JPH0570466B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は超音波を用いて被検体の断層像を得
る超音波診断装置に係り、とくに受信回路をデイ
ジタル化することによつて画質の大幅な向上を図
つた超音波診断装置に関するものである。

（従来の技術） 超音波パルスを被検体例えば生体内に放射し、
各組織からの反射波により生体情報を得る超音波
診断法はＸ線のような照射障害がなく、しかも造
影剤なしで軟部組織の診断ができる利点をもつて
いる。今日最も広く用いられている超音波診断装
置の探触子では配列形（アレイ形）圧電振動子が
使われており、これ等の超音波振動素子の各々を
駆動し超音波を発生させるための駆動信号あるい
は生体内からの反射波が前記振動素子によつて受
信される受信信号に所定の遅延時間を与えること
によつて超音波ビームを所定の距離（位置）に集
束させて方位分解能を高め、解像度の優れた断層
像を得ている。

ここで第５図を参照して、従来のセクタ電子走
査形超音波診断装置を説明する。生体２０内に放
射される超音波パルスの間隔を決定するパルス発
生器２Ａから出力された繰返しパルスは送信用遅
延回路２Ｂ−１〜２Ｂ−ｎにおいて、送信超音波
の放射方向と収束点から決定される所定の遅延時
間が与えられたのち振動子駆動回路（パルサ）２
Ｃ−１〜２Ｃ−ｎに送られ駆動パルスが形成され
る。この駆動パルスによつてＮ本のアレイ形超音
波振動子１−１〜１−ｎは駆動され、超音波が生
体内に放射される。一方、生体２０内から反射さ
れた超音波ビームは前記アレイ形超音波振動子１
−１〜１−ｎによつて受信され、プリアンプ３Ａ
−１〜３Ａ−ｎを介した後、受信用遅延回路３Ｂ
−１〜３Ｂ−ｎに送られる。ここで、前記送信用
遅延回路２において与えられた遅延時間とほぼ同
一の遅延時間が与えられてから、加算器３Ｃにお
いて他の振動子からの受信信号と加算される。

この加算器３Ｃの出力信号は一方は断層像表示
用処理回路８へ、またもう一方は血流情報算出用
処理回路９へ送られて所定の信号処理が施され
る。まず、断層像用処理回路８では対数増幅器４
Ａにおいて信号振幅が対数変換されたのち、包絡
線検波回路４Ｂにて受信信号の包絡線が検出さ
れ、Ａ／Ｄ変換器４ＣによるＡ／Ｄ変換後画像メ
モリ６Ａにストアされる。つぎに血流情報算出用
処理回路９について述べる。加算器３Ｃの出力は
位相検波回路５Aaおよび５Abで超音波信号の周
波数とほぼ同じ周波数をもつた基準信号との間で
直交位相検波され、低域フイルタ５Daおよび５
Dbを経て後、Ａ／Ｄ変換器５Eaおよび５Ebによ
つてＡ／Ｄ変換され、その後MTIフイルタ５Fa
および５Fbによつて、ドツプラ周波数偏位の極
めて少ない心臓や血管からの信号（クラツタ信
号）が除去され、血球からの微小な信号のみが分
離検出される。この信号は演算回路５Ｇにおいて
例えば周波数分析されたのち、そのスペクトルの
中心あるいは広がり（分散）が算出され、その値
は画像メモリ６Ａ内の血流信号メモリにストアさ
れる。超音波ビームを電子的に走査して得られる
断層像信号と血流信号は画像メモリ６Ａに一旦ス
トアされ、断層像は白黒で、また血流情報（方
向、速度）はカラーでTVモニタ６Ｂ上に表示さ
れる。

送信における超音波ビーム収束は前記振動子を
駆動するパルスのタイミングだけを決定してやれ
ばよく、したがつて比較的簡単なデイジタル回路
によつて実現可能である。これに対して受信では
アナログ遅延回路が必要となる。従来この遅延回
路としてタツプ付きLC遅延線がもちいられてき
た。この遅延回路で要求される最大遅延時間は
5μsec以上となり、さらにタツプによつて量子化
される遅延時間の精度は受信信号周波数の1/10以
下であることが好ましい。このような要求性能に
対して、LC遅延線は、使用する超音波周波数が
高くなるにつれて遅延線におけるタツプ間クロス
トークや遅延線内での電気信号の反射等の影響が
顕著になり、上記の長時間遅延を精度良く得るこ
とが困難となる。すなわち周波数の高い超音波
（例えば10MHz以上）に対してこのようなLC遅延
回路を用いた場合にはビーム収束が不正確とな
り、したがつて良質な画像を得ることができなか
つた。このLC遅延回路に替わつてデイジタル的
な遅延回路方式が考えられる。

受信回路をデイジタル化した従来の超音波診断
装置について第６図を参照して説明する。ただ
し、この例では超音波断層像を表示する場合の回
路構成について説明する。装置の基本構成はアレ
イ形超音波プローブ部１と送信系２、デイジタル
受信系１０、Ｂモード画像処理回路８と映像系６
からなる。ここではデイジタル化に関連した部分
のみにつき説明する。デイジタル受信系１０は、
プリアンプ１０Ａ，１０Ａ−１，〜１０Ａ−ｎ
と、Ａ／Ｄ変換器１０Ｃ，１０Ｃ−１〜１０Ｃ−
ｎと受信遅延回路をなすRAM（またはシフトレ
ジスタ）１０Ｄ，１０Ｄ−１〜１０Ｄ−ｎと、加
算器７Ｅとからなる。

プリアンプ１０Ａは、アレイプローブ１の各振
動子１−１〜１−ｎからのエコー信号を受け、こ
れを後段の適当なレベルまで増幅する。Ａ／Ｄ変
換器１０Ｃはプリアンプ出力をデイジタル信号化
する。受信遅延回路をなすRAM（ランダム ア
クセス メモリ）１０ＤはＡ／Ｄ変換器１０Ｃか
らのチヤンネルごとの出力を一時保持された後、
所定時間遅延して出力される。加算器７Ｅは遅延
制御後の各チヤンネルのエコー信号をデイジタル
加算し、この加算出力はＢモード処理系８に送ら
れる。Ｂモード処理系８は絶対値回路およびロー
パスフイルタからなる包絡線検出回路８Ａと、
ROM等からなる対数変換テーブル８Ｂとからな
る。包絡線検出回路８Ａはエコー加算出力の包絡
線を検出する。対数変換テーブル８Ｂは包絡線検
出回路８Ａの出力信号振幅を対数変換して、映像
系６の画像メモリ６Ａにストアする。以下の処理
回路については、充分に既知となつているのでそ
の説明を省略する。

（発明が解決しようとする課題） 上記したような受信遅延回路のデイジタル化を
実施するにあたり重要となるのは、Ａ／Ｄ変換器
のビツト数をどのくらいにするかである。現時点
ではＡ／Ｄ変換器は８ビツトを越えると、価格、
消費電力、サイズ等が極端に大きくなり、アレイ
形の超音波診断装置への適用は困難となるため、
８ビツトＡ／Ｄによる受信遅延回路の実現が望ま
れる。一方、超音波診断法では生体内からのさま
ざまの振幅（反射強度）を画像化しており、一般
に60〜70DBの振幅範囲（ダイナミツクレンジ）
が表示系において要求されている。これに対して
Ａ／Ｄ変換器の量子化ノイズレベルは±LSB／
２（LSBはＡ／Ｄの量子化レベル）であるから、
８ビツトＡ／Ｄ変換器のダイナミツクレンジは約
48DBとなり、既に述べた必要ダイナミツクレン
ジ（60DB〜70DB）に対して不足している。

この発明は上記課題に鑑みてなされたもので、
その目的とするところは、受信回路のデイシタル
化を低価格、低消費電力、小形の手段によつて実
施でき、その結果画質を大幅に向上できる超音波
診断装置を提供するにある。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） この発明は上記目的を達成するために、超音波
を送受信する配列された複数の超音波振動子と、
これらの振動子を駆動する送信回路と、前記振動
子の１つずつに少くとも２つのデイジタル化受信
回路を並列に接続して成る受信回路群と、前記受
信回路からの出力信号を加算する手段と、この加
算手段による加算結果を基にして断層像および／
または血流情報を表示する手段とで構成したこと
を特徴とするものである。

（作用） 量子化ノイズは一般にランダムノイズとみなす
ことができるため、アレイ形の超音波診断装置に
おいて複数のＡ／Ｄ変換器からの出力信号を合成
する場合には、合成後の信号のダイナミツクレン
ジはさらに広げることが可能となる。例えば振動
子数が128の場合のデイジタル加算器出力信号レ
ベルと入力信号レベルを比較すると生体信号は
128倍（ただしこの場合、整相加算が正確におこ
なわれると仮定する。）になるのに対して前記量
子化ノイズは約11倍にしかならない。したがつ
て、この加算効果によりダイナミツクレンジは約
21DB改善される。すなわち８ビツトＡ／Ｄを使
用した場合には加算器出力のダイナミツクレンジ
は69DB（48DB＋21DB）となり、診断に要求さ
れる超音波画像のダイナミツクレンジをほぼ満足
する。言い換えれば素子数が多いほと低ビツトの
Ａ／Ｄ変換器の使用が可能となる。

上記したように、超音波振動子で受信される
各々の受信信号は並列接続された複数個のＡ／Ｄ
変換器でデイジタル信号に変換され加算合成され
る。このような接続法によつてＡ／Ｄ変換器で発
生する量子化ノイズは受信信号に対して相対的に
低減される。この方式の採用によつて、超音波振
動子の各々に対応して接続されたＡ／Ｄ変換器は
比較的低ビツト構成のものであつても、デイジタ
ル整相加算が行われた信号は十分なダイナミツク
レンジをもつことができる。

（実施例） まず、第１図を参照してこの発明の一実施例の
構成を説明する。尚図中、第６図に示した従来装
置と同一部分には同一符号を付して、それらの詳
細説明は省略する。装置の基本構成はアレイ形超
音波プローブ部１と送信系２、デイジタル受信系
１０、Ｂモード画像処理回路８と映像系６からな
る。以下デイジタル化に関連した部分のみにつき
説明する。デイジタル受信系１０は、プリアンプ
１０Ａ，１０Ａ−１１，１０Ａ−２１〜１０Ａ−
１ｎ，１０Ａ−２ｎと、Ａ／Ｄ変換器１０Ｃ，１
０Ｃ−１１，１０Ｃ−２１〜１０Ｃ−１ｎ，１０
Ｃ−２ｎ）と受信遅延回路をなすRAM（または
シフトレジスタ）１０Ｄ，１０Ｄ−１１，１０Ｄ
−２１〜１０Ｄ−１ｎ，１０Ｄ−２ｎと、加算器
７Ｅとからなる。プリアンプ１０Ａは、アレイプ
ローブ１の各振動子１−１〜１−ｎからのエコー
信号を受け、これを後段Ａ／Ｄ変換器１０Ｃの入
力振幅レンジに一致するように適当なレベルまで
増幅する。Ａ／Ｄ変換器１０Ｃはプリアンプ出力
をデイジタル信号化する。受信遅延回路をなす
RAM（ランダム アクセス メモリ）１０Ｄは
Ａ／Ｄ変換器１０Ｃからのチヤンネルごとの出力
を一時保持された後、所定時間遅延して出力され
る。加算器７Ｅは遅延制御後の各チヤンネルのエ
コー信号をデイジタル加算し、この加算出力はＢ
モード処理系８に送られる。Ｂモード処理系８は
絶対値回路およびローパスフイルタからなる包絡
線検出回路８Ａと、ROM（リード オンリ メ
モリ）等からなる対数変換テーブル８Ｂとからな
る。包絡線検出回路８Ａはエコー加算出力の包絡
線を検出する。対数変換テーブル８Ｂは包絡線検
出回路８Ａの出力信号振幅を対数変換して、映像
系６の画像メモリ６Ａにストアする。以後の処理
回路については充分に既知となつているためその
説明は省略する。

次に上記構成の実施例の作用を説明する。すで
に述べたように超音波診断装置では本体内の送受
信回路を共通使用し素子数や形状の異なる超音波
プローブをつなぎかえることによつて、観測部位
に最も適した検査法がとられている。この場合前
記送受信回路数は使用するプローブの最大素子数
によつて決定され、従つて、使用するプローブの
素子数が前記最大素子数に対して1/2あるいは1/4
の場合には半分あるいは3/4の送受信回路が余る
ことになる。この発明では第１図のように送受信
回路のチヤンネル数に対して振動素子数が1/2の
場合には１つの素子は２チヤンネルの送受信回路
に並列接続される。すなわち、振動素子１−１の
受信信号は第１図のプリアンプ１０Ａ−１１及び
プリアンプ１０Ａ−２１へ同時に送られて増幅さ
れ、さらにＡ／Ｄ変換器１０Ｃ−１１およびＡ／
Ｄ変換器１０Ｃ−１２にてデイジタル信号に変換
される。さらにこの信号は遅延回路機能をもつ
RAM１０Ｄ−１１とRAM１０Ｄ−２１に送ら
れ、ほぼ同じ遅延時間が与えられた後デイジタル
加算器にて加算合成される。ここで受信回路１０
Ａ−１１，１０Ｃ−１１，１０Ｄ−１１と受信回
路１０Ａ−２１，１０Ｃ−２１，１０Ｄ−２１は
基本的には同じ動作をおこなうが、Ａ／Ｄ変換器
１０Ｃ−１１，１０Ｃ−２１で発生する量子化ノ
イズはプリアンプゲインあるいはＡ／Ｄ変換器特
性の微妙なバラツキに依存し、このためそれぞれ
から発生するノイズは互いに無相関でしかもラン
ダムと考えることができる。この２つのチヤンネ
ルについての加算前後のＳ／Ｎを比較すると信号
は２倍になるのに対して量子化ノイズは√２倍で
あり、したがつてＳ／Ｎは3DB改善する。また
素子数が受信チヤンネル数の1/4であれば同様な
接続法（すなわち４チヤンネルの共通接続）によ
り、Ｓ／Ｎは6DB改善される。

ところで上記ではノイズはＡ／Ｄ変換器１０Ｃ
から発生する量子化ノイズについてのみ述べてき
たが、プリアンプ１０Ａから発生するノイスが無
視出来ない場合がある。このような受信回路内の
ノイズもランダムノイズと考えることができるた
め本発明の加算合成法により量子化ノイズ同様受
信信号に対して相対的に低減させることが可能と
なりＳ／Ｎの向上がはかれる。

ところで、本発明が最もこの威力を発揮するの
はアニユラアレイ型の超音波プローブを使用した
時である。アニユラアレイプローブでは５〜８ケ
のリング状振動子を同心円状に配列し、それぞれ
に独立の送受信回路が接続される。リング数が
n′の場合の例を第２図に示す。この各々送受信回
路では前記リニアアレイ型のプローブと同様に超
音波ビーム収束に必要な遅延時間を与えるための
遅延回路が必要となる。この受信回路をデイジタ
ル化することによつて超音波断層像の高画質化が
期待できる。このアニユラアレイプローブによつ
て画像を得るためにはこのプローブを機械的に走
査する必要があるが、電子走査装置に比較して高
周波化がはかりやすい等の利点を有している。こ
のため、電子走査用のリニアアレイプローブとア
ニユアアレイプローブのいずれもが使用可能な装
置が望まれる。この場合アニユラアレイ用送受信
回路は電子走査用のものが共用できる。たとえば
アニユラアレイのリング数が８、送受信回路数が
128の場合には１本の振動素子に対して、16チヤ
ンネルの受信回路が接続できる。したがつてこの
発明を採用することによつて12DBのＳ／Ｎ改善
が可能となり、その効果は極めて大きい。

つぎに受信回路数128、振動子数96のように受
信回路数が振動子数の整数倍になつていない場合
についての実施例について述べる。例えば１〜32
素子まではそのそれぞれが２チヤンネルの受信回
路に並列接続される。これに対して33〜96の振動
子は１チヤンネルの受信回路に接続される。ただ
し１〜32の振動子に対応した受信回路では各振動
子からの信号が加算される前にそのゲインが33〜
96素子のものと同一になるように1/2（あるいは
33〜96の素子のゲインを２倍）にする必要があ
る。この場合の本発明によるＳ／Ｎ改善度は約
1DBである。なお本発明の実施例においては送
信回路についてはとくに言及しなかつたが、第３
図のごとく受信回路の並列接続に一致させて送信
回路も同様に並列接続することができる。この方
法は駆動能力が２倍になるため、とくに振動子の
インピーダンスが極めて低い場合には適した接続
法である。また第４図に示すように、各振動子１
−１〜１−ｎはまず第１のプリアンプ１０−１〜
１０−ｎを介してから既に述べた実施例同様複数
チヤンネルの受信回路に共通接続されるようにし
てもよい。更にまた、上記実施例では各チヤンネ
ルのプリアンプゲインおよびＡ／Ｄ変換器の特性
にバラツキがあるため、Ａ／Ｄ変換器から発生す
る量子化ノイズはランダムであるとしたが、共通
接続した各々のプリアンプゲインをそれぞれ異な
るように設定することによつて、そのランダム性
をより確実にすることができる。また、入力信号
の周波数に対してサンプリング周波数が充分に高
い場合には、共通接続された各チヤンネルの信号
はタイミングをずらして加算するようにしてもよ
い。その他、この発明の要旨を変更しない範囲で
適宜設訂変更することができる。

［発明の効果］ 以上記載したようにこの発明の超音波診断装置
によれば、超音波振動子で受信される各々の受信
信号は並列接続された複数のＡ／Ｄ変換器でデイ
ジタル信号に変換され加算合成されるので、Ａ／
Ｄ変換器で発生する量子化ノイズは受信信号に対
して相対的に低減され、Ａ／Ｄ変換器が比較的に
低ビツト構成のものであつてもそのダイナミツク
レンジを充分広くとることが可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の構成を示すブロ
ツク図、第２図はこの発明の他の実施例であるア
ニユラアレイ形超音波診断装置の構成を示すブロ
ツク図、第３図および第４図はそれぞれ異なるこ
の発明の更に他の実施例の構成を示すブロツク
図、第５図は従来のアナログ受信回路を用いた超
音波診断装置の構成を示すブロツク図、第６図は
従来のデイジタル受信回路を用いた超音波診断装
置の構成を示すブロツク図である。 １……アレイプローブ、２……送信系、１０Ａ
……プリアンプ、１０Ｃ……Ａ／Ｄ変換器、１０
Ｄ……シフトレジスタ、７Ｅ……デイジタル加算
器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 超音波を送受信する配列された複数の超音波
   振動子と、これらの振動子を駆動する送信回路
   と、前記振動子の１つずつに少くとも２つのデイ
   ジタル化受信回路を並列に接続して成る受信回路
   群と、前記受信回路からの出力信号を整相加算す
   る手段と、この加算手段による加算結果を基にし
   て断層像または断層像及び血流情報を表示する手
   段とを具備することを特徴とする超音波診断装
   置。 ２ 前記配列された複数の超音波振動子がアニユ
   ラアレイ形超音波振動子であることを特徴とする
   請求項１記載の超音波診断装置。 ３ 前記送信回路を、前記超音波振動子の１つず
   つに少くとも２つのデイジタル化送信回路を並列
   接続して成る送信回路群で構成したことを特徴と
   する請求項１または請求項２記載の超音波診断装
   置。 ４ 前記超音波振動子と前記受信回路群との間に
   プリアンプをそれぞれ接続して成ることを特徴と
   する請求項１乃至請求項３いずれか１項記載の超
   音波診断装置。