JPH056696B2 - - Google Patents
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- JPH056696B2 JPH056696B2 JP57092886A JP9288682A JPH056696B2 JP H056696 B2 JPH056696 B2 JP H056696B2 JP 57092886 A JP57092886 A JP 57092886A JP 9288682 A JP9288682 A JP 9288682A JP H056696 B2 JPH056696 B2 JP H056696B2
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- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 5
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- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/26—Current mirrors
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は、温度変化に対して安定な電圧を得
る定電圧発生回路に係り、特に集積回路化に適し
た定電圧発生回路に関する。
る定電圧発生回路に係り、特に集積回路化に適し
た定電圧発生回路に関する。
温度特性の良好な定電圧発生回路の一例とし
て、IEEE Ｊ−SSC Vo1.SC−６，No.１，
Feb1971P.P.2〜7Robert.J.Widlar“New
Developements in IC Voltage Regulators”に
記載された、いわゆるバンドギヤプレフアレンス
回路が知られている。
て、IEEE Ｊ−SSC Vo1.SC−６，No.１，
Feb1971P.P.2〜7Robert.J.Widlar“New
Developements in IC Voltage Regulators”に
記載された、いわゆるバンドギヤプレフアレンス
回路が知られている。
第１図はその回路図を示したもので、ダイオー
ド接続のトランジスタQ1のベース電圧をトラン
ジスタQ2、抵抗R1，R2による第１の電圧増幅段
およびトランジスタQ3、定電流源CSによる第２
の電圧増幅段で順次増幅し、トランジスタQ3の
コレクタから抵抗R3を介してトランジスタQ1の
ベースに負帰還を施している。トランジスタQ3
のコレクタは出力端子Ｐにも接続され、ここに定
電圧出力Voutが取出されるようになつている。
ド接続のトランジスタQ1のベース電圧をトラン
ジスタQ2、抵抗R1，R2による第１の電圧増幅段
およびトランジスタQ3、定電流源CSによる第２
の電圧増幅段で順次増幅し、トランジスタQ3の
コレクタから抵抗R3を介してトランジスタQ1の
ベースに負帰還を施している。トランジスタQ3
のコレクタは出力端子Ｐにも接続され、ここに定
電圧出力Voutが取出されるようになつている。
この定電圧発生回路の動作は次の通りである。
まず、トランジスタQ1〜Q3は同一エミツタ面積、
同一形状とし、また抵抗R1〜R3の抵抗値を同じ
記号R1〜R3で表わし、また定電流源CSの電流値
をi0とする。
まず、トランジスタQ1〜Q3は同一エミツタ面積、
同一形状とし、また抵抗R1〜R3の抵抗値を同じ
記号R1〜R3で表わし、また定電流源CSの電流値
をi0とする。
トランジスタQ1，Q2それぞれのベース・エミ
ツタ間電圧VBE1，VBE2を比較すると、抵抗R1で
の電圧降下分だけVBE1よりVBE2の方が小さい。一
方、トランジスタQ2のコレクタ電圧VC2（Q2のコ
レクタ・エミツタ間電圧VBE2と抵抗R1の電圧降
下の和）は、トランジスタQ3のベース・エミツ
タ間電圧VBE3に等しいので、トランジスタQ1と
トランジスタQ3に同一電流が流れるように設定
すれば、トランジスタQ1のベース・エミツタ間
電圧VBE1はVBE3に等しくなり、結果的にVBE1＝
VC2となる。よつて抵抗R2とR3の電圧降下も等し
くなる。ここでトランジスタQ1，Q2の電流をI1，
I2とすればVBE1とVBE2との差ΔVBEは ΔVBE＝kT／ｑlnI1／I2 ……(1) となる。（ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、
ｑは電子の電荷）。(1)式よりΔVBE＞０とするため
に、回路定数はI1＞I2、即ちR2＞R3に設定され
る。
ツタ間電圧VBE1，VBE2を比較すると、抵抗R1で
の電圧降下分だけVBE1よりVBE2の方が小さい。一
方、トランジスタQ2のコレクタ電圧VC2（Q2のコ
レクタ・エミツタ間電圧VBE2と抵抗R1の電圧降
下の和）は、トランジスタQ3のベース・エミツ
タ間電圧VBE3に等しいので、トランジスタQ1と
トランジスタQ3に同一電流が流れるように設定
すれば、トランジスタQ1のベース・エミツタ間
電圧VBE1はVBE3に等しくなり、結果的にVBE1＝
VC2となる。よつて抵抗R2とR3の電圧降下も等し
くなる。ここでトランジスタQ1，Q2の電流をI1，
I2とすればVBE1とVBE2との差ΔVBEは ΔVBE＝kT／ｑlnI1／I2 ……(1) となる。（ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、
ｑは電子の電荷）。(1)式よりΔVBE＞０とするため
に、回路定数はI1＞I2、即ちR2＞R3に設定され
る。
この回路においては、トランジスタQ3のベー
ス電流を無視すれば、抵抗R2とR3の電圧降下は
前述のように等しいため、I1／I2の比はR2／R3と
なるのに対し、抵抗R1の両端電圧ΔVBEはI2に比
例することから、(1)式より I1／I2＝expΔVBE／kT／ｑ ……(2) ΔVBE＝I2×R1 ……(3) I1／I2＝R2／R3 ……(4) が成立し、(2)〜(4)式より R2／R3＝expI2R1／kT／ｑ ……(5) を満足する動作点で安定する。即ち、トランジス
タQ3のコレクタ電流が変化し、そのコレクタ電
圧、つまり出力電圧Voutが変化すると、(5)式を
満足するように抵抗R3を介してトランジスタQ1
のベースに負帰還がかかり、Voutが安定化され
る。この出力電圧Voutは、(1)(3)(4)式より Vout＝VBE3＋I2・R2 ＝VBE3＋R2／R1・ΔVBE ＝VBE3＋R2／R1・kT／ｑlnI1／I2 ＝VBE3＋R2／R1・kT／ｑlnR2／R3 ……(6) となる。(6)式の右辺第１項は温度特性が−
1.8mV／℃程度となるのに対し、右辺第２項は絶
対温度Ｔに比例することから正の温度係数を持
つ。従つて右辺第１項と第２項の値を適当に選定
すれば、Voutは温度変化に対し非常に安定した
電圧となる。(6)式でVBE3の温度特性が電流密度に
より変ることを考慮しても、Vout1.2V程度の
ときほとんど平坦な温度特性が得られる。
ス電流を無視すれば、抵抗R2とR3の電圧降下は
前述のように等しいため、I1／I2の比はR2／R3と
なるのに対し、抵抗R1の両端電圧ΔVBEはI2に比
例することから、(1)式より I1／I2＝expΔVBE／kT／ｑ ……(2) ΔVBE＝I2×R1 ……(3) I1／I2＝R2／R3 ……(4) が成立し、(2)〜(4)式より R2／R3＝expI2R1／kT／ｑ ……(5) を満足する動作点で安定する。即ち、トランジス
タQ3のコレクタ電流が変化し、そのコレクタ電
圧、つまり出力電圧Voutが変化すると、(5)式を
満足するように抵抗R3を介してトランジスタQ1
のベースに負帰還がかかり、Voutが安定化され
る。この出力電圧Voutは、(1)(3)(4)式より Vout＝VBE3＋I2・R2 ＝VBE3＋R2／R1・ΔVBE ＝VBE3＋R2／R1・kT／ｑlnI1／I2 ＝VBE3＋R2／R1・kT／ｑlnR2／R3 ……(6) となる。(6)式の右辺第１項は温度特性が−
1.8mV／℃程度となるのに対し、右辺第２項は絶
対温度Ｔに比例することから正の温度係数を持
つ。従つて右辺第１項と第２項の値を適当に選定
すれば、Voutは温度変化に対し非常に安定した
電圧となる。(6)式でVBE3の温度特性が電流密度に
より変ることを考慮しても、Vout1.2V程度の
ときほとんど平坦な温度特性が得られる。
このように、第１図の回路は温度特性が良好で
あるという利点を有するが、反面、動作の安定性
という点で問題がある。即ち、第１図の回路を見
ると、トランジスタQ1のベース電圧がトランジ
スタQ2で電圧増幅され、さらにトランジスタQ3
で電圧増幅された後、抵抗R3を介してトランジ
スタQ1のベースに帰還されるというフイードバ
ツクループを構成し、ループ内に２段の電圧増幅
段が存在する。このため発振を起すおそれが非常
に高い。そこで一般には、図に示すようにトラン
ジスタQ3のコレクタ・ベース間に10数pF程度の
位相補償用コンデンサＣを接続する。しかしなが
ら、集積回路内ではコンデンサはトランジスタと
比較して非常に大きい面積を必要とするため、集
積回路チツプの大型化、コストアツプの要因とな
る。これは第１図の如き回路が一つの電子回路装
置内で多数使用されるようなケースでは、特に大
きな問題となつている。
あるという利点を有するが、反面、動作の安定性
という点で問題がある。即ち、第１図の回路を見
ると、トランジスタQ1のベース電圧がトランジ
スタQ2で電圧増幅され、さらにトランジスタQ3
で電圧増幅された後、抵抗R3を介してトランジ
スタQ1のベースに帰還されるというフイードバ
ツクループを構成し、ループ内に２段の電圧増幅
段が存在する。このため発振を起すおそれが非常
に高い。そこで一般には、図に示すようにトラン
ジスタQ3のコレクタ・ベース間に10数pF程度の
位相補償用コンデンサＣを接続する。しかしなが
ら、集積回路内ではコンデンサはトランジスタと
比較して非常に大きい面積を必要とするため、集
積回路チツプの大型化、コストアツプの要因とな
る。これは第１図の如き回路が一つの電子回路装
置内で多数使用されるようなケースでは、特に大
きな問題となつている。
この発明の目的は、温度変化に対して安定な出
力電圧が得られ、しかもコンデンサによる位相補
償を行なうことなく安定に動作する定電圧発生回
路を提供することである。
力電圧が得られ、しかもコンデンサによる位相補
償を行なうことなく安定に動作する定電圧発生回
路を提供することである。
この発明は、利得が１を越える電圧増幅段が１
段のみの第１のフイードバツクループを、利得が
１を越える電圧増幅段を２段を有する第２のフイ
ードバツクループに対して、並列的に設ける構成
により、出力電圧の安定化を図るようにしたもの
である。
段のみの第１のフイードバツクループを、利得が
１を越える電圧増幅段を２段を有する第２のフイ
ードバツクループに対して、並列的に設ける構成
により、出力電圧の安定化を図るようにしたもの
である。
この発明に係る定電圧発生回路では、従来と同
様の原理によつて温度変化に対し安定な出力電圧
が得られるとともに、第１のフイードバツクルー
プは利得が電圧増幅段が１段のみであるために、
高い周波数まで高い利得を持つのに対し、これに
並列的に設けられた第２のフイードバツクループ
は電圧増幅段を２段有するため、周波数応答が悪
く、高い周波数で利得が減衰する特性を持つの
で、両ループの合成のループゲインで見ると、高
周波では第２のフイードバツクループはほとんど
利得がないため、電圧増幅段は実質的に第１のフ
イードバツクループ内の１段のみとなつて、位相
回りの少ない安定な特性が得られ、発振のおそれ
は全くない。従つて位相補償のためのコンデンサ
が不要となり、集積回路化に極めて有利である。
様の原理によつて温度変化に対し安定な出力電圧
が得られるとともに、第１のフイードバツクルー
プは利得が電圧増幅段が１段のみであるために、
高い周波数まで高い利得を持つのに対し、これに
並列的に設けられた第２のフイードバツクループ
は電圧増幅段を２段有するため、周波数応答が悪
く、高い周波数で利得が減衰する特性を持つの
で、両ループの合成のループゲインで見ると、高
周波では第２のフイードバツクループはほとんど
利得がないため、電圧増幅段は実質的に第１のフ
イードバツクループ内の１段のみとなつて、位相
回りの少ない安定な特性が得られ、発振のおそれ
は全くない。従つて位相補償のためのコンデンサ
が不要となり、集積回路化に極めて有利である。
第２図はこの発明の一実施例に係る定電圧発生
回路の構成を示すものである。図において、第１
のトランジスタQ11のコレクタ・ベース間は第１
の抵抗R11を介して結合され、そのエミツタは第
１の電源端Vee（例えば負極側または接地側）に
接続されている。第１のトランジスタQ11のベー
スおよびエミツタには第２のトランジスタQ12の
ベースおよびエミツタがそれぞれ接続され、この
第２のトランジスタQ12のコレクタは第３のトラ
ンジスタQ13のベースに接続されている。第３の
トランジスタQ13のコレクタは第２の電源端Vcc
（例えば正極側）に接続され、またエミツタは出
力端子に接続されるとともに、第２の抵抗R12を
介して第１および第２のトランジスタQ11，Q12
のベースに接続されている。
回路の構成を示すものである。図において、第１
のトランジスタQ11のコレクタ・ベース間は第１
の抵抗R11を介して結合され、そのエミツタは第
１の電源端Vee（例えば負極側または接地側）に
接続されている。第１のトランジスタQ11のベー
スおよびエミツタには第２のトランジスタQ12の
ベースおよびエミツタがそれぞれ接続され、この
第２のトランジスタQ12のコレクタは第３のトラ
ンジスタQ13のベースに接続されている。第３の
トランジスタQ13のコレクタは第２の電源端Vcc
（例えば正極側）に接続され、またエミツタは出
力端子に接続されるとともに、第２の抵抗R12を
介して第１および第２のトランジスタQ11，Q12
のベースに接続されている。
一方、第１のトランジスタQ11のコレクタはさ
らに第４のトランジスタQ14のベースに接続され
ている。第４のトランジスタQ14は第１のトラン
ジスタQ11と異なるエミツタ面積を持ち、そのエ
ミツタは抵抗R13を介して第１の電源端Veeに接
続されている。第４のトランジスタQ14のコレク
タは、トランジスタQ15〜Q17および抵抗R14〜
R16で構成されるカレントミラー回路CMの電流
入力端A1に接続され、そしてこのカレントミラ
ー回路CMの電流出力端A2は第２のトランジスタ
Q12のコレクタおよび第３のトランジスタQ13の
ベースに接続されている。なお、カレントミラー
回路CMの入力側および出力側のトランジスタ
Q16，Q17のエミツタ面積は異なつている。また
定電流源CSは、全素子の電流が０の状態でも回
路が安定化する可能性があるため、スタート用と
して用いられるもので、高抵抗で置換えることも
可能である。
らに第４のトランジスタQ14のベースに接続され
ている。第４のトランジスタQ14は第１のトラン
ジスタQ11と異なるエミツタ面積を持ち、そのエ
ミツタは抵抗R13を介して第１の電源端Veeに接
続されている。第４のトランジスタQ14のコレク
タは、トランジスタQ15〜Q17および抵抗R14〜
R16で構成されるカレントミラー回路CMの電流
入力端A1に接続され、そしてこのカレントミラ
ー回路CMの電流出力端A2は第２のトランジスタ
Q12のコレクタおよび第３のトランジスタQ13の
ベースに接続されている。なお、カレントミラー
回路CMの入力側および出力側のトランジスタ
Q16，Q17のエミツタ面積は異なつている。また
定電流源CSは、全素子の電流が０の状態でも回
路が安定化する可能性があるため、スタート用と
して用いられるもので、高抵抗で置換えることも
可能である。
次に、この定電圧発生回路の動作を説明する。
基本的な動作としては、出力電圧Voutである
トランジスタQ13のエミツタ電圧の変化がトラン
ジスタQ12，Q14のベース電圧の変化をもたらし、
またトランジスタQ14のコレクタ電流がトランジ
スタQ15，Q16，Q17および抵抗R14，R15，R16で
構成されるカレントミラー回路CMを通してトラ
ンジスタQ17のコレクタ電流として帰還され、こ
のトランジスタQ17のコレクタ電流とトランジス
タQ12のコレクタ電流が等しい点で動作が安定す
るというものである。なお、抵抗R11〜R13の抵
抗値は同じ記号R11〜R13で表わすものとする。
トランジスタQ13のエミツタ電圧の変化がトラン
ジスタQ12，Q14のベース電圧の変化をもたらし、
またトランジスタQ14のコレクタ電流がトランジ
スタQ15，Q16，Q17および抵抗R14，R15，R16で
構成されるカレントミラー回路CMを通してトラ
ンジスタQ17のコレクタ電流として帰還され、こ
のトランジスタQ17のコレクタ電流とトランジス
タQ12のコレクタ電流が等しい点で動作が安定す
るというものである。なお、抵抗R11〜R13の抵
抗値は同じ記号R11〜R13で表わすものとする。
第２図において、トランジスタQ11，Q12はベ
ースどうしおよびエミツタどうしが結合されてい
るため、そのベース・エミツタ間電圧VBE11，
VBE12は等しく、従つてコレクタ電流も等しい。
一方、トランジスタQ14のベース・エミツタ間に
は、トランジスタQ12のベース・エミツタ間電圧
VBE12から抵抗R11，R13の電圧降下分を差し引い
た電圧が与えられる。そしてトランジスタQ14の
コレクタ電流がカレントミラー回路CMの入力電
流となり、これがトランジスタQ16，Q17のエミ
ツタ面積比倍された電流がカレントミラー回路
CMの出力電流、即ちトランジスタQ17のコレク
タ電流となる。
ースどうしおよびエミツタどうしが結合されてい
るため、そのベース・エミツタ間電圧VBE11，
VBE12は等しく、従つてコレクタ電流も等しい。
一方、トランジスタQ14のベース・エミツタ間に
は、トランジスタQ12のベース・エミツタ間電圧
VBE12から抵抗R11，R13の電圧降下分を差し引い
た電圧が与えられる。そしてトランジスタQ14の
コレクタ電流がカレントミラー回路CMの入力電
流となり、これがトランジスタQ16，Q17のエミ
ツタ面積比倍された電流がカレントミラー回路
CMの出力電流、即ちトランジスタQ17のコレク
タ電流となる。
ここで、トランジスタQ17のコレクタにはトラ
ンジスタQ12のコレクタとトランジスタQ13のベ
ースが共通接続されているが、トランジスタQ13
のエミツタから抵抗R12を介してトランジスタ
Q12のベースに帰還がかかるため、トランジスタ
Q17のコレクタ電流とトランジスタQ12のコレク
タ電流が等しくなる点で回路は安定する。この場
合、トランジスタQ14のエミツタ面積がトランジ
スタQ11のエミツタ面積のｍ倍（例えばｍ＝５）、
トランジスタQ17のエミツタ面積がトランジスタ
Q16のエミツタ面積のｎ倍（例えばｎ＝２）とす
れば、トランジスタQ12，Q17の両コレクタ電流
が上述の如く等しくなり、またトランジスタQ16
のコレクタ電流はトランジスタQ17のコレクタ電
流の１／ｎであり、トランジスタQ14のコレクタ
電流とトランジスタQ16のコレクタ電流が等しく
なることから、トランジスタQ14のコレクタ電流
はトランジスタQ12のコレクタ電流の１／ｎとな
る。このときトランジスタQ11，Q14の電流密度
をI11，I14とすれば、 I14／I11＝１／ｍ・ｎ ……(7) となる。従つてトランジスタQ11，Q14のベー
ス・エミツタ間電圧VBE11，VBE14の間には VBE11−VBE14＝kT／ｑln（ｍ・ｎ） ……(8) の関係が成立する。
ンジスタQ12のコレクタとトランジスタQ13のベ
ースが共通接続されているが、トランジスタQ13
のエミツタから抵抗R12を介してトランジスタ
Q12のベースに帰還がかかるため、トランジスタ
Q17のコレクタ電流とトランジスタQ12のコレク
タ電流が等しくなる点で回路は安定する。この場
合、トランジスタQ14のエミツタ面積がトランジ
スタQ11のエミツタ面積のｍ倍（例えばｍ＝５）、
トランジスタQ17のエミツタ面積がトランジスタ
Q16のエミツタ面積のｎ倍（例えばｎ＝２）とす
れば、トランジスタQ12，Q17の両コレクタ電流
が上述の如く等しくなり、またトランジスタQ16
のコレクタ電流はトランジスタQ17のコレクタ電
流の１／ｎであり、トランジスタQ14のコレクタ
電流とトランジスタQ16のコレクタ電流が等しく
なることから、トランジスタQ14のコレクタ電流
はトランジスタQ12のコレクタ電流の１／ｎとな
る。このときトランジスタQ11，Q14の電流密度
をI11，I14とすれば、 I14／I11＝１／ｍ・ｎ ……(7) となる。従つてトランジスタQ11，Q14のベー
ス・エミツタ間電圧VBE11，VBE14の間には VBE11−VBE14＝kT／ｑln（ｍ・ｎ） ……(8) の関係が成立する。
ここで、トランジスタQ11のコレクタ電流はト
ランジスタQ12のコレクタ電流と等しいから、ト
ランジスタQ12のコレクタ電流をｉとすれば、ト
ランジスタQ14のベース電圧はトランジスタQ12
のベース電圧から抵抗R11での電圧降下分（R11
×ｉ）を差し引いたものになる。
ランジスタQ12のコレクタ電流と等しいから、ト
ランジスタQ12のコレクタ電流をｉとすれば、ト
ランジスタQ14のベース電圧はトランジスタQ12
のベース電圧から抵抗R11での電圧降下分（R11
×ｉ）を差し引いたものになる。
一方、トランジスタQ14はそのエミツタが抵抗
R13を通して第１の電源端Veeに接続されており、
またQ14のエミツタ電流はｉ／ｎであるから、
Q14のエミツタ電位はR13×ｉ／ｎだけ電源端Vee
より高くなる。この関係から、トランジスタ
Q12，Q14のベース・エミツタ間電圧をVBE12，
VBE14とすると、 VBE12−VBE14＝R11×ｉ＋R13×ｉ／ｎ＝kT／ｑln（ｎ
・ｍ） ∴（R11＋R13／ｎ）ｉ＝kT／ｑln（ｎ・ｍ） ｉ＝１／R11＋R13／ｎkT／ｑln（ｎ・ｍ）＝Ｋ・kT／
ｑ……(9) 但し、 Ｋ＝ln（ｎ・ｍ）／（R11＋R13／ｎ） となり、トランジスタQ12のコレクタ電流ｉは
kT／ｑに比例した電流となる。
R13を通して第１の電源端Veeに接続されており、
またQ14のエミツタ電流はｉ／ｎであるから、
Q14のエミツタ電位はR13×ｉ／ｎだけ電源端Vee
より高くなる。この関係から、トランジスタ
Q12，Q14のベース・エミツタ間電圧をVBE12，
VBE14とすると、 VBE12−VBE14＝R11×ｉ＋R13×ｉ／ｎ＝kT／ｑln（ｎ
・ｍ） ∴（R11＋R13／ｎ）ｉ＝kT／ｑln（ｎ・ｍ） ｉ＝１／R11＋R13／ｎkT／ｑln（ｎ・ｍ）＝Ｋ・kT／
ｑ……(9) 但し、 Ｋ＝ln（ｎ・ｍ）／（R11＋R13／ｎ） となり、トランジスタQ12のコレクタ電流ｉは
kT／ｑに比例した電流となる。
従つて、出力電圧Voutは
Vout＝VBE12＋R12×ｉ
＝VBE12＋R12×Ｋ×kT／ｑ ……(10)
となる。(10)式の右辺第１項のVBE12は−1.8mV／
℃の負の温度特性を持つのに対して、第２項は
kT／ｑにより正の温度特性を持つ。従つて、R12
とＫの値を適当に選ぶことにより、出力電圧
Voutの温度特性を平坦にすることができる。具
体的には第１図に示した従来の回路と同様に、
Vout1.2V付近で温度特性が平坦化される。
℃の負の温度特性を持つのに対して、第２項は
kT／ｑにより正の温度特性を持つ。従つて、R12
とＫの値を適当に選ぶことにより、出力電圧
Voutの温度特性を平坦にすることができる。具
体的には第１図に示した従来の回路と同様に、
Vout1.2V付近で温度特性が平坦化される。
この定電圧発生回路においては、トランジスタ
Q13のベースを入力端と考えると、２つのフイー
ドバツクループが形成されている。第１のフイー
ドバツクループは、トランジスタQ13のエミツタ
電圧が抵抗R12を介してトランジスタQ12のベー
スに与えられ、Q12のコレクタ電流の変化となつ
てQ13のベースに帰還されるループである。第２
のフイードバツクループは、トランジスタQ13の
エミツタから抵抗R12，R11を介してトランジス
タQ14のエミツタに伝送された電圧がQ14のコレ
クタ電流の変化となり、トランジスタQ15〜Q17
と抵抗R14〜R16で構成されるカレントミラー回
路CMを通してQ17のコレクタ電流を変化させる
ループである。
Q13のベースを入力端と考えると、２つのフイー
ドバツクループが形成されている。第１のフイー
ドバツクループは、トランジスタQ13のエミツタ
電圧が抵抗R12を介してトランジスタQ12のベー
スに与えられ、Q12のコレクタ電流の変化となつ
てQ13のベースに帰還されるループである。第２
のフイードバツクループは、トランジスタQ13の
エミツタから抵抗R12，R11を介してトランジス
タQ14のエミツタに伝送された電圧がQ14のコレ
クタ電流の変化となり、トランジスタQ15〜Q17
と抵抗R14〜R16で構成されるカレントミラー回
路CMを通してQ17のコレクタ電流を変化させる
ループである。
ここで、第１のフイードバツクループにおい
て、トランジスタQ12はトランジスタQ17を定電
流源負荷とするエミツタ接地増幅器、トランジス
タQ13は電圧利得のないエミツタフオロワをそれ
ぞれ構成し、電圧増幅段はQ12によるエミツタ接
地増幅器の１段のみである。従つて、第１のフイ
ードバツクループは高い周波数まで高い利得が得
られ、かつ位相回りが少ない。
て、トランジスタQ12はトランジスタQ17を定電
流源負荷とするエミツタ接地増幅器、トランジス
タQ13は電圧利得のないエミツタフオロワをそれ
ぞれ構成し、電圧増幅段はQ12によるエミツタ接
地増幅器の１段のみである。従つて、第１のフイ
ードバツクループは高い周波数まで高い利得が得
られ、かつ位相回りが少ない。
一方、第２のフイードバツクループにおいて
は、トランジスタQ14は一種のエミツタ接地増幅
器を構成し、トランジスタQ17もトランジスタ
Q12を定電流源負荷とするエミツタ接地増幅器を
構成する。この第２のフイードバツクループは電
圧増幅段が２段あるため、第１のフイードバツク
ループに比較して段数が多い分だけ周波数応答が
劣化し、高い周波数で利得が減衰するとともに、
位相まわりが大きい。
は、トランジスタQ14は一種のエミツタ接地増幅
器を構成し、トランジスタQ17もトランジスタ
Q12を定電流源負荷とするエミツタ接地増幅器を
構成する。この第２のフイードバツクループは電
圧増幅段が２段あるため、第１のフイードバツク
ループに比較して段数が多い分だけ周波数応答が
劣化し、高い周波数で利得が減衰するとともに、
位相まわりが大きい。
従つて、第１および第２のフイードバツクルー
プの信号が足し合わされるトランジスタQ12，
Q17の両コレクタの接続点でのループゲインを見
ると、高周波では第２のフイードバツクループ内
のQ17の方はほとんど利得がなく、第１のフイー
ドバツクループ内のQ12のみの利得となることか
ら、電圧増幅段は実質的に１段のみとなつて、位
相回りの少ない安定な特性が得られることにな
る。第３図ａ，ｂに、第１のフイードバツクルー
プの利得および位相の周波数特性を示す。第１の
フイードバツクループは電圧増幅段が１段のみで
あるため、同図のように直流利得はさほど大きく
ないが、高い周波数まで比較的高い利得が安定し
て得られ、また位相特性も高い周波数まで安定で
ある。
プの信号が足し合わされるトランジスタQ12，
Q17の両コレクタの接続点でのループゲインを見
ると、高周波では第２のフイードバツクループ内
のQ17の方はほとんど利得がなく、第１のフイー
ドバツクループ内のQ12のみの利得となることか
ら、電圧増幅段は実質的に１段のみとなつて、位
相回りの少ない安定な特性が得られることにな
る。第３図ａ，ｂに、第１のフイードバツクルー
プの利得および位相の周波数特性を示す。第１の
フイードバツクループは電圧増幅段が１段のみで
あるため、同図のように直流利得はさほど大きく
ないが、高い周波数まで比較的高い利得が安定し
て得られ、また位相特性も高い周波数まで安定で
ある。
第４図ａ，ｂに、第２のフイードバツクループ
の利得および位相の周波数特性を示す。第２のフ
イードバツクループは電圧増幅段が２段あるため
利得、周波数とも周波数特性が悪く、同図のよう
に直流利得は高いものの、極での位相遅れにより
高い周波数での利得は大きく低下する。
の利得および位相の周波数特性を示す。第２のフ
イードバツクループは電圧増幅段が２段あるため
利得、周波数とも周波数特性が悪く、同図のよう
に直流利得は高いものの、極での位相遅れにより
高い周波数での利得は大きく低下する。
第５図ａ，ｂに、本実施例の定電圧発生回路の
最終特性である第１、第２のフイードバツクルー
プの並列合成特性、すなわちトランジスタQ12,17
の両コレクタの接続点での利得および位相の周波
数特性を示す。低い周波数では第２のフイードバ
ツクループルの特性が優先するため高い利得を示
すが、周波数が高くなるにつれて第２のフイード
バツクループの極の影響で位相回りが大きくなる
とともに利得が低下する。そして、第１のフイー
ドバツクループの利得より低くなる周波数（1）
からは第１のフイードバツクループの特性が優先
されて利得特性が平坦になるとともに、位相特性
が改善される。周波数がさらに高くなると、位相
特性は再び劣化するが、利得はほとんどなくな
る。
最終特性である第１、第２のフイードバツクルー
プの並列合成特性、すなわちトランジスタQ12,17
の両コレクタの接続点での利得および位相の周波
数特性を示す。低い周波数では第２のフイードバ
ツクループルの特性が優先するため高い利得を示
すが、周波数が高くなるにつれて第２のフイード
バツクループの極の影響で位相回りが大きくなる
とともに利得が低下する。そして、第１のフイー
ドバツクループの利得より低くなる周波数（1）
からは第１のフイードバツクループの特性が優先
されて利得特性が平坦になるとともに、位相特性
が改善される。周波数がさらに高くなると、位相
特性は再び劣化するが、利得はほとんどなくな
る。
なお、本実施例の定電圧発生回路の利得は図５
ａに示されるように周波数に応じて変化するが、
定電圧発生回路では直流利得がある値以上であれ
ばよく、直流以外の周波数では利得が変化しても
何ら問題はない。このように、本発明の定電圧回
路は高い周波数でも発振しない安定した特性が得
られる。従つて、従来必要としていた位相補償手
段、即ち集積回路内で大面積を占めるコンデンサ
が不要となるという利点がある。さらに、従来の
場合発振しないまでも発振状態に近い状態では雑
音の増加が見られるが、この発明によればこの雑
音も小さく抑えることができる。
ａに示されるように周波数に応じて変化するが、
定電圧発生回路では直流利得がある値以上であれ
ばよく、直流以外の周波数では利得が変化しても
何ら問題はない。このように、本発明の定電圧回
路は高い周波数でも発振しない安定した特性が得
られる。従つて、従来必要としていた位相補償手
段、即ち集積回路内で大面積を占めるコンデンサ
が不要となるという利点がある。さらに、従来の
場合発振しないまでも発振状態に近い状態では雑
音の増加が見られるが、この発明によればこの雑
音も小さく抑えることができる。
第１図は従来の定電圧発生回路の回路図、第２
図はこの発明の一実施例に係る定電圧発生回路の
回路図、第３図ａ，ｂは同実施例における第１の
フイードバツクループの利得および位相の周波数
特性を示す図、第４図ａ，ｂは同実施例における
第２のフイードバツクループの利得および位相の
周波数特性を示す図、第５図ａ，ｂは同実施例に
おける第１、第２のフイードバツクループの合成
の利得および位相の周波数特性を示す図である。 Q11……第１のトランジスタ、Q12……第２の
トランジスタ、Q13……第３のトランジスタ、
Q14……第４のトランジスタ、R11……第１の抵
抗、R12……第２の抵抗、R13……第３の抵抗、
CM……カレントミラー回路、Vee……第１の電
源端、Vcc……第２の電源端。
図はこの発明の一実施例に係る定電圧発生回路の
回路図、第３図ａ，ｂは同実施例における第１の
フイードバツクループの利得および位相の周波数
特性を示す図、第４図ａ，ｂは同実施例における
第２のフイードバツクループの利得および位相の
周波数特性を示す図、第５図ａ，ｂは同実施例に
おける第１、第２のフイードバツクループの合成
の利得および位相の周波数特性を示す図である。 Q11……第１のトランジスタ、Q12……第２の
トランジスタ、Q13……第３のトランジスタ、
Q14……第４のトランジスタ、R11……第１の抵
抗、R12……第２の抵抗、R13……第３の抵抗、
CM……カレントミラー回路、Vee……第１の電
源端、Vcc……第２の電源端。
Claims (1)
- １ コレクタ・ベース間が第１の抵抗を介して結
合され、エミツタが第１の電源端に接続された第
１のトランジスタと、この第１のトランジスタの
ベースおよびエミツタとそのベースおよびエミツ
タがそれぞれ結合された第２のトランジスタと、
この第２のトランジスタのコレクタにベースが接
続され、コレクタが第２の電源端に接続され、エ
ミツタが出力端子に接続されるとともに第２の抵
抗を介して第１および第２のトランジスタのベー
スに接続された第３のトランジスタと、第１のト
ランジスタのコレクタにベースが接続され、エミ
ツタが第３の抵抗を介して第１の電源端に接続さ
れた第１のトランジスタとエミツタ面積の異なる
第４のトランジスタと、この第４のトランジスタ
のコレクタに電流入力端が接続され、電流出力端
が第２のトランジスタのコレクタおよび第３のト
ランジスタのベースに接続されたカレントミラー
回路とを備えることを特徴とする定電圧発生回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57092886A JPS58208821A (ja) | 1982-05-31 | 1982-05-31 | 定電圧発生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57092886A JPS58208821A (ja) | 1982-05-31 | 1982-05-31 | 定電圧発生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58208821A JPS58208821A (ja) | 1983-12-05 |
| JPH056696B2 true JPH056696B2 (ja) | 1993-01-27 |
Family
ID=14066933
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57092886A Granted JPS58208821A (ja) | 1982-05-31 | 1982-05-31 | 定電圧発生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58208821A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6151219A (ja) * | 1984-08-21 | 1986-03-13 | Toshiba Corp | 定電流供給回路 |
| JP2953226B2 (ja) * | 1992-12-11 | 1999-09-27 | 株式会社デンソー | 基準電圧発生回路 |
-
1982
- 1982-05-31 JP JP57092886A patent/JPS58208821A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58208821A (ja) | 1983-12-05 |
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