑに加えられてそれを位
相レスポンス・ベクトルに事実上直交するように回転さ
せるように非選択素子用の制御語を選択することによっ
て達成されることを特徴とする第１３項 記載の校正
方法。 〔０１０５〕（１５） ベクトル出力がそれぞれのＩお
よびＱチャネルに主として現れるように、残留ベクトル
Ｒ_Ｉ／Ｒ_Ｑおよび位相レスポンス・ベクトルを回転させ
る段階をさらに含むことを特徴とする第１３項 記載の
校正方法。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１ａ図は本発明による一般フェーズド・アレ
ー校正方法の図。

【図２】第１ｂ図は本発明による一般フェーズド・アレ
ー校正方法の図。

【図３】第１ｃ図は本発明による一般フェーズド・アレ
ー校正方法の図。

【図４】第２ａ図および第２ｂ図はそれぞれ模範的なフ
ェーズド・アレーおよび当該アレーの模範的な４ビット
移相素子を示す図。

【図５】第３図は残留成分Ｒ_ＩおよびＲ_Ｑを見積る手順
図。

【図６】第４図は校正係数の算出に用いられる素子Ｊの
位相レスポンス測定手順図。

【図７】第５図は最小二乗処理を用いて校正係数を算出
する手順図。

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成３年３月２９日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】全文

【補正方法】変更

【補正内容】

【書類名】 明細書

【発明の名称】 フェーズド・アレー・アンテナ校正方
法

【特許請求の範囲】

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は一般にフェーズド・アレ
ー・アンテナに関し、特にフェーズド・アレー・アンテ
ナを校正する方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】位相修正式アレーには多数の移相素子が
含まれている。各素子の位相および振幅は、特定方向に
特定形状を有するビームを発生するように制御すること
ができる。普通、各素子の相対振幅が固定される一方、
移相セッティングはビームを成形しかつ操作（または指
示）するように調節される。

【０００３】１つの共通なフェーズド・アレーの実施例
は、増分移相を与える選択された数の縦続２進移相成分
から構成される移相素子を使用する。各移相素子は、素
子の位相レスポンスが選択された位相増分の和となるよ
うに、各ビットが対応する２進移相成分を制御する２進
制御語によって選択された位相状態にセットされる。

【０００４】ビームを正確に制御するには、各素子の実
際の位相レスポンスを正確に知る必要がある。しかし、
位相レスポンスは製造上の不一致により、かつ温度の関
数としての材料の非直線特性により、不可避の誤差を受
ける。こうして、校正は一般に、位相レスポンス誤差を
修正する位相修正操作の間に記憶されかつ使用される各
移相素子の校正係数を与えることを要求される。あるフ
ェーズド・アレー・システムでは、校正問題が比較的簡
単であるのは、各移相素子の入力が別個に制御され、そ
の出力が別々に測定されるからである。しかし、多くの
システムでは、スペース、コストおよび／または複雑性
といった制限が各素子への接近を許さず、むしろアンテ
ナ・アパーチャにあるすべての素子の総アパーチャ・レ
スポンス（同位相Ｉおよひ直角位相Ｑ）のみが得られ
る。これらのシステムでは、フェーズド・アレーは特に
規則正しい再校正が要求される場合に、比較的複雑な工
程となることがある。ある形の移相素子は時間にわたり
または温度（その他の環境要素）の変化の結果として著
しく変化しない。しかし、別々なこれらの素子の性能
は、それらがアレーに含まれて、組立式アレーとして作
動することを要求する場合（好都合ではない）に異なる
ことがある。

【０００５】他の形の移相素子は時間および温度または
その一方にわたり比較的予想できないように変化する。
この形のフェーズド・アレーでは、校正測定を行う必要
があり、また校正係数が著しく変化する間隔よりも短い
間隔で合成校正係数を見積る必要がある。

【０００６】いずれの場合にも、現行の校正方法は校正
係数を体験的に見積るやり方である。この方法は、校正
測定が特殊試験器材を必要とする一方、アレーがオフ・
ラインであるという点で不利である。この体験法のもう
１つの重大な不利は、それが自動信号処理法を使用しな
い点である。

【０００７】これらの不利は特に、移相器の性能が温度
と共に変化するアレーにとって問題となる。そのような
システムでは、再校正の間隔を延ばす努力の中で、（例
えば冷却を用いて）操作温度の変化を少なくとも若干受
け難くするように重大な設計努力がしばしば行われる。

【０００８】したがって、フェーズド・アレーの一般化
モデルに基づき、かつアレーがオン・ラインである間に
校正係数を動的に更新し得る、位相修正式アレーを校正
する改良された方法が必要とされている。なるべく、方
法は、アレーを１つの構成要素とするシステム内で一般
に利用できる装置で実現し得る自動信号処理法を使用す
ることが望ましい。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、アレーの一
般化モデルに基づき校正係数を算出する自動信号処理法
を用いる、フェーズド・アレー・アンテナ・システムの
校正方法である。移相素子の校正係数は他の素子に帰し
得る残留アパーチャ・レスポンスの見積りから得られる
位相レスポンス測定値を用いて算出される。

【００１０】本発明の１つの面において、フェーズド・
アレーを校正する方法は、各素子が所定数の校正係数に
よって特徴づけられかつ位相状態制御関数Φ_Ｊ＝ｆ（φ
_ｉ＝１Ｍ，ｃ）によって特徴づけられるＮ個の移相素子
のアレーの一般化モデルを使用するが、ただし上記の式
は校正係数φ_{ｉ＝１，Ｍ}およびアパーチャ・レスポンス
の特定位相状態を選択する制御語ｃの両方の関数として
の素子の位相レスポンスφ_Ｊを表す

【００１１】各素子について、校正係数は（ａ）他の素
子に帰し得るアパーチャ・レスポンスの残留成分を見積
ることにより、（ｂ）残留成分を用いて選択された素子
の位相レスポンスを測定すること、および（ｃ）位相状
態制御関数を用いて位相レスポンス測定から選択された
素子の校正係数を算出することによって決定される。

【００１２】校正方法は、同位相１および直角位相Ｑの
アパーチャ・レスポンスを発生させるアレーの校正信号
入力を使用する。与えられた移相素子Ｊでは、測定され
たＩＱレスポンスは下記の式によって表わすことができ
る。

【数１】 ただしＳはその素子の出力信号の振幅であり、Φは（校
正係数φ_{ｉ＝１，Ｍ}および制御語ｃの関数である）その
素子に帰し得る位相レスポンスであり、またＲ_Ｉおよび
Ｒ_Ｑは他の素子に帰し得る総アパーチャ・レスポンスの
残留成分である。

【００１３】第１組のＩＱアパーチャ・レスポンスの測
定値は、アパーチャ・レスポンスのＲ_ＩおよびＲ_Ｑ残留
成分を見積るのに用いられる。これらの残留成分を用い
て、第２組のＩＱアパーチャ・レスポンス測定値は選択
された素子に帰し得る位相レスポンス測定値Φ_Ｊに変換
される。これらの位相レスポンス測定値から、校正係数
φ_ｉは位相状態制御関数を用いて算出することができ
る。

【００１４】選択された素子の位相状態制御関数ｆ（φ
_{ｉ＝１，Ｍ}，ｃ）が変化されるにつれて変化しないＲ_Ｉ
Ｒ_Ｑ残留成分を見積る手順は、（ａ）選択された素子の
制御語の組Ｘを選択すること、（ｂ）合成Ｉ_ＸおよびＱ
_Ｘアパーチャ・レスポンスを測定すること、および
（ｃ）残留レスポンス成分を、下記の式によって信号出
力振幅Ｓと共に見積ることを含む。

【数２】 ただしこの式は測定されたＩ_ＸＱ_Ｘアパーチャ・レスポ
ンスによってＲ_Ｉ／Ｒ_ＱおよびＳについて解くことが望
ましい。

【００１５】素子Ｊの位相レスポンスΦ_Ｊを測定する手
順は、（ａ）その素子の制御語の組Ｙを選択すること、
（ｂ）合成Ｉ_ｙおよびＱ_ｙアパーチャ・レスポンスを測
定すること、および（ｃ）これらの測定値を下記の式に
より選択された素子に帰し得る位相レスポンスに変換す
ることを含む。

【数３】 これらの逆関数のいずれでも使用することができるが、
その選択はチャネルＩまたはＱのどちらがより正確な見
積りを与えるかによる。

【００１６】いったん、選択された素子の位相レスポン
スが見積りされると、組み合わされた校正係数は位相状
態制御関数を用いて算出することができる。校正係数は
位相基準に関して算出され、基準増分移相と組み合わさ
れる基準校正係数はφ_ｏ＝Ｍ_ｏ−θ_ｓ−θ′Ｊによって
与えられるが、ただしＭ_ｏは逆関数を用いて基準制御語
から得られる位相レスポンス測定値であり、θ_ｓは駆動
信号の未知位相であり、θ′_Ｊは基準に関する素子Ｊの
位相偏差である。

【００１７】本発明のより特定な面において、フェーズ
ド・アレー校正方法がＮ個のＭビット移相素子の模範ア
レーの校正に関して説明されるが、各素子は２^Ｍ通りの
位相状態を与えるＭ個の２進移相成分（位相ビット）か
ら成っている。この模範アレーでは、位相状態制御関数
の制御語は各位相ビットの制御ビットを含むので、制御
語は選択された位相状態を共に決定する不連続な位相増
分を指定する。

【００１８】この模範のＮ素子Ｍビット・フェーズド・
アレーは下記の位相状態制御関数によって特徴づけられ
る。

【数４】 ただしδ_ｕは制御語の２進制御ビットであり、φ_ｕは各
移相素子（各位相ビットごとに１個）と組み合わされる
校正係数であり、θ_Ｊは素子Ｊで注入される信号の位相
である。

【００１９】素子Ｊの３つの異なる制御語（すなわち３
つの異なる位相状態セッテイング）を選択することによ
り、次に下記の式を用いてＲ_ＩおよびＲ_Ｑを見積ること
によって残留成分Ｒ_ＩおよびＲ_Ｑが見積りされる。

【数５】 位相状態セッティングについて唯一の要求は、上記の式
の分母がゼロに近くないことであり、したがって計算は
整然と行われる。

【００２０】なるべく、ＩおよびＱアパーチャ・レスポ
ンスを発生させるのに用いられる校正信号入力が注入さ
れて、フェーズド・アレーがオン・ラインである間（校
正方法は放射された入力信号と共に使用するようにされ
ているが）、校正を動的に達成させることが望ましい。
校正信号を注入するように、各移送素子の信号注入構造
物は、フェーズド・アレー構造物に合体される。

【００２１】本発明の技術的利点には下記が含まれる。
本発明のフェーズド・アレー校正方法は、アレーの各移
相素子に関する移相誤差を修正する校正係数の動的更新
に用いることができる。校正方法はフェーズド・アレー
の一般化モデルに基づいて、校正手順をモデルによって
定めさせかつ従来の自動信号処理法を用いて実現させ
る。リアルタイム処理は主として、フェーズド・アレー
・システムにより普通使用されるようなベクトル式信号
処理装置における実行に適したベクトル演算を使用す
る。校正方法は、入力校正信号の位相や振幅の正確な制
御を必要とせず、また１組の予想誤差および利用可能な
計算資源にとって最適であると思われる。注入校正信号
を用いると、アンテナ・アレーがオン・ラインである間
校正方法を実行することが可能である。校正係数を動的
に更新する自動手順を提供することによって、本校正方
法は温度制御を必要としなくなるが、他の方法では再校
正手順間の間隔を増す。

【００２２】本発明および追加の特徴ならびに利点をさ
らによく理解するように、付図に関する下記の詳細な説
明についてこれから述べる。

【００２３】

【実施例】本発明のフェーズド・アレー校正方法の模範
的実施例の詳細な説明は下記の通り組織化される。

【００２４】 １．一般校正方法 ２．模範のＮ素子Ｍビット・アレー ３．残留値Ｒ_ＩおよびＲ_Ｑ見積り ３．１ 残留見積り ３．２ 残留最小化 ４．位相レスポンス測定 ４．１ 直交化および回転 ４．２ 位相レスポンスの測定 ５．校正係数計算 ５．１ 基準位相見積り ５．２ 最小二乗処理 ５．３ アレー振幅測量 ６．放射信号入力 ７．結論

【００２５】校正方法は、Ｍビット移相器のＮ素子アレ
ーについての校正係数を算出する模範例に関して説明さ
れる。各移相素子はＭ個の移相成分（位相ビット）を有
する。１つの校正係数は各Ｍ移相成分と組み合わされ
る。

【００２６】詳細な説明は模範例に関するものである
が、本発明は、アレーの各位相素子がＭ個の校正係数に
よって特徴づけられ、かつその素子の位相レスポンスが
位相状態制御関数ｆ（φ_{ｉ＝１，Ｍ，}ｃ）を用いるこれ
らの校正係数によって特徴づけられるモデルによって説
明されるフェーズド・アレーの校正係数を算出する一般
的な応用能力を備えている。

【００２７】１．一般校正方法。本発明の校正方法はオ
ン・ラインであるフェーズド・アレー・アンテナ・シス
テムの校正係数を動計算するのに用いることができる。

【００２８】移相素子の校正係数は、他の素子に帰し得
る残留アパーチャ・レスポンスの見積りから得られる位
相レスポンス測定値を用いて算出することができる。次
に、これらの校正係数は、正常な位相修正操作の間に位
相レスポンス誤差を修正するのに用いることができる。
フェーズド・アレーを校正する方法は、選択された素子
Ｊが所定数の校正係数Ｍによって特徴づけられ、かつそ
の素子の位相レスポンスΦ_Ｊがこれらの校正係数（なら
ひにそれらの表わす位相増分）によって、下記の位相状
態制御関数を用いて特徴づけられるＮ個の移相素子のア
レーの一般化モデルに基づく。

【数６】 位相状態制御関数ｆ（φ_{ｉ＝１，Ｍ，}ｃ）は、校正係数
φ_ｉと、特定の位相状態を選択する制御語ｃとの両方の
関数として移相素子Ｊの位相状態を表わす。

【００２９】校正方法は、校正係数を算出するために測
定されかつ使用される同位相Ｉおよび直角位相Ｑのアパ
ーチャ・レスポンスを発生させるアレイの校正信号入力
を使用する。与えられた移相素子Ｊでは、測定されたＩ
Ｑアパーチャ・レスポンスは下記の定義式によって表わ
される。

【数７】 ただしＳはその素子の出力信号振幅であり、Φはその素
子に帰し得る位相レスポンス（校正係数φ_{ｉ＝１，Ｍ}お
よび制御ｃの関数）であり、Ｒ_ＩおよびＲ_Ｑは他の素子
に帰し得るアパーチャ・レスポンスの残留成分である。

【００３０】第１ａ図、第１ｂ図および１ｃ図は本発明
の一般校正方法を示す。ＩＱアパーチャ・レスポンス測
定値の第１組Ｘは、全ＩＱアパーチャ・レスポンスのＲ
_ＩおよびＲ_Ｑ残留成分を見積るのに用いられる（第１ａ
図、１０）。これらの残留成分を用いて、ＩＱアパーチ
ャ・レスポンス測定値の第２組Ｙは、選択された素子に
帰し得る位相レスポンスΦ_Ｊの対応する測定値に変換さ
れる（第１ｂ図、２０）。これらのレスポンス測定値か
ら、校正係数φ_ｉは位相状態制御関数を用いて算出する
ことができる（第１ｃ図、３０）。

【００３１】素子Ｊの位相状態制御関数ｆ（φ
_{ｉ＝１，Ｍ，}ｃ）が変化されるにつれて変化しないＲ_Ｉ
Ｒ_Ｑ残留成分を見積る手順（第１ａ図の１０）は、
（ａ）その素子の制御語の組Ｘを選択すること（１２）
と、（ｂ）合成Ｉ_ＸおよびＱ_Ｘアパーチャ・レスポンス
を測定すること（１４）と、（ｃ）下記の式により出力
信号振幅Ｓと共に、残留レスポンス成分を見積ること
（１６）を含む。

【数８】 ただしこの式は測定されたＩ_ＸおよびＱ_Ｘアパーチャ・
レスポンスによりＲ_ＩＲ_ＱおよびＳについて解くことが
望ましい。

【００３２】選択された素子の位相レスポンスΦ_Ｊを測
定する手順（第１ｂ図、２０）は、まず（ａ）その素子
の制御語の組Ｙを選択すること（２２）と、（ｂ）Ｉ_ｙ
およびＱ_ｙアパーチャ・レスポンスを測定すること（２
４）と、（ｃ）これらの測定値を下記の逆関数により選
択された素子に帰し得る対応する位相レスポンスに変換
すること（２６）を含む。

【数９】 これらの逆関数はどちらでも使用することができるが、
その選択はＩまたはＱのどちらのチャネルがより正確な
見積りを与えるかによる。

【００３３】いったん位相レスポンス測定値が見積りさ
れると、校正係数は位相状態制御関数Φ_Ｊ＝ｆ（φ
_{ｉ＝１，Ｍ，}Ｃ），から算出することができる（３
０）。校正係数は位相基準に関して算出されるが、基準
増分移相と組み合わされる基準校正係数は下記の式によ
って与えられる。

【数１０】 ただしＭ_ｏは逆関数を用いて基準制御語から得られる位
相レスポンス値であり、θ_ｓは駆動信号の未知位相であ
り、θ′_Ｊは基準に関する素子Ｊの位相偏差である。

【００３４】こうして、基準校正係数φ_ｏは、位相修正
が素子の相対位相に左右されるので、重大ではない一定
のバイアスθ_ｓの範囲内で見積ることができる（３２）
（第５．１節参照）。アレーの各移相素子の基準校正係
数φ_ｏが既知であるので、他の校正係数φ_ｉは位相状態
制御関数を用いて制御語セッテイングＹおよび合成位相
レスポンス測定値から算出することができる（３４）。

【００３５】既知の校正信号を入力する好適な方法は、
フェーズド・アレー構造物の一部として（各移相素子の
方向性結合器を持つ適当なＲＦ導波管のような）校正信
号注入構造物を供給することである。アンテナ・アパー
チャにより検出された放射信号ではなく注入信号を用い
ると、アレイがオン・ラインである間、本発明の方法を
リアル・タイムで実行することができ、移相校正係数は
動的に更新することができる。この動的な更新操作の周
波数に関する主な制限は、アレーを一部とするアンテナ
・システムに利用できる信号処理電力である。

【００３６】別の校正信号注入構造物合体、および移相
校正係数のリアル・タイム更新、またはその一方に対す
る１つの別法は、アンテナ・アパーチャにより検出され
る放射校正信号を使用することである。このオフ・ライ
ン別法は第６項に説明される。

【００３７】本発明の移相係数校正方法は、従来の信号
処理法を用いる自動実施に適応することができる。注入
校正信号を用いる実施の場合は、移校正係数はリアル・
タイムで算出することができる。リアル・タイム処理は
主として、フェーズド・アレー・アンテナ・システムに
より普通使用されるようなベクトル向き信号処理装置で
の実行に適したベクトル演算を包含する。

【００３８】アンテナ・システムで利用し得る処理電力
次第で、校正手順は任意の与えられた校正サイクルの間
に移相素子の若干または全部を完了することができる。
更新期間が選択されると必ず、本発明の校正方法は、シ
ステムがオン・ラインである間フェーズド・アレー・ア
ンテナ・システムの校正係数を動的に更新するのに用い
ることができ、それによって温度変化に起因するような
移相器の動作の偏差にかかわらず精度が維持される。

【００３９】２．模範的なＮ素子Ｍビット・アレー。
木発明の校正方法の詳細な説明は、模範的なＮ素子Ｍビ
ット・フェーズド・アンテナ・アレーの校正係数を動的
に算出することに関している。

【００４０】アレーの各移相素子は、全部で２^Ｍ通りの
位相状態（移動増分）を与えるＭビット２進移相成分
（位相ビット）を含む。この模範の校正応用では、位相
状態制御関数ｆ（φ_ｉ，Ｃ）の制御語Ｃは各Ｍ位相ビッ
トにつき１個の制御ビットδ_ｉを含む。移相素子用の特
定の位相状態セッテイングは、位相状態を決定する特定
の移相増分を得るように素子の位相ビットを対応してセ
ットする制御語を選択することによって得られる。

【００４１】第２ａ図および第２ｂ図は、２進移相器を
用いる模範的なフェーズド・アレー構造を示す。Ｎ個の
移相素子のアレー５０は素子Ｊを含む。アパーチャに入
力する校正信号Ｓ′に応じて、各移相素子Ｊは当該素子
の制御語セッティングに左右される位相レスポンスΦ_１
を出力する。位相レスポンスは合計されて、対応する同
位相Ｉおよび直角位相Ｑのアパーチャ・レスポンスを発
生させるＩ／Ｑ回路網５２の入力となる。ＩおよびＱア
パーチャ・レスポンスは、本発明の校正方法により処理
する信号処理装置５４（アンテナ・システム用の信号処
理装置であってもよい）の入力である。

【００４２】第２ｂ図から、模範的な４ビット位相素子
５５は４個の２進移相成分５６を含む。各２進移相成分
（位相ビット）は、校正係数φ_ｉと組み合わされる特徴
を持っている。各移相ビットは、組み合わされた増分移
相が導かれるかどうかを決定する制御語のそれぞれの制
御ビットδ_ｉによって制御される。移相素子５５の合成
位相レスポンスΦ_Ｊは選択された位相増分の和である。

【００４３】移相素子Ｎの数、および各素子の位相状態
の数（移相ビツト当たりの２つの位相状態）を選択する
ことは、包括的なアンテナ性能仕様書によって決定され
る。例えば、従来のフェーズド・アレー・アンテナ・シ
ステムは１００個の素子を使用することができるが、各
素子には２２．５°、４５°、９０°および１８０。の
移相増分を持つ２進移相成分を用いて実現された、２
２．５°の位相増分において１６通りの位相状態（すな
わち０°、２２．５°、４５°、６７．５°、９０°、
など）を有する４ビット移相器を含む。

【００４４】本発明のフェーズド・アレー・モデルによ
り、模範的なＮ素子Ｍビット・フェーズド・アレーの位
相レスポンスは下記の位相状態制御関数によって特徴づ
けることができる。

【数１１】 ただし各移相素子Ｊについて、δ_ｉｊはそれぞれの位相
ビットと組み合わされたＭ個の制御ビットであり、φ
_ｉｊはこれらの２進移相成分の対応するＭ個の校正係数
であり、θ_ｊは注入信号の位相である。どのような素子
Ｊでも、注入信号Ｓ′_Ｊ（位相基準に関する）に対する
同位相Ｉおよび直角位相Ｑのレスポンスは下記の通りで
ある。

【数１２】 ただし Ｓ_Ｊ＝アレーにおいて素子および振幅の先細による損失
のない、Ｓ′_Ｊに対応する移相素子の信号出力振幅、δ
_ｉｊ＝制御語（δ_１，δ_２，δ_３…δ_Ｍ）がＪ素子の特
有な位相状態を指定するように、位相ビットを制御する
Ｍ制御ビット、φ_ｉｊ＝組み合わされた位相ビットが制
御語に応じて選択されるときに生じる増分移相におのお
のが対応するＭ個の校正係数、θ_Ｊ＝選択された素子Ｊ
における注入信号の位相。こうして、全ＩおよびＱアパ
ーチャ・レスポンス（すなわち並列なＮ個の移相素子）
は下記の式によって与えられる。

【数１３】 校正係数φ_ｉｊの値は温度依存であり、アパーチャが加
熱するにつれて公称値から離れると思われる。

【００４５】３．残留値Ｒ_ＩおよびＲ_ｏの見積り。どの
ような素子Ｊでも、入力信号に対する全アパーチャ・レ
スポンスは２つの成分、すなわち素子Ｊの位相レスポン
スに帰し得る成分、およびアパーチャの残りのレスポン
ス（残留アパーチャ・レスポンス）に帰し得る成分、に
ベクトル分割することができる。本発明の校正方法は、
選択された素子の位相レスポンスを見積るのに使用する
ことができる残留アパーチャ・レスポンス成分を見積る
ために測定された同位相Ｉおよび直角位相Ｑアパーチャ
・レスポンス値を使用する。どのような素子Ｊでも、全
ＩおよびＱアパーチャ・レスポンスは当該素子の下記ベ
クトル成分によって書くことができる。

【数１４】 ただし

【数１５】 下記の説明の便宜上、Ｓ_Ｊ，δ_ｉｊ，Φ_Ｊ，θ_Ｊの添字
Ｊは落される。

【００４６】選択された素子の残留成分Ｒ_ＩおよびＲ_Ｑ
は下記の通り指定することができる。

【数１６】 Ｒ_ＩおよびＲ_Ｑに関するこれらの式を用いて、全Ｉおよ
びＱアパーチャ・レスポンスは下記の定義式に簡潔化さ
れるが、

【数１７】 これらはアパーチャ・レスポンスのベクトル成分によっ
て与えられる。

【００４７】測定可能なＩおよびＱの値により残留値Ｒ
_ＩおよびＲ_Ｑに関する定義式を解くと、（ａ）正弦およ
び余弦関数の独立度数を変える（すなわち制御ビットδ
_ｉを変える）ことにより、また（ｂ）合成ＩＱアパーチ
ャ・レスポンスを測定することによって、残留値を見積
ることができる。素子Ｊと組み合わされた制御ビットδ
_ｉが変化する（当該素子の位相状態の変化に対応して）
ときにＲ_ＩＲ_Ｑ残留値が変化しないのは、それらが素子
Ｊからの成分を含まないからであることに注目された
い。Σ_{ｉ：１，Ｍ}δ_ｉφ_ｉの２^Ｍ個の可能な値が利用で
きるのは、各制御ビットδ_ｉが２個の可能な値を持つか
らであることにも注目されたい。

【００４８】３．１．残留値見積り。 第３図は全アパ
ーチャ・レスポンスの残留成分Ｒ_ＩおよびＲ_Ｑを見積る
望ましい手順を示す。

【００４９】第１段階は、残留成分がゼロ近くになるよ
うにアレーを設定することであり、これは選択された素
子Ｊ以外の移相素子の制御語（δ_ｉｊ：ｊ‖_Ｊ）を適当
に選択することによって（１２ａ）行われる（第３．２
項参照）。残留成分がゼロに近いと、ＩＱアパーチャ・
レスポンス測定値の主な貢献者は、校正係数を算出する
のに用いられる選択された素子Ｊの位相レスポンスとな
る。

【００５０】次に、残留成分は、３つの異なる位相状態
に対応する選択された素子Ｊの３つの異なる制御語の組
Ｘを選択することによって（１２ａ）見積ることができ
る。各制御のセッテイングについて、校正信号が注入さ
れ（１４ａ）、合成ＩＱアパーチャ・レスポンスが測定
される（１４ｃ）。

【００５１】制御語の組Ｘについて、下記の定義式を書
くことができる。

【数１８】 ただしＸは選択された制御語を規定する。素子Ｊの対応
する位相レスポンスΦ_Ｘの値が未知であるのは、組み合
わされた校正係数φ_Ｋが未知と思われるからであること
に注目されたい。

【００５２】残留成分Ｒ_ＩおよびＲ_ＱはＩＱアパーチャ
・レスポンス測定値によってのみ表わすことができる。
下記の定義、すなわち

【数１９】

【００５３】こうして、Ｒ_ＩＲ_Ｑ成分は下記の制御語セ
ッテイングから生じるＩＱアパーチャ・レスポンス測定
値の３組から、信号振幅Ｓと共に算出することができる
（１６ａ）。

【数２０】 これらの式はＲ_ＩＲ_Ｑ残留成分について解くことがで
き、下記を生じる。

【数２１】 制御語の組Ｘは分母がゼロに近くないように選択され
（１６ｂ）、したがって計算は整然と行われる。

【００５４】出力信号Ｓの値は下記の通り、Ｒ_Ｉおよび
Ｒ_Ｑ残留成分が見積られてから、どの式からでも容易に
算出することができる（１６ｃ）

【数２２】 挿入的に述べれば、信号出力の振幅Ｓが実際の注入校正
信号Ｓ′からアレーにある素子および振幅先細りの損失
を引いたものに相当するので、かつＳ′が既知であるの
で、素子内の損失は所望ならば見積ることができる。

【００５５】３．２．残留成分の最小化。 Ｒ_Ｉおよび
Ｒ_Ｑ残留成分を用いて校正係数を算出する本発明の校正
方法の効果は、残留アパーチャ・レスポンスのベクトル
Ｒ_Ｉ／Ｒ_Ｑが最小化される（すなわち少なくとも入力
位相ベクトルの大きさＳ_Ｊの程度まで減少される）なら
ば高められる。

【００５６】Ｒ_ＩおよびＲ_Ｑ残留値分の大きさを減少さ
せるために、下記の項を最小にする制御語 の値を選択することが必要である。

【数２３】 位相レスポンスのベクトル および特に組み合わされる校正係数φ_ｉｊは未知と思わ
れるので、これらの項は選択された素子Ｊ以外のアレー
の素子の１組の制御語 の一時選択によってのみ必ずしもゼロにセットすること
はできない。

【００５７】アレーの非選択素子の公称（または最終校
正された）位相状態セッティングで始まる反復法を使用
することができる。振幅重量和がゼロに近いように制御
語δ_ｉｊの位相状態セッティングの間隔置きのような、
他の方法も使用することができる。

【００５８】１つの反復法は、下記のいずれかが最小に
なるようにδ_ｊおよびδ_ｊ＋１の組を対方向に選択する
ことである。

【数２４】 制御語は同位相Ｒ_Ｉおよび直角位相Ｒ_Ｑの残留値を交互
に最小にするようにセットすることができる。

【００５９】加重および量子化が一様でないので、完全
な消去は一般に不可能である。素子が著しい振幅先細り
（Ｓ_ｊ＞Ｓ_ｊ＋１，および（Ｓ_ｊ）ｍａｘ＞＞（Ｓ_ｊ）
ｍｉｎ）を受けるならば、対状の消去は比較的効果がな
い。素子ｊおよびｊ＋１の任意な対に関して となるように注入信号の振幅をセットすることができる
ならば、残留値は関連校正係数の算出時の誤差に主とし
て左右されると思われる。

【００６０】残留成分Ｒ_ＩおよびＲ_Ｑを減少させる目的
は、変化する位相状態のセッティング（すなわち移相増
分）の効果を正確に測定できるようにすることである。
残留成分は、普通アナログ・ディジタル変換器である使
用中の測定装置が移相器の最小移相増分の移相結果を解
決し得るようなものでなければならない。

【００６１】４．位相レスポンスの測定。 ＩＱアパー
チャ・レスポンスのＲ_ＩＲ_Ｑ残留成分を用いて、選択さ
れた素子Ｊに帰し得る位相レスポンスΦ_Ｊが測定され
る。これらの位相レスポンス測定は、関連校正係数を算
出するのに用いられる（第５項参照）。第４図は本発明
の校正方法による位相レスポンス測定値を見積る望まし
い手順を示す。各移相素子について、制御語の組
（δ_１，δ^２，…δ^Ｍ）が選択される（２２ａ）。なる
べく、制御語の数は校正係数の数（Ｍ）より大であり、
校正係数の算出に最小二乗処理が使用できることが望ま
しい（第５．２項参照）。

【００６２】４．１．直交化および回転。 選択された
素子の各制御語セッティングについて、合成位相レスポ
ンスを測定する望ましい手順は、予想される位相レスポ
ンス・ベクトルΦ_Ｊに残留ベクトルを直交される（２２
ｂ）ように試みることである。この直交化は、選択され
た素子以外のすべての移相素子について制御語を調節し
て、残留ベクトルに追加の増分移相回転を加えることに
よって達成することができる

【００６３】もしＲ_Ｉ／Ｒ_Ｑ残留ベクトルが位相ベクト
ルΦ_Ｊに直交するようにされるならば、駆動信号の位相
は両ベクトルをそれぞれのＩＱチャネルに同様に回転し
ようとして調節することができる。すなわち、選択され
た増分移相はＩＱアパーチャ・レスポンスの１つのチャ
ネルに残留成分を集めようとする場合に両ベクトルに加
えられて、位相レスポンスを測定するのに他のチャネル
を利用できるように（したがって校正係数を算出し得る
ように）する。このベクトル回転手順は、選択された移
相素子の位相レスポンスを測定するより高い分解能を供
給するのに用いることができる。

【００６４】４．２．位相レスポンス測定。 各制御語
（位相状態）セッティングについて、校正信号が注入さ
れ（２４ａ）、合成アパーチャ・レスポンスＩ_Ｙおよび
Ｑ_ｙが測定される（２４ｂ）。これらのアパーチャ測
定値は、（見積り済の残留アパーチャ・レスポンス成分
を用いて）位相レスポンス測定値に変換される（２
６）。

【００６５】アパーチャ・レスポンス測定値は下記の定
義式によって与えられる。

【数２５】

【００６６】こうして、各制御語（位相状態）につい
て、合成Ｉ_ｙ，Ｑ_ｙ，アパーチャ・レスポンス測定値は
下記の逆関数を用いて所望の位相レスポンス測定値Φ_Ｊ
に変換することができる。

【数２６】 各制御語は、Ｉ_ｙおよびＱ_ｙアパーチャ・レスポンス測
定値を生じ、したがって２つの逆関数値（これらの逆関
数のいずれでもよい）を用いて校正係数φ_ｙを算出する
ことができるが、選択は逆関数計算の精度に左右され
る。例えば、Ｒ_ＩＲ_Ｑ残留成分の大きさがたとえ小さく
作ることができなくても（かつ回転が試みられなかった
り有効でなかったりしても）、残留ベクトルが位相レス
ポンス・ベクトルに直交するようにされるならば、残留
成分がより小さい逆関数は校正係数を算出するために選
択することができる。

【００６７】５．校正係数の計算。 各移相素子につい
て、位相状態セッティングＹから生じる位相レスポンス
測定値は、下記の位相状態制御関数により関連校正係数
を算出するのに用いるられる。 校正係数φ_ｉは、移相素子の位相ビットが特定の制御語
によってセットされるときに生じる増分移相に相当す
る。

【００６８】第５図は本発明により校正係数を算出する
望ましい手順を示す。基準位相増分を見積るために基準
制御語が使用されるが、最小二乗処理を支持するに足る
追加の測定値を得ることが望ましい。

【００６９】５．１．基準位相見積り。 フェーズド・
アレー・アンテナのビームは相対位相によって作られて
修正されるので、移相校正係数は基準位相Φ_Ｏ。に関し
て算出されなければならない。選択された移相素子につ
いて、もし逆関数ｃｏｓ^−１（ ）およびｓｉｎ
^−１（ ）によって供給された位相レスポンス測定値
がＭ_ｙを指定されるならば、下記のようになる

【数２７】 また制御語の組Ｙの１つは位相基準に相当する。

【００７０】制御語にあるすべての制御ビットがゼロに
セットされるならば（３２ａ）、相当する基準位相は下
記のようになる

【数２８】 だだし〜は選択された移相素子での入力校正信号の未知
位相θと、ある基準素子に関する選択された素子の位相
偏差との和である。選択された移相素子Ｊの位相偏が
θ′_Ｊで表わされるならば、基準位相は下記の式で与え
られる

【数２９】

【００７１】位相偏差θ′_Ｊが既知であるならば（３２
ｂ）、すべての移相校正係数φはしたがって一定バイア
スθ。の範囲内で算出することができる（３２ｃ）。こ
のバイアスが重要でないのは、ビームが素子の相対位相
によって作られかつ修正されるからである。もしθ。が
ゼロの平均値および平均された合成算出校正係数φと共
に変化されるならば、バイアスは除去されるであろう。

【００７２】位相偏差θ′_Ｊが未知であるならば（３２
ｄ）、それらを見積る測定が追加されることがある。例
えば、

【数３０】 であるので、Φおよびθの両方を変える多数の測定を行
うことによって作られた平均値は下記を生じる

【数３１】 もしΦおよびθかそれらの平均、モジュロ２πがゼロで
あるように変化されるならば、θ′はθ_Ｊに近いであろ
う。もしθ′を見積るためにＭから引かれた値Φおよび
θがバイアスとランダム誤差の両方を含むならば、θ_Ｊ
の見積りはこれらのバイアスを含むが、ランダム誤差は
減少される（独立測定の数の平方根だけ）。θはアレー
の外部パラメータであるので、θのバイアスはすべての
素子に共通となり、重要ではない。

【００７３】θ_Ｊの関数形式（選択された移相素子Ｊの
関数としての）が既知であり、かつパラメータが見積ら
れているならば、素子ごとのバイアスの差は異なる素子
のΦにおけるバイアスの差に帰し得る。θ′_Ｊの関数形
式が移相素子の数より少ないパラメータを有するかぎ
り、これらのパラメータを見積ることができる。

【００７４】５．２．最小二乗見積り。 基準位相Φ。
が既知であると、移相校正係数 Φ_ｙは従来の最小二乗
処理を用いて算出することができる（３４ａ）。Ｍ位相
レスポンス測定値を上回るものが作られると（２^Ｍ−１
が利用できることが思い出される）、校正係数φの最小
二乗見積りを達成することができる。

【００７５】最小二乗処理によって、追加の位相レスポ
ンス測定値を要する計算費用で、校正係数の計算におけ
る雑音減少が可能となり、かつ計算に因数分解される。
さらに、量子化の作用を減らすために、入力信号の位相
（θ）は変化されて、校正係数φの追加の見積りが作ら
れて平均化される。

【００７６】本発明の校正方法の最小二乗処理は、下記
の例によって説明される。もしすべての２^Ｍ−１個の位
相レスポンス測定が行われるならば、合成式は下記のよ
うなマトリックスで書くことができる

【数３２】 ただしＡは２^Ｍ−１行およびＭ列の制御ビットｄのマト
リックスであり、Ｘは校正係数φのＭベクトルであり、
Ｙは位相レスポンス測定値の２Ｍ−１ベクトル（Ｍｙ）
である。校正係数の最小平均二乗誤差見積りは下記の式
により与えられる

【数３３】

【００７７】マトリックスＡを形成するδベクトクルの
この順序づけにかかわらず、（Ａ^ＴＡ）は斜線上の値２
および他の場合にはスカラー２^{（Ｍ−２）}を乗じられた
１を持つＭ×Ｍマトリックスによって与えられる。例え
ばもしＭ＝４ならば

【数３３】

【００７８】このマトリックスの逆数は（Ａ^ＴＡ）^−１
は斜線上の値Ｍおよび他の場合にはスカラー１／〔（Ｍ
＋１）（２^（Ｍ−２）〕を乗じられた−１を持つＭ×Ｍ
マトリックスである。Ｍ＝４ならば、

【数３４】

【００７９】測定値および関連定義式は任意な順に置く
ことができる。もし制御ビットδが順序づけられて、

【数３５】 となるような順序づけと値が組み合わされるようになる
と、Ｋ_ｋ＝１，２，…，２^{（Ｍ−１）}の「自然」順序づ
けは事前に計算できるマトリックス（Ａ^ＴＡ）^−１ＡＴ
を生じる。

【００８０】例えばＭ＝４の場合

【数３６】 である。校正係数φの見積りは、このマトリックスと測
定値のベクトルとの積である。

【００８１】この測定順序は位相ベクトルΦ_Ｊをその全
範囲にわたって回転させ、同位相および直角の両成分と
残留成分Ｒ_ＩおよびＲ_Ｑとの最大比（および最小比）を
供給する。

【００８２】５．３ アレー振幅の加重。 本発明の校
正方法は説明のために調節することができ、またフェー
ズド・アレー・アンテナ・システムにより普通使用され
るアレー振幅加重の特徴を利用することができる。

【００８３】振幅加重がより低い移相の校正係数は、よ
り高い値の変数についての合成校正係数の改良された精
度を使用して、加重値がより高いこれらの素子の係数を
計算してから算出すべきである。残留成分Ｒ_ＩおよびＲ
_Ｑの一段と精密な制御がこうして得られる。

【００８４】注入信号の振幅Ｓ_Ｊがアレー振幅加重を補
償するように調節されるならば、すべてのＳ_Ｊは等しく
なることがある。Ｒ_ＩＲ_Ｑ残留成分を最小にする工程は
こうして一段と容易になる。

【００８５】６．放射信号入力。 第１項に示された通
り、校正信号を入力する好適な手順は、既知振幅の信号
Ｓ′を注入することである。信号注入を用いると、本発
明の校正方法はフェーズド・アレーがオン・ラインであ
る間リアル・タイムで実施することができ、信号注入構
造物のアレーに含める所要の費用にもかかわらず、アレ
ーの再校正を動的に達成することができる。

【００８６】アレーがオン・ラインである間に移相校正
係数を動的に更新する１つの別法として、本発明の校正
方法は、アレーによって検出されかつ入力校正信号Ｓを
得るのに使用される既知振幅の放射信号を導くことによ
り、アレーがオフ・ラインである間に実施することがで
きる。この放射信号による別法は、第１項に記載された
アレー・モデル法で本発明の自動信号処理法を依然とし
て利用している。例えばもし放射信号Ｆ（Ｊ）の位相分
布の形が多項式であるならば、係数の最小二乗見積りも
簡明である。もしＦ（Ｊ）がＪにおいて直線、すなわち

【数３７】 であるならば、ａ_０およびａ_１に関する最小二乗見積り
は、（１組の見積りθ′ｊ，ｊ＝ｌ，Ｎを作る全部でＮ
個の素子を用いて）、下記の通りである

【数３８】 ただしすべての和は１からＮまでであり、かつ

【数３９】 もしＦ（Ｊ）が２次方程式、すなわち

【数４０】 であるならば、

【数４１】 ｉについてのいろいろな和は周知の通りであり、すなわ
ち

【数４２】

【００８７】より高位の多項式への延長はルーチンであ
る。素子の不規則な間隔どりまたは２次元アレー（もし
くはその両方の組合せ）への延長は面倒であるが、達成
することは可能である。

【００８８】７．結論。 本発明のフェーズド・アレー
校正方法は、一般化した位相状態制御関数を用いて校正
係数を算出する自動信号処理法を用いている。

【００８９】本校正方法は、入力（注入または放射）校
正信号に応じてアンテナ・システムから得られる同位相
Ｉおよび直角位相Ｑ信号を使用する。アレーの各移相素
子について、本校正方法は選択された素子以外の素子に
帰し得るアパーチャ・レスポンスの残留成分を見積り、
次にこれらの残留成分を用いて選択された素子の位相レ
スポンスを測定する。校正係数はなるべく最小二乗処理
を用いて、位相状態制御関数を使用する位相レスポンス
測定値から算出される。位相レスポンス測定値（および
それによって、校正係数）の分解能を改良するために、
直交化および回転法を用いて、ＩＱ回路網の選択された
チャネルにおける位相レスポンス・ベクトルを集中させ
る。

【００９０】本発明は特定の実施例について説明された
が、この説明を制限の意味に解釈してはならない。開示
された実施例のいろいろな変更は本発明の別な実施例と
共に、説明に関して、当業者にとって明らかになると思
う。したがって、特許請求の範囲は本発明の真の範囲に
入るような変形をカバーすることが予測される。

【００９１】以上の説明に関してさらに以下の項を開示
する。 （１） おのおの所定数の校正係数を有するＮ個の移相
素子と、位相状態制御 るフェーズド・アレー・アンテナを校正する方法であっ
て、アバーチャ・レスポンスを生じさせる校正信号をア
ンテナに入力する段階と、選択された移相素子に関し、
他の素子に帰すると思われる残留アパーチャ・レスポン
スを見積る段階と、前記残留アパーチャ・レスポンスを
用いて選択された素子の位相レスポンスを測定する段階
と、位相状態制御関数を用いて前記位相レスポンス測定
値から選択された素子の校正係数を算出する段階とを含
むことを特徴とする校正方法。

【００９２】（２） アパーチャ・レスポンスは同位相
Ｉおよび直角位相Ｑを含むことを特徴とする第１項記載
の校正方法。

【００９３】（３） 残留アパーチャ・レスポンスを見
積る段階は、選択された素子の位相状態セッテイングの
組Ｘを選択する段階と、各位相状態セッテイングについ
て、入力校正信号に対するＩおよびＱアパーチャ・レス
ポンスを測定する段階と、式 スからＲ_ＩおよびＲ_Ｑ残留アパーチャ・レスポンス成分
を算出する段階とを含むことを特徴とする前記計算方
法。

【００９４】（４） 前記Ｒ_ＩＲ_Ｑ残留成分の大きさが
入力校正信号の大きさと同じ程度またはそれより小とな
るように、非選択素子の位相状態セッテイングを選択す
る段階をさらに含むことを特徴とする第３項記載の校正
方法。

【００９５】（５） ３つの位相セッテイングが選択さ
れることを特徴とする第４項記載の校正方法。

【００９６】（６） 選択された素子の信号出力振幅Ｓ
を見る段階をさらに含み、かつ選択された素子の位相レ
スポンスを測定する段階は選択された素子の位相状態セ
ッティングの組Ｙを選択する段階と、各位相状態セッテ
ィングについて、入力校正信号のＩおよびＱアパーチャ
・レスポンスを測定する段階と、前記Ｒ_ＩＲ_Ｑ残留成分
および信号振幅Ｓを用いかつ逆関数

【数４３】 の内の少なくとも１つを用いてＩＱアパーチャ・レスポ
ンスから位相レスポンスを測定する段階とをさらに含む
ことを特徴とする第２項記載の校正方法。

【００９７】（７） ２つのベクトルが事実上直交する
ように残留ベクトルＲ_Ｉ／Ｒ_Ｑと位相レスポンス・ベク
トルとを直交させる段階をさらに含むことを特徴とする
第６項記載の校正方法。

【００９８】（８） 直交化の段階は、選択された位相
増分が位相レスポンス・ベクトルに事実上直交するよう
に残留ベクトルＲ_Ｉ／Ｒ_Ｑを回転させるために選択され
た位相増分がＲ_Ｉ／Ｒ_Ｑに加算されるように非選択素子
用の位相状態セッティングを選択することによって達成
されることを特徴とする第７項記載の校正方法。

【００９９】（９） ベクトル出力がそれぞれのＩおよ
びＱチャネルに主として現れるように、残留ベクトルＲ
_Ｉ／Ｒ_Ｏおよび位相レスポンス・ベクトルを回転させる
段階をさらに含むことを特徴とする第７項記載の校正方
法。

【０１００】（１０） 校正係数を算出する段階は基準
移相増分に対応する基準校正係数を見積る段階と、位相
状態制御関数を用いて前記位相レスポンス測定値および
基準校正係数から校正係数を算出する段位とを含むこと
を特徴とする第１項記載の校正方法。

【０１０１】（１１） 位相レスポンス測定値の数は校
正係数の数より大きく、かつ校正係数を算出する段階は
最小二乗処理によって行われることを特徴とする第１０
項記載の校正方法。

【０１０２】（１２） おのおの所定数の校正係数を持
つＮ個の移相素子をもつフェーズド・アレー・アンテナ
を校正する方法であり、位相状態制御関数

【数４４】 によって特徴づけられた位相レスポンスは、ＩおよびＱ
アパーチャ・レスポンスを生じさせる校正信号をアンテ
ナに入力する段階と、選択された素子について制御語の
組Ｘを選択する段階と、各制御語Ｘについて、入力校正
信号に対する合成ＩおよびＱアパーチャ・レスポンスを
測定する段階と、非選択素子に帰し得るアパーチャ・レ
スポンスのＲ_ＩＲ_Ｑ残留成分を見積りかつ

【数４５】 を用いてＩＱアパーチャ・レスポンスから選択された素
子の信号出力振幅を見積る段階と、選択された素子につ
いて、制御語の組Ｙを選択する段階と、各制御語Ｙにつ
いて、入力校正信号に対する合成ＩおよびＱアパーチャ
・レスポンスを測定する段階と、Ｒ_ＩＲ_Ｑ残留成分およ
びＳ信号振幅を用いかつ逆関数

【数４６】 の内の少なくとも１つを用いて、ＩＱアパーチャ・レス
ポンスから位相レスポンスΦ_Ｊを測定する段階と、位相
状態制御関数を用いて前記位相レスポンス測定値から選
択された素子の校正係数を算出する段階とを含むことを
特徴とする校正方法。

【０１０３】（１３） 残留ベクトルＲ_Ｉ／Ｒ_Ｑおよび
位相レスポンス・ベクトルを直交させて２つのベクトル
が事実上直交させる段階をさらに含むことを特徴とする
第１２項記載の校正方法。

【０１０４】（１４） 直交化の段階は、選択された位
相増分が残留ベクトルＲ_Ｉ／Ｒ_Ｑに加えられてそれを位
相レスポンス・ベクトルに事実上直交するように回転さ
せるように非選択素子用の制御語を選択することによっ
て達成されることを特徴とする第１３項記載の校正方
法。

【０１０５】（１５） ベクトル出力がそれぞれのＩお
よびＱチャネルに主として現れるように、残留ベクトル
Ｒ_Ｉ／Ｒ_Ｑおよび位相レスポンス・ベクトルを回転させ
る段階をさらに含むことを特徴とする第１３項記載の校
正方法。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１ａ図は本発明による一般フェーズド・アレ
ー校正方法の図。

【図２】第１ｂ図は本発明による一般フェーズド・アレ
ー校正方法の図。

【図３】第１ｃ図は本発明による一般フェーズド・アレ
ー校正方法の図。

【図４】第２ａ図および第２ｂ図はそれぞれ模範的なフ
ェーズド・アレーおよび当該アレーの模範的な４ビット
移相素子を示す図。

【図５】第３図は残留成分Ｒ_ＩおよびＲ_Ｑを見積る手順
図。

【図６】第４図は校正係数の算出に用いられる素子Ｊの
位相レスポンス測定手順図。

【図７】第５図は最小二乗処理を用いて校正係数を算出
する手順図。 ─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成４年３月２４日

【手続補正１】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】全図

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１ａ】

【図１ｂ】

【図３】

【図１ｃ】

【図２ｂ】

【図２ａ】

【図４】

【図５】

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】図面の簡単な説明

【補正方法】変更

【補正内容】

【図面の簡単な説明】

【図１ａ】本発明による一般フェーズド・アレー校正方
法の図。

【図１ｂ】本発明による一般フェーズド・アレー校正方
法の図。

【図１ｃ】本発明による一般フェーズド・アレー校正方
法の図。

【図２ａ】摸範的なフェーズド・アレーを示す図。

【図２ｂ】図２ａのアレーの模範的な４ビット移相素子
を示す図。

【図３】残留成分Ｒ_１およびＲ_Ｑを見積る手順図。

【図４】校正係数の算出に用いられる素子Ｊの位相レス
ポンス測定手順図。

【図５】最小二乗処理を用いて校正係数を算出する手順
図。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 おのおの所定数の校正係数を有するＮ個
   の移相素子と、位相状態制御関数、 Φ_Ｊ＝ｆ（φ
   _{ｉ＝１Ｍ’}Ｃ）_， により特徴づけられる位相レスポン
   スとを備えるフェーズド・アレー・アンテナを校正する
   方法であって、アパーチャレスポンスを生じさせる校正
   信号をアンテナに入力する段階と、選択された移相素子
   に関し、他の素子に帰すると思われる残留アパーチャ・
   レスポンスを見積る段階と、前記残留アパーチャ・レス
   ポンスを用いて選択された素子の位相レスポンスを測定
   する段階と、位相状態制御関数を用いて前記位相レスポ
   ンス測定値から選択された素子の校正係数を算出する段
   階とを含むことを特徴とする校正方法。