JPH0344773B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、セクタ走査（sector scanning）
を行う超音波診断装置に関するものである。

第１図は従来の装置を示すブロツク図で、図に
おいて１は被検査体、２は探触子、３は制御回
路、４は遅延回路、５はドライバ（driver）群、
６はプリアンプ（pre−amp）群、７は遅延回路
群、８は加算回路、９は信号処理回路、１０はア
ナログデイジタル変換器（以下ADCと略記す
る）、１１はメモリ、１２はアドレスカウンタＷ
（Ｗは書込み用の意味）、１３はアドレスカウンタ
Ｒ（Ｒは読出し用の意味）、１４はデイジタルアナ
ログ変換器（以下DACと略記する）、１５はテレ
ビジヨン（以下TVと略記する）モニタである。

探触子２から出力される超音波ビームの指向方
向を所定のセクタ内で走査しながら、被検査体か
ら反射されるエコーを受信し、これをデータ処理
してTVモニタ１５で表示する超音波診断装置は
従来よく知られているので、その一般的な説明は
省略する。

図に示す例では超音波ビームのセクタ走査に
は、いわゆるフエイズドアレイ（phased array）
の原理が用いられている。

探触子２は複数個の超音波トランスデユーサの
配列から構成されているが、その指向特性Ｇ（θ）
は Ｇ（θ）＝Ｄ（θ）・Ａ（θ） … で表わされることはよく知られている。但し、簡
単のため、指向特性Ｇ（θ）は１つの平面内の特
性を表し（立体的な特性ではない）、Ｄ（θ）は
個々のトランスデユーサの指向特性であつて、仮
に個体の指向特性と称し、上記複数個のトランス
デユーサは全部ほぼ同一の指向特性を有するもの
とする。Ａ（θ）は配列の指向特性であつて、無
指向性のトランスデユーサを配列したと仮定した
とき配列のために生ずる指向特性である。

第２図は実際に用いられているトランスデユー
サ（周波数2.25MHz、素子の幅0.4mm）を、人体
と音速が類似している水の中に入れ、その指向特
性Ｄ（θ）を実測した値を示す。

配列の指向特性Ａ（θ）は配列されているトラ
ンスデユーサに与える信号位相によつて定められ
ることはフエイズドアレイの原理においてよく知
られている。

第３図は指向方向θと信号遅延の関係を示す図
で、２０１，２０２，２０３はそれぞれトランス
デユーサで、中心距離ｄを保つて配列されている
とすれば、θ方向への伝播距離差△ｌは互に隣接
するトランスデユーサ間で△ｌ＝dsinθとなり、
この媒体内の超音波の速度をＣとすれば、遅延時
間△ｔは △ｔ＝△ｌ／Ｃ＝dsinθ／Ｃ … となる。各トランスデユーサ２０１，２０２，２
０３に入力する電気信号に対し、△ｔを打消すよ
うな相対遅延を与えてやれば、各トランスデユー
サからの出力はθ方向で互に同位相で重畳してこ
の方向の強度が最も大きくなる。

第４図は第１図の遅延回路群４とドライバ群５
の構成を示すブロツク図で、第１図と同一符号は
同一部分を示し、探触子２がトランスデユーサ２
０１，２０２…２３１，２３２の32個のトランス
デユーサから構成され各トランスデユーサに対応
してそれぞれドライバ５０１，５０２…５３１，
５３２が設けられ、同一電気信号が遅延回路群４
に並列に入力され、それぞれ異なる遅延を受けて
出力することを示している。但し32個の遅延回路
４０１，４０２…４３１，４３２における遅延は
固定なものではなく、制御回路３によつて、θに
従い式の△ｔに対応するよう制御される。

第５図は第１図のプリアンプ群６と遅延回路群
７の構成を示すブロツク図で、第１図及び第４図
と同一符号は同一部分を示し、この実施例では同
一のトランスデユーサ２０１，２０２…２３１，
２３２を超音波の送受信に共用した場合を示す。
６０１〜６３２は各プリアンプ、７０１〜７３２
で示す各遅延回路の遅延量は制御回路３から制御
されることは遅延回路４０１〜４３２の場合と同
様である。

第６図は第５図の回路の動作を示す波形図であ
つて、横軸は時間を示し、Ａはトランスデユーサ
の配列の線に対し直角方向から到来する音波に対
する信号、Ｂはθ方向から到来する音波に対する
信号で第６図ａは各トランスデユーサの出力点の
信号の時間関係、同図ｂは遅延回路群７の出力点
での時間関係、同図ｃは加算回路８の出力を示
す。第３図乃至第６図で説明した事項はフエイズ
ドアレイの原理として従来よく知られている所で
あるが、制御回路３の制御によつて走査できるの
は式のＡ（θ）だけであつて、Ｄ（θ）は第２図
に示す特性のまま変化せず、Ｇ（θ）＝Ｄ（θ）・Ａ
（θ）であるから、Ａ（θ）をどのように変化しよ
うとＤ（θ）の小さな範囲には超音波ビームの走
査を行うことができず、たとえば第２図でＤ（θ）
の0.5になるθは±40である。

加算回路８の出力は信号処理回路９によつて振
幅圧縮される。振幅圧縮にはたとえば対数増幅器
が用いられ信号のダイナミツクレンジを縮小して
ADC１０、メモリ１１、DAC１４TVモニタ１
５における信号の処理が楽になるように処理す
る。

信号処理回路９の出力はADC１０でデイジタ
ル信号に変換され、制御回路３で制御する方位角
θとエコー位置（送信からエコー受信までの遅れ
時間）に対応するアドレス信号がアドレスカウン
タＷ１２から与えられ、そのアドレス位置におい
てメモリ１１に書込まれ、TVモニタ１５の走査
に対応したアドレスがアドレスカウンタＲ１３か
ら与えられてメモリ１１から信号が読出され、
DAC１４によりアナログ信号に変換されてTVモ
ニタ１５で表示される。

以上のようにしてTVモニタ１５の表示は被検
査体１の断層像に対応したものとなる。

第７図はTVモニタ１５の表示と被検査体の内
部組織を示す図で第１図と同一符号は同一部分を
示し、第７図ａはTVモニタ１５の表示、同図ｂ
は被検査体の実際の断面を示す。

従来の装置は以上のように動作するので、超音
波ビームの指向特性Ｇ（θ）は個体の指向特性Ｄ
（θ）によつて制限され、走査範囲を大きくする
ことができず、中央部（θ＝０方向）の超音波ビ
ームの強さと周辺部（走査範囲の端の部分）にお
ける超音ビームの強さの比は相当著しく、この比
が送信受信に２重に作用し、エコーの受信感度は
G²（θ）＝D²（θ）：A²（θ）に比例するため中央部
と周辺部にコントラストの差を生じ、TVモニタ
１５の表示が見づらいものとなるという欠点があ
つた。

また、遅延回路群４，７の各遅延回路はアナロ
グ信号を遅延するものであるため、実際には遅延
線を使用するが、遅延線においては信号の減衰が
ともない、その減衰は遅延時間が大きくなる程大
きい。また、式から容易に理解できるようにθ
が大きくなると隣接するトランスデユーサ間の相
対遅延時間△ｔを大きくせねばならず、したがつ
て遅延回路群４，７の各遅延線の遅延時間を大き
くせねばならず、そのため減衰が大きくなり、Ｄ
（θ）による感度低下と相俟つて、θの大きな方
向における感度低下と、配列の指向特性Ａ（θ）
の劣化（ひいてはＧ（θ）の劣化）を生ずる。指
向特性Ｇ（θ）の劣化は、診断装置の方位分解能
などの基本特性を劣化することになる。

すなわち、従来の超音波診断装置は以上のよう
に走査角度により感度が異なり、また大きな角度
の部位では方位分解能が低下するなどの欠点があ
つた。

この発明は、上記のような従来のものの欠点を
除去するためになされたもので、角度θに合せて
各トランスデユーサから加算回路に致るまでの回
路（以下各チヤネルという）の利得を制御し、遅
延線による遅延時間に関係なく、加算回路の入力
点では各チヤネルの信号振幅を同じようにするこ
とにより、θが大きな場合にも、特性の劣化がな
く、適切な診断が可能な、超音波診断装置を提供
することを目的としている。

以下、図面についてこの発明の実施例を説明す
る。第８図はこの発明の一実施例を示すブロツク
図で、第１図と同一符号は同一又は相当部分を示
し、１６は遅延回路群７の各遅延回路の各出力
を、それぞれ制御回路３からの制御によつて可変
利得増幅を行う乗算器群である。

第９図は第８図の２，３，６，７，８，１６の
部分の４チヤネル分を示すブロツク図で、第５図
と同一符号は同一部分を示し、１６１〜１６４は
チヤネルごとに設けられた乗算器である。第１０
図は乗算器１６１の構成例を示すブロツク図であ
つて、１７１はROM、１８１は乗算型DACであ
る。制御回路３から入力される角度情報をアドレ
スとしてROM１７１からは乗数を表すデイジタ
ル数K₁（θ）が読出され、乗算型DAC１８１に入
力される。また遅延線７０１の出力（仮にv₁とす
る）はこのDAC１８１の基準電圧として入力さ
れるので、DAC１８１の出力はv₁K₁（θ）とな
る。

第１１図はトランスデユーサの配列面の法線に
対し角度θから音波が到来する場合を示す図で、
さきに第３図について説明した事項から容易に理
解できるように、各トランスデユーサの出力電気
信号は第１２図に示すとおりになる。第１２図の
横軸は時間ｔで、同図ａ，ｂ，ｃ，ｄはそれぞれ
トランスデユーサ２０１，２０２，２０３，２０
４の出力を示す。したがつて、遅延線７０１，７
０２，７０３，７０４の与える相対遅延量をそれ
ぞれt₄＝３△ｔ t₃＝２△ｔ、t₂＝△ｔ、t₁＝０
（但し△ｔ＝dsinθ／Ｃ…）とすれば、各遅延線
７０１，７０２，７０３，７０４の出力点での電
圧波形はそれぞれ第１３図ａ，ｂ，ｃ，ｄに示す
ようになり、位相は揃うが、遅延線で多く遅延し
た信号は多く減衰して、第１３図ａ〜ｄに示すと
おりに振幅は互に異なるものとなる。

乗算器１６１〜１６４はその出力点における信
号レベルを同一にして第１４図ａ，ｂ，ｃ，ｄに
示すようにするために、第１３図ａ，ｂ，ｃ，ｄ
に示す信号にそれぞれK₁（θ）、K₂（θ）、K₃
（θ）、K₄（θ）の数値を乗算する。

但し、第１１図に示す例においてトランスデユ
ーサ２０４が終端に位置するトランスデユーサで
あれば、θに関係なくt₁＝０であるからK₄（θ）
はθに関係のない定数となる。

K₁（θ）、K₂（θ）、…等の値は式と遅延線の
単位遅延時間当りの減衰量等から容易に決定する
ことができ、かつ個体の指向特性Ｄ（θ）に対す
る補正をも含めてK₁（θ）、K₂（θ）、…等の値を
決定しROM１７１，１７２、…（但し１７２以
下は図示せず）に設定しておくことは容易であ
る。

なお、上記実施例では、乗算回路群１６を遅延
回路群７と加算回路８との間に設けたが、プリア
ンプ群６の直前又は直後でもよい。またプリアン
プに乗算機能を兼ね持たせてもよい。

以上のように、この発明によれば、各チヤネル
の利得をθに従つて変化させるようにしたので、
θが大きくなつても、特性の劣化がなく、適切な
診断を可能とする診断装置を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の装置を示すブロツク図、第２図
は個体の指向特性の実測図、第３図は指向方向θ
と信号遅延の関係を示す図、第４図は第１図の遅
延回路群とドライバ群の構成を示すブロツク図、
第５図は第１図のプリアンプ群と遅延回路群の構
成を示すブロツク図、第６図は第５図の回路の動
作を示す波形図、第７図はTVモニタの表示と被
検査体の内部組織を示す図、第８図はこの発明の
一実施例を示すブロツク図、第９図は第８図のう
ちの受信関係の回路を４チヤネル分だけ示すブロ
ツク図、第１０図は乗算器の構成例を示すブロツ
ク図、第１１図はトランスデユーサの配列と到来
音波の関係を示す図、第１２図は第１１図の各ト
ランスデユーサの出力信号を示す図、第１３図は
第１２図に示す信号の遅延線出力端における波形
を示す図、第１４図は第１３図に示す信号の乗算
器出力端における波形を示す図である。 ２……探触子、２０１〜２３２……各トランス
デユーサ、３……制御回路、４，７……それぞれ
遅延回路群、５……ドライバ群、６……プリアン
プ群、７０１，７０２，７０３，７０４……各チ
ヤネルの遅延線、８……加算回路、１６……乗算
器群、１６１，１６２，１６３，１６４……各チ
ヤネルの乗算器。なお、各図中同一符号は同一又
は相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 複数個の超音波トランスデユーサを配列し、
   各超音波トランスデユーサを駆動する電気信号源
   の相対的遅延をそれぞれ制御し、かつ各超音波ト
   ランスデユーサから出力する電気信号の相対的遅
   延をそれぞれ制御した後これらを加算して合成受
   信信号とすることによつて配列の指向特性を変化
   して、超音波ビームによるセクタ走査を行う超音
   波診断装置において、上記各超音波トランスデユ
   ーサから出力する電気信号がそれぞれ増幅遅延さ
   れて加算されるまでの各チヤネルの信号に対し、
   各チヤネルを遅延するための装置によつて各チヤ
   ネルの信号の受ける減衰と、当該指向方向による
   個体の指向特性によるトランスデユーサの感度低
   下とを補償する各乗算器と、この各乗算器の乗数
   を上記配列の指向特性の変化に同期してそれぞれ
   変化する手段とを備えたことを特徴とする超音波
   診断装置。