JPH0562844B2 - - Google Patents
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- JPH0562844B2 JPH0562844B2 JP24365385A JP24365385A JPH0562844B2 JP H0562844 B2 JPH0562844 B2 JP H0562844B2 JP 24365385 A JP24365385 A JP 24365385A JP 24365385 A JP24365385 A JP 24365385A JP H0562844 B2 JPH0562844 B2 JP H0562844B2
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- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 6
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- JBRZTFJDHDCESZ-UHFFFAOYSA-N AsGa Chemical compound [As]#[Ga] JBRZTFJDHDCESZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 229910001218 Gallium arsenide Inorganic materials 0.000 description 2
- GPXJNWSHGFTCBW-UHFFFAOYSA-N Indium phosphide Chemical compound [In]#P GPXJNWSHGFTCBW-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000020169 heat generation Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
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- Amplifiers (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、特にGaAs（ガリウム砒素）あるい
はInP（インジユウムリン）等の半絶縁性化合物
基板上に形成されたマイクロ波モノリシツク集積
回路に関する。
はInP（インジユウムリン）等の半絶縁性化合物
基板上に形成されたマイクロ波モノリシツク集積
回路に関する。
本発明は、半絶縁性化合物基板の主表面上に、
複数の分布型増幅器を段間回路を介して多段構成
にした回路を含むマイクロ波モノリシツク集積回
路において、 段間回路の特性インピーダンスをマイクロ波モ
ノリシツク集積回路の入、出力の特性インピーダ
ンスよりも高くすることにより、 分布型増幅器を構成する電界効果トランジスタ
の総ゲート幅を狭くでき、低消費電力化、高周波
化、高信頼性化を図つたものである。
複数の分布型増幅器を段間回路を介して多段構成
にした回路を含むマイクロ波モノリシツク集積回
路において、 段間回路の特性インピーダンスをマイクロ波モ
ノリシツク集積回路の入、出力の特性インピーダ
ンスよりも高くすることにより、 分布型増幅器を構成する電界効果トランジスタ
の総ゲート幅を狭くでき、低消費電力化、高周波
化、高信頼性化を図つたものである。
〔従来の技術〕
半絶縁性化合物基板上に電界効果トランジスタ
を有する能動素子と、この能動素子の機能を発揮
させるような受動素子とからなるマイクロ波モノ
リシツク集積回路は、ハイブリツド集積回路に比
べて高周波特性に優れ、小型低価格化が可能であ
り、かつ信頼性も高いことから、特に準ミリ、ミ
リ波領域では必要不可欠なデバイスとなつてい
る。なかでも、分布型増幅器は、回路構造上マイ
クロ波モノリシツク集積回路に適しており、ま
た、化合物半導体の準ミリ波動作の特徴を生かし
て、超広帯域増幅が可能であることから、多くの
分野で実用化を迫られている。
を有する能動素子と、この能動素子の機能を発揮
させるような受動素子とからなるマイクロ波モノ
リシツク集積回路は、ハイブリツド集積回路に比
べて高周波特性に優れ、小型低価格化が可能であ
り、かつ信頼性も高いことから、特に準ミリ、ミ
リ波領域では必要不可欠なデバイスとなつてい
る。なかでも、分布型増幅器は、回路構造上マイ
クロ波モノリシツク集積回路に適しており、ま
た、化合物半導体の準ミリ波動作の特徴を生かし
て、超広帯域増幅が可能であることから、多くの
分野で実用化を迫られている。
マイクロ波モノリシツク集積回路で構成される
分布型増幅器では、複数の電界効果トランジスタ
が半絶縁性化合物基板主表面に並列に配置され、
各々の電界効果トランジスタには高周波信号の位
相速度を等しくする回路が接続されている。
分布型増幅器では、複数の電界効果トランジスタ
が半絶縁性化合物基板主表面に並列に配置され、
各々の電界効果トランジスタには高周波信号の位
相速度を等しくする回路が接続されている。
回路が縦続接続された多段構成の従来技術につ
いて図を用いて説明する。
いて図を用いて説明する。
第２図は、従来のマイクロ波モノリシツク集積
回路の一例を示すブロツク構成図である。従来、
分布型増幅器の多段構成のものは、１段の分布型
増幅器１，２を少なくとも２個同一チツプ上に形
成し、その間を段間回路３（線路でもよい。）を
介して縦続接続する。段間回路３の入力インピー
ダンス７は、１段の分布型増幅器１，２の出力イ
ンピーダンス５，６と同じに、また、出力インピ
ーダンス８は１段の分布型増幅器１，２の入力イ
ンピーダンス４，９と同じに設定される。
回路の一例を示すブロツク構成図である。従来、
分布型増幅器の多段構成のものは、１段の分布型
増幅器１，２を少なくとも２個同一チツプ上に形
成し、その間を段間回路３（線路でもよい。）を
介して縦続接続する。段間回路３の入力インピー
ダンス７は、１段の分布型増幅器１，２の出力イ
ンピーダンス５，６と同じに、また、出力インピ
ーダンス８は１段の分布型増幅器１，２の入力イ
ンピーダンス４，９と同じに設定される。
この第２図の構成の回路をさらに詳しく第３図
に示す。
に示す。
分布型増幅器の利得、消費電力、帯域幅につい
て次の関係がある。
て次の関係がある。
利得∝log［単位FETの相互コンダクタンスgm
×FET数Ｎ×特性インピーダンスZ0×段間イン
ピーダンスZ0′］ 消費電力Ｐ∝相互コンダクタンスgm 帯域Bw∝（gm／Z0Z0′）（Ｎ／単位FETゲート
幅Wg） 第３図の回路は、FETのゲート幅wgを100μm
当たりgm＝0.025S（ジーメンス）の得られるゲー
ト長ｌ＝0.5μm弐FETを３個用いた分布型増幅器
の２段構成とする。ここで段間のインピーダンス
はZ0′によつて規定される。第３図の２段増幅器
の利得はZ0′＝50Ωのときは、 log［25ms×３×50×50］×ｋ（比例定数）×２
（段）とすれば、比例定数ｋ＝2.5のとき、利得
11.4dBが得られる。このときの消費電力は
100μm×３×２＝600μmの総ゲート幅であつて、
ドレイン印加電圧V0＝4V、ゲート印加電圧VG＝
−2Vとすると、消費電流Itptal＝400mAが得られ
る。このときの帯域Bwは20GHzである。
×FET数Ｎ×特性インピーダンスZ0×段間イン
ピーダンスZ0′］ 消費電力Ｐ∝相互コンダクタンスgm 帯域Bw∝（gm／Z0Z0′）（Ｎ／単位FETゲート
幅Wg） 第３図の回路は、FETのゲート幅wgを100μm
当たりgm＝0.025S（ジーメンス）の得られるゲー
ト長ｌ＝0.5μm弐FETを３個用いた分布型増幅器
の２段構成とする。ここで段間のインピーダンス
はZ0′によつて規定される。第３図の２段増幅器
の利得はZ0′＝50Ωのときは、 log［25ms×３×50×50］×ｋ（比例定数）×２
（段）とすれば、比例定数ｋ＝2.5のとき、利得
11.4dBが得られる。このときの消費電力は
100μm×３×２＝600μmの総ゲート幅であつて、
ドレイン印加電圧V0＝4V、ゲート印加電圧VG＝
−2Vとすると、消費電流Itptal＝400mAが得られ
る。このときの帯域Bwは20GHzである。
上述した従来のマイクロ波モノリシツク集積回
路による分布型増幅器は、入、出力整合型増幅器
に比べて、同一利得を得るためには、チツプ上の
電界効果トランジスタの総ゲート幅を広くしその
相互コンダクタンス（gm）を上げる必要がある。
ところで、総ゲート幅が広くなることは、ドレイ
ンコンダクタンスが大きくなりインピーダンス整
合を劣化させるところから利得低下を招き、ま
た、ゲートソース間容量が増大するところから狭
帯域化を招き、さらに、消費電力が増大し発熱量
が増大して信頼度をも劣化させる欠点があつた。
路による分布型増幅器は、入、出力整合型増幅器
に比べて、同一利得を得るためには、チツプ上の
電界効果トランジスタの総ゲート幅を広くしその
相互コンダクタンス（gm）を上げる必要がある。
ところで、総ゲート幅が広くなることは、ドレイ
ンコンダクタンスが大きくなりインピーダンス整
合を劣化させるところから利得低下を招き、ま
た、ゲートソース間容量が増大するところから狭
帯域化を招き、さらに、消費電力が増大し発熱量
が増大して信頼度をも劣化させる欠点があつた。
本発明の目的は、上記の欠点除去するもので、
電界効果トランジスタの総ゲート幅を狭くできて
低消費電力化、高周波化、高信頼性化が図れるマ
イクロ波モノリシツク集積回路を提供することに
ある。
電界効果トランジスタの総ゲート幅を狭くできて
低消費電力化、高周波化、高信頼性化が図れるマ
イクロ波モノリシツク集積回路を提供することに
ある。
本発明は、半絶縁性化合物基板の主表面上に、
複数の分布型増幅器を段間回路を介して縦続接続
により多段構成した回路を含むマイクロ波モノリ
シツク集積回路において、上記段間回路の特性イ
ンピーダンスを上記マイクロ波モノリシツク集積
回路の入、出力特性インピーダンスより高く設定
したことを特徴とする。
複数の分布型増幅器を段間回路を介して縦続接続
により多段構成した回路を含むマイクロ波モノリ
シツク集積回路において、上記段間回路の特性イ
ンピーダンスを上記マイクロ波モノリシツク集積
回路の入、出力特性インピーダンスより高く設定
したことを特徴とする。
本発明は、段間回路の特性インピーダンスをマ
イクロ波モノリシツク集積回路の入出力の特性イ
ンピーダンス、例えば50Ωよりも大きく、例えば
60Ωに設定するので、電界効果トランジスタの相
互コンダクタンス（gm）がインピーダンスが高
い分だけ小さくとも良い。このため、若し同一利
得を得るためであれば、総ゲート幅を狭くでき、
その消費電力が小さく、高周波化できる。また、
同じ総ゲート幅であれば、帯域Bwが狭くなるも
のの、同電力で高い利得を得ることができる。
イクロ波モノリシツク集積回路の入出力の特性イ
ンピーダンス、例えば50Ωよりも大きく、例えば
60Ωに設定するので、電界効果トランジスタの相
互コンダクタンス（gm）がインピーダンスが高
い分だけ小さくとも良い。このため、若し同一利
得を得るためであれば、総ゲート幅を狭くでき、
その消費電力が小さく、高周波化できる。また、
同じ総ゲート幅であれば、帯域Bwが狭くなるも
のの、同電力で高い利得を得ることができる。
以下、本発明の実施例について図面を参照して
説明する。
説明する。
第１図は、本発明の一実施例を示すブロツク構
成図である。１段の分布型増幅器１，２が段間回
路３を介して縦続接続される。そして各々の特性
インピーダンスは、次のように設定される。前段
の分布型増幅器１の入力インピーダンス４ａと後
段の分布型増幅器２の出力インピーダンス５ａは
マイクロ波モノリシツク集積回路チツプの入、出
力の特性インピーダンスであり例えば50Ω、前段
の分布型増幅器１の出力インピーダンス６ａと段
間回路３の入力インピーダンス７ａは等しくし
て、マイクロ波モノリシツク集積回路チツプの
入、出力のインピーダンスより大きい値例えば60
Ωに設定する。また、段間回路３の出力インピー
ダンス８ａと後段の分布型増幅器２の入力インピ
ーダンス９ａは等しくしてマイクロ波モノリシツ
ク集積回路チツプの入、出力の特性インピーダン
スより大きい値例えば60Ωに設定する。
成図である。１段の分布型増幅器１，２が段間回
路３を介して縦続接続される。そして各々の特性
インピーダンスは、次のように設定される。前段
の分布型増幅器１の入力インピーダンス４ａと後
段の分布型増幅器２の出力インピーダンス５ａは
マイクロ波モノリシツク集積回路チツプの入、出
力の特性インピーダンスであり例えば50Ω、前段
の分布型増幅器１の出力インピーダンス６ａと段
間回路３の入力インピーダンス７ａは等しくし
て、マイクロ波モノリシツク集積回路チツプの
入、出力のインピーダンスより大きい値例えば60
Ωに設定する。また、段間回路３の出力インピー
ダンス８ａと後段の分布型増幅器２の入力インピ
ーダンス９ａは等しくしてマイクロ波モノリシツ
ク集積回路チツプの入、出力の特性インピーダン
スより大きい値例えば60Ωに設定する。
ここで、帯域をBw＝20GHzと一定とするると、
用いるFETに例えば、Wg＝80μmを用いること
ができる。このときの相互コンダクタンス
gm′は、gm′＝80／100×25＝0.02Sである。
用いるFETに例えば、Wg＝80μmを用いること
ができる。このときの相互コンダクタンス
gm′は、gm′＝80／100×25＝0.02Sである。
そこで、第３図の回路でその利得を求めると、
log［0.02×３×50×60］×ｋ×２＝11.3dB（ｋ＝
2.5のとき）が得られ、段間インピーダンスZ0′＝
50Ωのときと同等性能が、総ゲート幅＝80μm×
３×２＝480μmの総ゲート幅で実現できる。この
ときのドレイン印加電圧VD＝4V、ゲート印加電
圧VG＝−2Vとすると、Itptal＝400mA×480／600
＝320mAにて得られる。すなわち、段間インピ
ーダンスZ0′＝60Ωとすることで、約11dBの利
得、帯域20GHzが、消費電流400mAの分布型増幅
器として得ることがができる。
log［0.02×３×50×60］×ｋ×２＝11.3dB（ｋ＝
2.5のとき）が得られ、段間インピーダンスZ0′＝
50Ωのときと同等性能が、総ゲート幅＝80μm×
３×２＝480μmの総ゲート幅で実現できる。この
ときのドレイン印加電圧VD＝4V、ゲート印加電
圧VG＝−2Vとすると、Itptal＝400mA×480／600
＝320mAにて得られる。すなわち、段間インピ
ーダンスZ0′＝60Ωとすることで、約11dBの利
得、帯域20GHzが、消費電流400mAの分布型増幅
器として得ることがができる。
また、一方、従来と同じゲート幅Wg＝100μm
では、帯域が狭くなるものと、同じ電力で、利得
が11.8dBと利得増を実現することがができる。
では、帯域が狭くなるものと、同じ電力で、利得
が11.8dBと利得増を実現することがができる。
なお、本実施例において、段間回路３の代わり
に線路を用いた場合も同様である。
に線路を用いた場合も同様である。
このように本発明の特徴は、第１図において、
段間回路３の入、出力インピーダンス７ａ，８ａ
を、分布型増幅器１の入力インピーダンス４ａ、
分布型増幅器２の出力インピーダンス５ａよりも
大きくしたとことにある。
段間回路３の入、出力インピーダンス７ａ，８ａ
を、分布型増幅器１の入力インピーダンス４ａ、
分布型増幅器２の出力インピーダンス５ａよりも
大きくしたとことにある。
以上説明したように本発明は、多段分布型増幅
器を構成したマイクロ波モノリシツク集積回路に
おいて、段間回路の特性インピーダンスをマイク
ロ波モノリシツク集積回路の入、出力の特性イン
ピーダンスより大きい値となるよう回路構成する
ことにより、電界効果トランジスタの総ゲート幅
を狭くして、消費電力を小さくしながら同一利得
を得ることが可能となつた。これにより電界効果
トランジスタのドレインコンダクタンスによる損
失の改善と、ゲートソース間容量の低減による高
周波特性の改善をもたらすことができる。また、
消費電力を小さくすることにより、発熱量減少に
より信頼性向上が図れる効果がある。さらに、段
間回路の特性インピーダンスが高いことは、スト
リツプライン線路幅を細くでき、チツプサイズの
小型化と低価格化も実現できる。
器を構成したマイクロ波モノリシツク集積回路に
おいて、段間回路の特性インピーダンスをマイク
ロ波モノリシツク集積回路の入、出力の特性イン
ピーダンスより大きい値となるよう回路構成する
ことにより、電界効果トランジスタの総ゲート幅
を狭くして、消費電力を小さくしながら同一利得
を得ることが可能となつた。これにより電界効果
トランジスタのドレインコンダクタンスによる損
失の改善と、ゲートソース間容量の低減による高
周波特性の改善をもたらすことができる。また、
消費電力を小さくすることにより、発熱量減少に
より信頼性向上が図れる効果がある。さらに、段
間回路の特性インピーダンスが高いことは、スト
リツプライン線路幅を細くでき、チツプサイズの
小型化と低価格化も実現できる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク構成
図。第２図は従来例を示すブロツク構成図。第３
図は具体的な回路例図。 １，２……分布型増幅器、３……段間回路、
４，４ａ，７，７ａ，９，９ａ……入力インピー
ダンス、５，５ａ，６，６ａ，８，８ａ……出力
インピーダンス。
図。第２図は従来例を示すブロツク構成図。第３
図は具体的な回路例図。 １，２……分布型増幅器、３……段間回路、
４，４ａ，７，７ａ，９，９ａ……入力インピー
ダンス、５，５ａ，６，６ａ，８，８ａ……出力
インピーダンス。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 半絶縁性化合物基板の主表面上に、複数の分
布型増幅器を段間回路を介して縦続接続により多
段構成した回路を含むマイクロ波モノリシツク集
積回路において、 上記段間回路の特性インピーダンスを上記マイ
クロ波モノリシツク集積回路の入、出力特性イン
ピーダンスより高く設定した ことを特徴とするマイクロ波モノリシツク集積回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24365385A JPS62102611A (ja) | 1985-10-29 | 1985-10-29 | マイクロ波モノリシツク集積回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24365385A JPS62102611A (ja) | 1985-10-29 | 1985-10-29 | マイクロ波モノリシツク集積回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62102611A JPS62102611A (ja) | 1987-05-13 |
| JPH0562844B2 true JPH0562844B2 (ja) | 1993-09-09 |
Family
ID=17107013
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24365385A Granted JPS62102611A (ja) | 1985-10-29 | 1985-10-29 | マイクロ波モノリシツク集積回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62102611A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004034575A1 (ja) * | 2002-10-10 | 2004-04-22 | Nec Corporation | 半導体装置 |
| CN100459425C (zh) * | 2002-04-08 | 2009-02-04 | 日本电气株式会社 | 信号放大器和集成电路 |
| JP2010147735A (ja) * | 2008-12-18 | 2010-07-01 | Fujitsu Ltd | 増幅回路、差動増幅回路、及び光送信機 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4764093B2 (ja) * | 2005-08-03 | 2011-08-31 | 株式会社金陽社 | クッション材 |
-
1985
- 1985-10-29 JP JP24365385A patent/JPS62102611A/ja active Granted
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100459425C (zh) * | 2002-04-08 | 2009-02-04 | 日本电气株式会社 | 信号放大器和集成电路 |
| WO2004034575A1 (ja) * | 2002-10-10 | 2004-04-22 | Nec Corporation | 半導体装置 |
| US7106093B2 (en) | 2002-10-10 | 2006-09-12 | Nec Corporation | Semiconductor device |
| JP2010147735A (ja) * | 2008-12-18 | 2010-07-01 | Fujitsu Ltd | 増幅回路、差動増幅回路、及び光送信機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62102611A (ja) | 1987-05-13 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |