JPH06133559A - 電圧型ｐｗｍインバータ - Google Patents
電圧型ｐｗｍインバータInfo
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- JPH06133559A JPH06133559A JP4278748A JP27874892A JPH06133559A JP H06133559 A JPH06133559 A JP H06133559A JP 4278748 A JP4278748 A JP 4278748A JP 27874892 A JP27874892 A JP 27874892A JP H06133559 A JPH06133559 A JP H06133559A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 直流電源電圧Ｅｄの変動があってもｔｄ誤差
補償を精度よく行い、制御性のよいインバータを提供す
ることを目的とする。 【構成】 半導体スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２を少
なくとも２個直列接続した回路を直流電圧源に対し並列
接続し、かつ前記半導体スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ
２に夫々フリーホイーリングダイオードをＤ１，Ｄ２設
け、前記直列回路の中間点Ｘから交流出力電圧を得るよ
うにした電圧型ＰＷＭインバータにおいて、前記直流電
圧源に対し並列接続された２つの抵抗Ｒ１，Ｒ２により
直流電圧を分圧した点Ｙとインバータ出力端Ｚとの間に
接続されたホトカプラによりインバータの出力電圧の状
態を検出し、前記インバータの出力電圧指令と前記出力
電圧を比較して得られるデッドタイム誤差を補償して前
記半導体スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２をオンオフ制
御するようにした。
補償を精度よく行い、制御性のよいインバータを提供す
ることを目的とする。 【構成】 半導体スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２を少
なくとも２個直列接続した回路を直流電圧源に対し並列
接続し、かつ前記半導体スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ
２に夫々フリーホイーリングダイオードをＤ１，Ｄ２設
け、前記直列回路の中間点Ｘから交流出力電圧を得るよ
うにした電圧型ＰＷＭインバータにおいて、前記直流電
圧源に対し並列接続された２つの抵抗Ｒ１，Ｒ２により
直流電圧を分圧した点Ｙとインバータ出力端Ｚとの間に
接続されたホトカプラによりインバータの出力電圧の状
態を検出し、前記インバータの出力電圧指令と前記出力
電圧を比較して得られるデッドタイム誤差を補償して前
記半導体スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２をオンオフ制
御するようにした。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電気自動車等に使用さ
れる電圧型ＰＷＭインバータに関するものである。
れる電圧型ＰＷＭインバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、電気自動車の性能に対する要求が
高まり、小型高出力の交流モータ／ＰＷＭインバータが
使われるようになった。
高まり、小型高出力の交流モータ／ＰＷＭインバータが
使われるようになった。
【０００３】この電圧型ＰＷＭインバータには各相で直
列に接続された２つのトランジスタが、ドライブ信号か
らの動作の遅れにより同時にオンとなる状態が発生し、
これにより直流電源短絡を引き起こしトランジスタ破壊
という問題が知られている。このため、２つのトランジ
スタのオン，オフ信号は両方ともオフ信号の期間、すな
わちデッドタイム（以下、ｔｄ）を設けられている。
列に接続された２つのトランジスタが、ドライブ信号か
らの動作の遅れにより同時にオンとなる状態が発生し、
これにより直流電源短絡を引き起こしトランジスタ破壊
という問題が知られている。このため、２つのトランジ
スタのオン，オフ信号は両方ともオフ信号の期間、すな
わちデッドタイム（以下、ｔｄ）を設けられている。
【０００４】この電圧型ＰＷＭインバータによる交流モ
ータ駆動において、上下アーム短絡防止のために設ける
上記ｔｄに起因する出力電圧誤差により、モータの制御
性能が著しく悪化する。
ータ駆動において、上下アーム短絡防止のために設ける
上記ｔｄに起因する出力電圧誤差により、モータの制御
性能が著しく悪化する。
【０００５】そこで、従来より「ＡＣサーボシステムの
理論と設計の実際」（総合電子出版社、１９９０年５月
８日第１版）に開示されているようなｔｄ誤差補償回路
が考えられている。以下、このｔｄ誤差補償回路を図１
に基づいて説明する。図１は従来ＰＷＭインバータに用
いられてきたｔｄ誤差補償回路のＵ相分の構成を示すも
のである。３相インバータではＵ，Ｖ，Ｗの３相分必要
となる。
理論と設計の実際」（総合電子出版社、１９９０年５月
８日第１版）に開示されているようなｔｄ誤差補償回路
が考えられている。以下、このｔｄ誤差補償回路を図１
に基づいて説明する。図１は従来ＰＷＭインバータに用
いられてきたｔｄ誤差補償回路のＵ相分の構成を示すも
のである。３相インバータではＵ，Ｖ，Ｗの３相分必要
となる。
【０００６】図中Ｅｄは直流電源を、ＩＮＶはＰＷＭイ
ンバータ主回路を示す。ＩＮＶは半導体スイッチング素
子Ｔｒ１，Ｔｒ２及びフリーホイーリングダイオードＤ
１，Ｄ２からなる。Ｔｄ誤差補償回路は抵抗Ｒ１〜Ｒ
２、ホトカプラ、ヒステレシスコンパレータ、及び抵抗
Ｒ３〜Ｒ５とコンデンサＣ、オペアンプＯＰからなる積
分器より構成される。
ンバータ主回路を示す。ＩＮＶは半導体スイッチング素
子Ｔｒ１，Ｔｒ２及びフリーホイーリングダイオードＤ
１，Ｄ２からなる。Ｔｄ誤差補償回路は抵抗Ｒ１〜Ｒ
２、ホトカプラ、ヒステレシスコンパレータ、及び抵抗
Ｒ３〜Ｒ５とコンデンサＣ、オペアンプＯＰからなる積
分器より構成される。
【０００７】ホトカプラの入力は抵抗Ｒ１を介してイン
バータの出力端及びＴｒ２のエミッタに接続される。し
たがって、ホトカプラの出力はインバータ出力電圧がＥ
ｄのときハイレベル、０のときローレベルになる。また
電圧指令ＶＵ*と三角波を比較して得られるＰＷＭ変調
波をインバータの出力電圧指令とする。この出力電圧指
令とホトカプラによって検出したインバータ出力電圧を
積分器に入力する。両者に差のある時は積分器が充放電
され、両者が一致するように出力電圧指令を制御する。
バータの出力端及びＴｒ２のエミッタに接続される。し
たがって、ホトカプラの出力はインバータ出力電圧がＥ
ｄのときハイレベル、０のときローレベルになる。また
電圧指令ＶＵ*と三角波を比較して得られるＰＷＭ変調
波をインバータの出力電圧指令とする。この出力電圧指
令とホトカプラによって検出したインバータ出力電圧を
積分器に入力する。両者に差のある時は積分器が充放電
され、両者が一致するように出力電圧指令を制御する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】特に電池を電源とする
電気自動車では、出力電流の大小により電源電圧が大き
く変動すること、また出力電圧誤差の大きい低速回転域
を多用することからより精度の高いｔｄ誤差補償回路が
必要となる。
電気自動車では、出力電流の大小により電源電圧が大き
く変動すること、また出力電圧誤差の大きい低速回転域
を多用することからより精度の高いｔｄ誤差補償回路が
必要となる。
【０００９】しかしながら、上記Ｔｄ誤差補償回路は、
ホトカプラ検出回路がインバータ出力電圧がＥｄのとき
ハイレベルに、０のときローレベルとするために、ホト
カプラの入力をインバータ出力端とＴｒ２エミッタの間
に接続している。この場合、ホトカプラの検出電圧変換
点（ハイレベルからローレベル、またはその逆へ変化す
る点）は、抵抗Ｒ１の値と直流電源電圧Ｅｄにより決定
される。理想的にはインバータ出力が丁度Ｅｄ／２とな
るところでホトカプラ検出電圧が変化するのが望まし
い。しかし実際には抵抗Ｒ１の値を固定しても、インバ
ータにかかる負荷によって直流電源電圧Ｅｄが大きく変
動するためホトカプラ検出電圧変換点がインバータ出力
０〜Ｅｄの間で変動する。その結果、ｔｄ誤差補償量が
インバータ出力電圧の正負で非対称となり、満足な補償
ができなくなる欠点があった。
ホトカプラ検出回路がインバータ出力電圧がＥｄのとき
ハイレベルに、０のときローレベルとするために、ホト
カプラの入力をインバータ出力端とＴｒ２エミッタの間
に接続している。この場合、ホトカプラの検出電圧変換
点（ハイレベルからローレベル、またはその逆へ変化す
る点）は、抵抗Ｒ１の値と直流電源電圧Ｅｄにより決定
される。理想的にはインバータ出力が丁度Ｅｄ／２とな
るところでホトカプラ検出電圧が変化するのが望まし
い。しかし実際には抵抗Ｒ１の値を固定しても、インバ
ータにかかる負荷によって直流電源電圧Ｅｄが大きく変
動するためホトカプラ検出電圧変換点がインバータ出力
０〜Ｅｄの間で変動する。その結果、ｔｄ誤差補償量が
インバータ出力電圧の正負で非対称となり、満足な補償
ができなくなる欠点があった。
【００１０】本発明は、上記問題点を鑑みてなされたも
ので、直流電源電圧Ｅｄの変動があってもｔｄ誤差補償
を精度よく行い、制御性のよいインバータを提供するこ
とを目的とする。
ので、直流電源電圧Ｅｄの変動があってもｔｄ誤差補償
を精度よく行い、制御性のよいインバータを提供するこ
とを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明では、半導体スイ
ッチング素子を少なくとも２個直列接続した回路を直流
電圧源に対し並列接続し、かつ前記半導体スイッチング
素子に夫々フリーホイーリングダイオードを設け、前記
直列回路の中間点から交流出力電圧を得るようにした電
圧型ＰＷＭインバータにおいて、前記直流電圧源に対し
並列接続された２つの抵抗により直流電圧を分圧した点
とインバータ出力端との間に接続されたホトカプラによ
りインバータの出力電圧の状態を検出し、前記インバー
タの出力電圧指令と前記出力電圧を比較して得られるデ
ッドタイム誤差を補償して前記半導体スイッチング素子
をオンオフ制御するようにした。
ッチング素子を少なくとも２個直列接続した回路を直流
電圧源に対し並列接続し、かつ前記半導体スイッチング
素子に夫々フリーホイーリングダイオードを設け、前記
直列回路の中間点から交流出力電圧を得るようにした電
圧型ＰＷＭインバータにおいて、前記直流電圧源に対し
並列接続された２つの抵抗により直流電圧を分圧した点
とインバータ出力端との間に接続されたホトカプラによ
りインバータの出力電圧の状態を検出し、前記インバー
タの出力電圧指令と前記出力電圧を比較して得られるデ
ッドタイム誤差を補償して前記半導体スイッチング素子
をオンオフ制御するようにした。
【００１２】
【発明の作用】上記のような構成により、抵抗を最適値
に調整することにより、直流電源電圧が変化してもホト
カプラの出力変換点はインバータ出力電圧０と一致し、
ｔｄ誤差補償量はインバータ出力の正負で差がなく良好
な補償が得られる。
に調整することにより、直流電源電圧が変化してもホト
カプラの出力変換点はインバータ出力電圧０と一致し、
ｔｄ誤差補償量はインバータ出力の正負で差がなく良好
な補償が得られる。
【００１３】
【実施例】図４は本発明のｔｄ誤差補償回路をもつ電圧
型３相ＰＷＭインバータの実施例を示す構成図である。
点線で囲まれた領域がｔｄ誤差補償回路に相当し、この
部分の詳細な構成を図２に、またｔｄ誤差補償回路のタ
イムチャートを図３に示す。以下、図４に基づいて、全
体の流れを説明する。
型３相ＰＷＭインバータの実施例を示す構成図である。
点線で囲まれた領域がｔｄ誤差補償回路に相当し、この
部分の詳細な構成を図２に、またｔｄ誤差補償回路のタ
イムチャートを図３に示す。以下、図４に基づいて、全
体の流れを説明する。
【００１４】制御演算回路１０により出力電圧指令値Ｖ
＊を計算する。この指令をＰＷＭ変調器１１でＰＷＭ変
調し、ｔｄ誤差補償回路１２に入力する。ｔｄ誤差補償
回路１２はこのＰＷＭ入力とホトカプラ検出電圧を比較
することでｔｄ誤差補償を行い、その結果をＰＷＭ補償
出力としてｔｄ付加回路１３に出力する。このｔｄ付加
回路１３でＰＷＭ補償出力にｔｄを付加してインバータ
主回路を構成する半導体スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ
６を駆動する。
＊を計算する。この指令をＰＷＭ変調器１１でＰＷＭ変
調し、ｔｄ誤差補償回路１２に入力する。ｔｄ誤差補償
回路１２はこのＰＷＭ入力とホトカプラ検出電圧を比較
することでｔｄ誤差補償を行い、その結果をＰＷＭ補償
出力としてｔｄ付加回路１３に出力する。このｔｄ付加
回路１３でＰＷＭ補償出力にｔｄを付加してインバータ
主回路を構成する半導体スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ
６を駆動する。
【００１５】ここで、本実施例のｔｄ誤差補償回路１２
では、インバータ出力電圧が、その振幅の中間値よりも
高いか低いかでホトカプラ検出電圧を変換している。そ
こで、図２に示すように、直流電源電圧Ｅｄの中間に０
点を設け、インバータの出力電圧振幅の中間値を０とす
る。したがって、ここではインバータ出力電圧が０から
Ｅｄ／２のときホトカプラ検出電圧はローレベルとし、
−Ｅｄ／２から０まではハイレベルとなる。
では、インバータ出力電圧が、その振幅の中間値よりも
高いか低いかでホトカプラ検出電圧を変換している。そ
こで、図２に示すように、直流電源電圧Ｅｄの中間に０
点を設け、インバータの出力電圧振幅の中間値を０とす
る。したがって、ここではインバータ出力電圧が０から
Ｅｄ／２のときホトカプラ検出電圧はローレベルとし、
−Ｅｄ／２から０まではハイレベルとなる。
【００１６】また、直流電源電圧を抵抗Ｒ１とＲ２によ
って分圧された点Ｙを電圧基準点とし、この点Ｙとイン
バータ出力端Ｚの間に抵抗Ｒ３を介してインバータ出力
電圧を検出するホトカプラ入力を接続する。ホトカプラ
の動作が理想的ならば、電圧基準点を０とすることでイ
ンバータ出力電圧が中心値０より高いか低いかでホトカ
プラ検出電圧が変換する。この構成により、直流電源電
圧Ｅｄが変化しても電圧基準点は０なのでホトカプラの
出力変換点はインバータ出力電圧０と一致し、ｔｄ誤差
補償量はインバータ出力の正負で差がなく良好な補償が
得られる。ただし実際のホトカプラは１ｍＡのバイアス
電流が必要であり、インバータ出力電圧０とホトカプラ
検出電圧変換点を一致させるには、抵抗Ｒ１，Ｒ２及び
Ｒ３を調整し電圧基準点を０より若干下げる必要があ
る。そのため直流電源電圧Ｅｄの変動によって、電圧基
準点が若干変動するが、その変動量はわずかなので問題
にはならない。次にｔｄ誤差補償回路１２の動作を図２
及び図３に基づいて説明する。
って分圧された点Ｙを電圧基準点とし、この点Ｙとイン
バータ出力端Ｚの間に抵抗Ｒ３を介してインバータ出力
電圧を検出するホトカプラ入力を接続する。ホトカプラ
の動作が理想的ならば、電圧基準点を０とすることでイ
ンバータ出力電圧が中心値０より高いか低いかでホトカ
プラ検出電圧が変換する。この構成により、直流電源電
圧Ｅｄが変化しても電圧基準点は０なのでホトカプラの
出力変換点はインバータ出力電圧０と一致し、ｔｄ誤差
補償量はインバータ出力の正負で差がなく良好な補償が
得られる。ただし実際のホトカプラは１ｍＡのバイアス
電流が必要であり、インバータ出力電圧０とホトカプラ
検出電圧変換点を一致させるには、抵抗Ｒ１，Ｒ２及び
Ｒ３を調整し電圧基準点を０より若干下げる必要があ
る。そのため直流電源電圧Ｅｄの変動によって、電圧基
準点が若干変動するが、その変動量はわずかなので問題
にはならない。次にｔｄ誤差補償回路１２の動作を図２
及び図３に基づいて説明する。
【００１７】ＰＷＭの周期は非常に短いので、インバー
タの出力電流の方向は１周期間中変化しないものとす
る。モータに流れる方向を正の電流、逆方向を負の電流
とする。（図２，３におけるＡで示す。）正の電流では
ＰＷＭのパルス幅は所望のパルス幅に対してｔｄだけ短
くなり、インバータ出力電圧は減少する。逆に負の電流
ではパルス幅はｔｄだけ長くなり、出力電圧が増加す
る。
タの出力電流の方向は１周期間中変化しないものとす
る。モータに流れる方向を正の電流、逆方向を負の電流
とする。（図２，３におけるＡで示す。）正の電流では
ＰＷＭのパルス幅は所望のパルス幅に対してｔｄだけ短
くなり、インバータ出力電圧は減少する。逆に負の電流
ではパルス幅はｔｄだけ長くなり、出力電圧が増加す
る。
【００１８】この誤差を補償するために、次の動作が行
われる。図２において、ＰＷＭ入力とホトカプラ検出電
圧のＡＮＤ信号を正の誤差パルス（図２，３におけるＢ
で示す）、ＮＯＲ信号を負の誤差パルス（図２，３にお
けるＢ´で示す）とする。正の誤差パルスはＰＷＭ入力
の立上がりに対し、インバータ出力の立上がりがｔｄ期
間おくれていることを示し、負の誤差パルスはＰＷＭ入
力の立下がりに対し、インバータ出力の立下がりがｔｄ
期間おくれていることを示す。
われる。図２において、ＰＷＭ入力とホトカプラ検出電
圧のＡＮＤ信号を正の誤差パルス（図２，３におけるＢ
で示す）、ＮＯＲ信号を負の誤差パルス（図２，３にお
けるＢ´で示す）とする。正の誤差パルスはＰＷＭ入力
の立上がりに対し、インバータ出力の立上がりがｔｄ期
間おくれていることを示し、負の誤差パルスはＰＷＭ入
力の立下がりに対し、インバータ出力の立下がりがｔｄ
期間おくれていることを示す。
【００１９】正の電流の場合にはＰＷＭ入力の立ち上が
りからｔｄ期間だけ、すなわち正の誤差パルス発生期
間、カウンタをカウントアップし誤差時間ｔｄを記憶す
る。そしてＰＷＭ入力の立下り点からｔｄ期間、すなわ
ち負の誤差パルス発生期間、カウンタをカウントダウン
し、ＰＷＭ補償出力を得る。負の電流では、正の電流の
逆の動作をさせる。
りからｔｄ期間だけ、すなわち正の誤差パルス発生期
間、カウンタをカウントアップし誤差時間ｔｄを記憶す
る。そしてＰＷＭ入力の立下り点からｔｄ期間、すなわ
ち負の誤差パルス発生期間、カウンタをカウントダウン
し、ＰＷＭ補償出力を得る。負の電流では、正の電流の
逆の動作をさせる。
【００２０】この時ホトカプラ検出電圧とインバータ出
力電圧にずれがあると補償特性が悪化するが、本実施例
ではずれはほとんどなく良好な補償特性を得ることがで
きる。 図５及び図６は本実施例によってｔｄ誤差補償
を行ったＰＷＭインバータの出力波形である。
力電圧にずれがあると補償特性が悪化するが、本実施例
ではずれはほとんどなく良好な補償特性を得ることがで
きる。 図５及び図６は本実施例によってｔｄ誤差補償
を行ったＰＷＭインバータの出力波形である。
【００２１】図５は低速での実験波形であり、従来の補
償ではＶａが非対称に歪み、その結果Ｉａの波形も乱れ
る。それに対し本実施例では、Ｖａ，Ｉａ共に良好な波
形となっている。
償ではＶａが非対称に歪み、その結果Ｉａの波形も乱れ
る。それに対し本実施例では、Ｖａ，Ｉａ共に良好な波
形となっている。
【００２２】図６は高速での実験波形であり、従来の補
償ではＶａが台形状に歪んでいるが、本実施例では、Ｖ
ａ，Ｉａ共に波形の歪みは認められず、良好な補償が得
られている。
償ではＶａが台形状に歪んでいるが、本実施例では、Ｖ
ａ，Ｉａ共に波形の歪みは認められず、良好な補償が得
られている。
【００２３】
【発明の効果】上記のような構成により、抵抗を最適値
に調整することにより、直流電源電圧が変化しても電圧
基準点は０なのでホトカプラの出力変換点はインバータ
出力電圧０と一致し、ｔｄ誤差補償量はインバータ出力
の正負で差がなく良好な補償が得られ、インバータの制
御性能を向上することができる。
に調整することにより、直流電源電圧が変化しても電圧
基準点は０なのでホトカプラの出力変換点はインバータ
出力電圧０と一致し、ｔｄ誤差補償量はインバータ出力
の正負で差がなく良好な補償が得られ、インバータの制
御性能を向上することができる。
【図１】従来より考えられているｔｄ誤差補償回路の構
成図である。
成図である。
【図２】本発明に関わるｔｄ誤差補償回路の構成図であ
る。
る。
【図３】本発明に関わるｔｄ誤差補償回路の動作を説明
するタイムチャート図である。
するタイムチャート図である。
【図４】本発明に関わる電圧型ＰＷＭインバータの全体
の流れを説明する構成図である。
の流れを説明する構成図である。
【図５】低速での従来の実験波形と本発明の実験波形と
を比較した図である。
を比較した図である。
【図６】高速での従来の実験波形と本発明の実験波形と
を比較した図である。
を比較した図である。
Ｔｒ１〜Ｔｒ６ 半導体スイッチング素子 Ｄ１〜Ｄ６ フリーホイーリングダイオード Ｒ１〜Ｒ３ 抵抗 １０ 制御演算回路 １１ ＰＷＭ変調器 １２ ｔｄ誤差補償回路 １３ ｔｄ付加回路
Claims (1)
- 【請求項１】半導体スイッチング素子を少なくとも２個
直列接続した回路を直流電圧源に対し並列接続し、かつ
前記半導体スイッチング素子に夫々フリーホイーリング
ダイオードを設け、前記直列回路の中間点から交流出力
電圧を得るようにした電圧型ＰＷＭインバータにおい
て、前記直流電圧源に対し並列接続された２つの抵抗に
より直流電圧を分圧した点とインバータ出力端との間に
接続されたホトカプラによりインバータの出力電圧の状
態を検出する手段と、前記インバータの出力電圧指令と
前記出力電圧を比較して得られるデッドタイム誤差を補
償して前記半導体スイッチング素子をオンオフ制御する
手段とを有することを特徴とする電圧型ＰＷＭインバー
タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27874892A JP3424245B2 (ja) | 1992-10-16 | 1992-10-16 | 電圧型ｐｗｍインバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27874892A JP3424245B2 (ja) | 1992-10-16 | 1992-10-16 | 電圧型ｐｗｍインバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06133559A true JPH06133559A (ja) | 1994-05-13 |
| JP3424245B2 JP3424245B2 (ja) | 2003-07-07 |
Family
ID=17601655
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27874892A Expired - Fee Related JP3424245B2 (ja) | 1992-10-16 | 1992-10-16 | 電圧型ｐｗｍインバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3424245B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20180019697A1 (en) * | 2015-02-06 | 2018-01-18 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Motor Control Device |
| CN113906664A (zh) * | 2020-03-31 | 2022-01-07 | 东芝三菱电机产业系统株式会社 | 电力转换装置 |
-
1992
- 1992-10-16 JP JP27874892A patent/JP3424245B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20180019697A1 (en) * | 2015-02-06 | 2018-01-18 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Motor Control Device |
| US10027270B2 (en) * | 2015-02-06 | 2018-07-17 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Motor control device |
| CN113906664A (zh) * | 2020-03-31 | 2022-01-07 | 东芝三菱电机产业系统株式会社 | 电力转换装置 |
| CN113906664B (zh) * | 2020-03-31 | 2023-09-01 | 东芝三菱电机产业系统株式会社 | 电力转换装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3424245B2 (ja) | 2003-07-07 |
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