JPH02237553A - 超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は超音波を用いて被検体の断層像を得る超音波
診断装置に係り、とくに受信回路をディジタル化するこ
とによって画質の大幅な向上を図った超音波診断装置に
関するものである。

（従来の技術） 超音波パルスを被検体例えば生体内に放射し、各組織か
らの反射波により生体情報を得る超音波診断法はＸ線の
ような照射障害がなく、しかも造影剤なしで軟部組織の
診断ができる利点をもっている。今日最も広く用いられ
ている超音波診断装置の探触子では配列形（アレイ形）
圧電振動子が使われており、これ等の超音波振動素子の
各々を駆動し超音波を発生させるための駆動信号あるい
は生体内からの反射波が前記振動素子によって受信され
る受信信号に所定の遅延時間を与えることによって超音
波ビームを所定の距離（位置）に集束させて方位分解能
を高め、解像度の優れた断層像を得ている。

ここで第５図を参照して、従来のセクタ電子走査形超音
波診断装置を説明する。生体２０内に放射される超音波
パルスの間隔を決定するパルス発生器２Ａから出力され
た繰返しパルスは送信用遅延回路２Ｂ−１〜２Ｂ−ｎに
おいて、送信超音波の放射方向と収束点から決定される
所定の遅延時間が与えられたのち振動子駆動回路（パル
サ）２Ｃ−１〜２Ｃ−ｎに送られ駆動パルスが形成され
る。この駆動パルスによってＮ本のアレイ形超音波振動
子１−１〜１−ｎは駆動され、超音波が生体内に放射さ
れる。一方、生体２０内から反射された超音波ビームは
前記アレイ形超音波振動子１−１〜１−ｎによって受信
され、プリアンプ３Ａ−１〜３Ａ−ｎを介した後、受信
用遅延回路３Ｂ−１〜３Ｂ−ｎに送られる。ここで、前
記送信用遅延回路２において与えられた遅延時間とほぼ
同一の遅延時間が与えられてから、加算器３Ｃにおいて
他の振動子からの受信信号と加算される。

この加算器３Ｃの出力信号は一方は断層像表示用処理回
路８へ、またもう一方は血流情報算出用処理回路９へ送
られて所定の信号処理が施される。

まず、断層像用処理回路８では対数増幅器４Ａにおいて
信号振幅が対数変換されたのち、包絡線検波回路４Ｂに
て受信信号の包路線が検出され、Ａ／Ｄ変換器４Ｃによ
るＡ／Ｄ変換後画像メモリ６Ａにストアされる。つぎに
血流情報算出用処理回路９について述べる。加算器３Ｃ
の出力は位相検波回路５Ａａおよび５Ａｂで超音波信号
の周波数とほぼ同じ周波数をもった基準信号との間で直
交位相検波され、低域フィルタ５Ｄａおよび５Ｄｂを経
て後、Ａ／Ｄ変換器５Ｅａおよび５ＥｂによってＡ／Ｄ
変換され、その後ＭＴＩフィルタ５Ｆａおよび５Ｆｂに
よって、ドップラ周波数偏位の極めて少ない心臓や血管
からの信号（クラッタ信号）が除去され、血球からの微
小な信号のみが分離検出される。この信号は演算回路５
Ｇにおいて例えば周波数分析されたのち、そのスペクト
ルの中心あるいは広がり（分散）が算出され、その値は
画像メモリ６Ａ内の血流信号メモリにストアされる。超
音波ビームを電子的に走査して得られる断層像信号と血
流信号は画像メモリ６Ａに一旦ストアされ、断層像は白
黒で、また血流情報（方向、速度）はカラーでＴＶモニ
タ６Ｂ上に表示される。

送信における超音波ビーム収束は前記振動子を駆動する
パルスのタイミングだけを決定してやればよく、したが
って比較的簡単なディジタル回路によって実現可能であ
る。これに対して受信ではアナログ遅延回路が必要とな
る。従来この遅延回路として一タツブ付きＬＣ遅延線が
もちいられてきた。この遅延回路で要求される最大遅延
時間は５μｓｅｃ以上となり、さらにタップによって二
子化される遅延時間の精度は受信信号周波数の１／１０
以下であることが好ましい。このような要求性能に対し
て、ＬＣ遅延線は、使用する超音波周波数が高くなるに
つれて遅延線におけるタップ間クロストークや遅延線内
での電気信号の反射等の影響が顕著になり、上記の長時
間遅延を精度良く得ることが困難となる。すなわち周波
数の高い超音波（例えば１０ＭＨｚ以上）に対してこの
ようなＬＣ遅延回路を用いた場合にはビーム収束が不正
確となり、したがって良質な画像を得ることができなか
った。このＬＣ遅延回路に替わってディジタル的な遅延
回路方式が考えられる。

受信回路をディジタル化した従来の超音波診断装置につ
いて第６図を参照して説明する。ただし、この例では超
音波断層像を表示する場合の回路描成について説明する
。装置の基本構成はアレイ形超音波ブローブ部１と送信
系２、ディジタル受信系１０、Ｂモード画像処理回路８
と映像系６からなる。ここではディジタル化に関連した
部分のみにつき説明する。ディジタル受信系１０は、プ
リアンプ１　０Ａ　（１　０Ａ−１，　〜１　０Ａ−ｎ
）と、Ａ／Ｄ変換器Ｉ　ＯＣ　（Ｉ　ＯＣ−１〜Ｉ　Ｏ
Ｃ−ｎ）と受信遅延回路をなすＲＡＭ　（またはシフト
レジスタ）　　１　０Ｄ　（１　０Ｄ−１〜１　０Ｄ−
ｎ）と、加算器７Ｅとからなる。

プリアンプＩＯＡは、アレイブローブ１の各振動子１−
１〜１−ｎからのエコー信号を受け、これを後段の適当
なレベルまで増幅する。Ａ／Ｄ変換器１０Ｃはプリアン
プ出力をディジタル信号化する。受信遅延回路をなすＲ
ＡＭ　（ランダム　アクセス　メモリ）１０ＤはＡ／Ｄ
変換器１０Ｃからのチャンネルごとの出力を一時保持さ
れた後、所定時間遅延して出力される。加算器７Ｅは遅
延制御後の各チャンネルのエコー信号をディジタル加算
し、この加算出力はＢモード処理系８に送られる。Ｂモ
ード処理系８は絶対値回路およびローパスフィルタから
なる包絡線検出回路８Ａと、ＲＯＭ等からなる対数変換
テーブル８Ｂとからなる。包絡線検出回路８Ａはエコー
加算出力の包絡線を検出する。対数変換テーブル８Ｂは
包結線検出回路８Ａの出力信号振幅を対数変換して、映
像系６の画像メモリ６Ａにストアする。以下の処理回路
については、充分に既知となっているのでその説明を省
略する。

（発明が解決しようとする課題） 上記したような受信遅延回路のディジタル化を実施する
にあたり重要となるのは、Ａ／Ｄ変換器のビット数をど
のくらいにするかである。現時点ではＡ／Ｄ変換器は８
ビットを越えると、価格、消費電力、サイズ等が極端に
大きくなり、アレイ形の超音波診断装置への適用は困難
となるため、８ビットＡ／Ｄによる受信遅延回路の実現
が望まれる。一方、超音波診断法では生体内からのさま
ざまの振幅（反射強度）を画像化しており、一般に６０
〜７０ＤＢの振幅範囲（ダイナミックレンジ）が表示系
において要求されている。これに対してＡ／Ｄ変換器の
量子化ノイズレベルは±ＬＳＢ／２　（ＬＳＢはＡ／Ｄ
の量子化レベル）であるから、８ビットＡ／Ｄ変換器の
ダイナミックレンジは約４８ＤＢとなり、既に述べた必
要ダイナミックレンジ（６０ＤＢ〜７０ＤＢ）に対して
不足している。

この発明は上記課題に鑑みてなされたもので、その目的
とするところは、受信回路のディシタル化を低価格、低
消費電力、小形の手段によって実施でき、その結果画質
を大幅に向上できる超音波診断装置を提供するにある。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） この発明は上記目的を達成するために、超音波を送受信
ずる配列された複数の超音波振動子と、これらの振動子
を駆動する送信回路と、前記振動子の１つずつに少くと
も２つのディジタル化受信回路を並列に接続して成る受
信回路群と、前記受信回路からの出力信号を加算する手
段と、この加算手段による加算結果を基にして断層像お
よび／または血流情報を表示する手段とで構成したこと
を特徴とするものである。

（作用） 量子化ノイズは一般にランダムノイズとみなすことがで
きるため、アレイ形の超音波診断装置において複数のＡ
／Ｄ変換器からの出力信号を合成する場合には、合成後
の信号のダイナミックレンジはさらに広げることが可能
となる。例えば振動子数が１２８の場合のディジタル加
算器出力信号レベルと入力信号レベルを比較すると生体
信号は１２８倍（ただしこの場合、整相加算が正確にお
こなわれると仮定する。）になるのに対して前記量子化
ノイズは約１１倍にしかならない。したがって、この加
算効果によりダイナミックレンジは約２１ＤＢ改善され
る。すなわち８ビットＡ／Ｄを使用した場合には加算器
出力のダイナミックレンジは６　９ＤＢ　（４　８ＤＢ
＋２　１ＤＢ）となり、診断に要求される超音波画像の
ダイナミックレンジをほぼ満足する。言い換えれば素子
数が多いはと低ビットのＡ／Ｄ変換器の使用が可能とな
る。

上記したように、超音波振動子で受信される各々の受信
信号は並列接続された複数個のＡ／Ｄ変換器でディジタ
ル信号に変換され加算合成される。

このような接続法によってＡ／Ｄ変換器で発生する量子
化ノイズは受信信号に対して相対的に低減される。この
方式の採用によって、超音波振動子の各々に対応して接
続されたＡ／Ｄ変換器は比較的低ビット構成のものであ
っても、ディジタル整相加算が行われた信号は十分なダ
イナミックレンジをもつことができる。

（実施例） まず、第１図を参照してこの発明の一実施例の構成を説
明する。尚図中、第６図に示した従来装置と同一部分に
は同一符号を付して、それらの詳細説明は省略する。装
置の基本構成はアレイ形超音波ブローブ部１と送信系２
、ディジタル受信系１０、Ｂモード画像処理回路８と映
像系６からなる。以下ディジタル化に関連した部分のみ
につき説明する。ディジタル受信系１０は、ブリアンブ
１　０Ａ　（１　０Ａ−１　１．　　１　０Ａ−２　１
〜１０Ａ−ｉｎ，ＩＯＡ−２ｎ）と、Ａ／Ｄ変換器１０
Ｃ（ＩＯＣ−１１．ＩＯＣ−２１〜１０Ｃ−Ｉｎ，１０
Ｃ−２ｎ）と受信遅延回路をなすＲＡＭ　（またはシフ
トレジスタ）　　１　０Ｄ　（１　０Ｄ−１　１．１０
Ｄ−２１〜１０Ｄ−ｉｎ，ＩＯＤ−２ｎ）と、加算器７
Ｅとからなる。プリアンプＩＯＡは、アレイプローブ１
の各振動子１−１〜１−ｎからのエコー信号を受け、こ
れを後段Ａ／Ｄ変換器１０Ｃの入力振幅レンジに一致す
るように適当なレベルまで増幅する。Ａ／Ｄ変換器１０
Ｃはプリアンプ出力をディジタル信号化する。受信遅延
回路をなすＲＡＭ　（ランダム　アクセス　メモリ）１
０ＤはＡ／Ｄ変換器１０Ｃからのチャンネルごとの出力
を一時保持された後、所定時間遅延して出力される。加
算器７Ｅは遅延制御後の各チャンネルのエコー信号をデ
ィジタル加算し、この加算出力はＢモード処理系８に送
られる。Ｂモード処理系８は絶対値回路およびローパス
フィルタからなる包絡線検出回路８Ａと、ＲＯＭ　（リ
ード　オンリ　メモリ）等からなる対数変換テーブル８
Ｂとからなる。包路線検出回路８Ａはエコー加算出力の
包路線を検出する。対数変換テーブル　８Ｂは包路線検
出回路８Ａの出力信号振幅を対数変換して、映像系６の
画像メモリ６Ａにストアする。

以後の処理回路については充分に既知となっているため
その説明は省略する。

次に上記構成の実施例の作用を説明する。すでに述べた
ように超音波診断装置では本体内の送受信回路を共通使
用し素子数や形状の異なる超音波ブローブをつなぎかえ
ることによって、観測部位に最も適した検査法がとられ
ている。この場合前記送受信回路数は使用するブローブ
の最大素子数によって決定され、従って、使用するブロ
ーブの素子数が前記最大素子数に対して１／２あるいは
１／４の場合には半分あるいは３／４の送受信回路が余
ることになる。この発明では第１図のように送受信回路
のチャンネル数に対して振動素子数が１／２の場合には
１つの素子は２チャンネルの送受信回路に並列接続され
る。すなわち、振動索子１−１の受信信号は第１図のプ
リアンプＩＯＡ一１１及びブリアンブ１　０Ａ−２　１
へ同時に送られて増幅され、さらにＡ／Ｄ変換器１０Ｃ
−１１およびＡ／Ｄ変換器１０Ｃ−１２にてディジタル
信号に変換される。さらにこの信号は遅延回路機能をも
つＲＡＭＩ　ＯＤ−１　１とＲＡＭＩＯＤ−２１に送ら
れ、ほぼ同じ遅延時間が与えられた後ディジタル加算器
にて加算合成される。ここで受信回路（ＩＯＡ−１１．
１．０Ｃ−１１，ＩＯＤ−１１）と受信回路（ＩＯＡ−
２１，ＩＯＣ−２１．１　０Ｄ−２　１）は基本的には
同じ動作をおこなうが、Ａ／Ｄ変換器（ＩＯＣ−１１，
ＩＯＣ−２１）で発生する量子化ノイズはプリアンプゲ
インあるいはＡ／Ｄ変換器特性の微妙なバラツキに依存
し、このためそれぞれから発生するノイズは互いに無相
関でしかもランダムと考えることができる。この２つの
チャンネルについての加算前後のＳ／Ｎを比較すると信
号は２倍になるのに対して量子化ノイズはｆ７倍であり
、したがってＳ／Ｎは３ＤＢ改善する。また素子数が受
信チャンネル数の１／４であれば同様な接続法（すなわ
ち４チャンネルの共通接続）により、Ｓ／Ｎは６ＤＢ改
善される。

ところで上記ではノイズはＡ／Ｄ変換器１０Ｃから発生
する量子化ノイズについてのみ述べてきたが、プリアン
プＩＯＡから発生するノイスが無視出来ない場合がある
。このような受信回路内のノイズもランダムノイズと考
えることができるため本発明の加算合成法により二子化
ノイズ同様受信信号に対して相対的に低減させることが
可能となりＳ／Ｎの向上がはかれる。

ところで、本発明が最もこの威力を発揮するのはアニュ
ラアレイ型の超音波プローブを使用した時である。アニ
ュラアレイプローブでは５〜８ヶのリング状振動子を同
心円状に配列し、それぞれに独立の送受信回路が接続さ
れる。リング数がｎ′の場合の例を第２図に示す。この
各々の送受信回路では前記リニアアレイ型のブローブと
同様に超音波ビーム収束に必要な遅延時間を与えるため
の遅延回路が必要となる。この受信回路をディジタル化
することによって超音波断層像の高画質化が期待できる
。このアニュラアレイブローブによって画像を得るため
にはこのブローブを機械的に走査する必要があるが、電
子走査装置に比較して高周波化がはかりやすい等の利点
を有している。

このため、電子走査用のリニアアレイブローブとアニュ
ラアレイブローブのいずれもが使用可能な装置が望まれ
る。この場合アニュラアレイ用送受信回路は電子走査用
のものが共用できる。たとえばアニュラアレイのリング
数が８、送受信回路数が１２８の場合には１本の振動素
子に対して、１６チャンネルの受信回路が接続できる。

したがってこの発明を採用することによって１２ＤＢの
Ｓ／Ｎ改善が可能となり、その効果は極めて大きい。

つぎに受信回路数１２８、振動子数９６のように受信回
路数が振動子数の整数倍になっていない場合についての
実施例について述べる。例えば１〜３２素子まではその
それぞれが２チャンネルの受信回路に並列接続される。

これに対して３３〜９６の振動子は１チャンネルの受信
回路に接続される。ただし１〜３２の振動子に対応した
受信回路では各振動子からの信号が加算される前にその
ゲインが３３〜９６素子のものと同一になるように１／
２（あるいは３３〜９６素子のゲインを２倍）にする必
要がある。この場合の本発明によるＳ／Ｎ改善度は約Ｉ
ＤＢである。なお本発明の実施例においては送信回路に
ついてはとくに言及しなかったが、第３図のごと《受信
回路の並列接続に一致させて送信回路も同様に並列接続
することができる。この方法は駆動能力が２倍になるた
め、とくに振動子のインピーダンスが極めて低い場合に
は適した接続法である。また第４図に示すように、各振
動子１−１〜１−ｎはまず第１のプリアンプ１０−１〜
１０−ｎを介してから既に述べた実施例同様複数チャン
ネルの受信回路に共通接続されるようにしてもよい。更
にまた、上記実施例では各チャンネルのプリアンプゲイ
ンおよびＡ／Ｄ変換器の特性にバラツキがあるため、Ａ
／Ｄ変換器から発生する二子化ノイズはランダムである
としたが、共通接続した各々のプリアンプゲインをそれ
ぞれ異なるように設定することによって、そのランダム
性をより確実にすることができる。

また、入力信号の周波数に対してサンプリング周波数が
充分に高い場合には、共通接続された各チャンネルの信
号はタイミングをずらして加算するようにしてもよい。

その他、この発明の要旨を変更しない範囲で適宜設訂変
更することができる。

［発明の効果］ 以上記載したようにこの発明の超音波診断装置によれば
、超音波振動子で受信される各々の受信信号は並列接続
された複数のＡ／Ｄ変換器でディジタル信号に変換され
加算合成されるので、Ａ／Ｄ変換器で発生する量子化ノ
イズは受信信号に対して相対的に低減され、Ａ／Ｄ変換
器が比較的に低ビット構成のものであってもそのダイナ
ミックレンジを充分広くとることが可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の構成を示すブロック図、
第２図はこの発明の他の実施例であるアニュラアレイ形
超音波診断装置の構成を示すブロック図、第３図および
第４図はそれぞれ異なるこの発明の更に他の実施例の構
成を示すブロック図、第５図は従来のアナログ受信回路
を用いた超音波診断装置の構成を示すブロック図、第６
図は従来のディジダル受信回路を用いた超音波診断装置
の構成を示すブロック図である。 ・・・アレイブローブ、２・・・送信系ＯＡ・・・プリ
アンプ、１０Ｃ・・・Ａ／Ｄ変換器ＯＤ・・・シフトレ
ジスタ Ｅ・・・ディジタル加算器

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）超音波を送受信する配列された複数の超音波振動
   子と、これらの振動子を駆動する送信回路と、前記振動
   子の１つずつに少くとも２つのディジタル化受信回路を
   並列に接続して成る受信回路群と、前記受信回路からの
   出力信号を加算する手段と、この加算手段による加算結
   果を基にして断層像および／または血流情報を表示する
   手段とで構成したことを特徴とする超音波診断装置。
2. （２）前記配列された複数の超音波振動子がアニュラア
   レイ形超音波振動子であることを特徴とした特許請求の
   範囲第１項に記載した超音波診断装置。
3. （３）前記送信回路を、前記超音波振動子の１つずつに
   少くとも２つのディジタル化送信回路を並列接続して成
   る送信回路群で構成したことを特徴とする特許請求の範
   囲第１項または第２項に記載した超音波診断装置。
4. （４）前記超音波振動子と前記受信回路群との間にプリ
   アンプをそれぞれ接続して成ることを特徴とした特許請
   求の範囲第１項乃至第３項の何れか１項に記載した超音
   波診断装置。