JPH0557767B2 - - Google Patents
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- JPH0557767B2 JPH0557767B2 JP56178680A JP17868081A JPH0557767B2 JP H0557767 B2 JPH0557767 B2 JP H0557767B2 JP 56178680 A JP56178680 A JP 56178680A JP 17868081 A JP17868081 A JP 17868081A JP H0557767 B2 JPH0557767 B2 JP H0557767B2
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G5/00—Tone control or bandwidth control in amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G5/00—Tone control or bandwidth control in amplifiers
- H03G5/005—Tone control or bandwidth control in amplifiers of digital signals
Description
【発明の詳細な説明】
トーンコントロール回路は一般にコンデンサ及
び抵抗器の組み合わせにより構成されている。従
つて、そのようなトーンコントロール回路に、例
えば第2図Aに示すように高域成分SHと低域成分
SLとを有するオーデイオ信号が供給されていると
き、例えば低域を増強するようにトーンコントロ
ールを行うと、第2図Bに示すように低域成分SL
のレベルが大きくなると同時に、位相のずれτ、
すなわち、位相歪みを生じてしまう。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Tone control circuits are generally constructed from a combination of capacitors and resistors. Therefore, in such a tone control circuit, for example, as shown in FIG. 2A, the high frequency component S H and the low frequency component
When an audio signal having S L is supplied, for example, if tone control is performed to enhance the low frequency range, the low frequency component S L
At the same time as the level of increases, the phase shift τ,
In other words, phase distortion occurs.
この発明は、この各信号成分の位相を考慮した
トーンコントロール回路を提供しようとするもの
である。 The present invention aims to provide a tone control circuit that takes into consideration the phase of each signal component.
以下その一例について説明しよう。なお、以下
の例においては、第3図に示すように、低域は
100Hz以下を±10dBの範囲にわたつて調整でき、
高域は25kHzで±10dBの範囲にわたつて調整でき
るようにした場合である。 An example of this will be explained below. In addition, in the following example, as shown in Figure 3, the low range is
Can be adjusted below 100Hz over a range of ±10dB,
The high frequency range is 25kHz and can be adjusted over a range of ±10dB.
第1図において、アナログのオーデイオ信号
が、入力端子1を通じてA/Dコンバータ2に供
給され、周波数が例えば50kHzでサンプリングさ
れてデジタル信号S2に変換され、この信号S2がロ
ーパスフイルタ11に供給される。 In FIG. 1, an analog audio signal is supplied to an A/D converter 2 through an input terminal 1, sampled at a frequency of, for example, 50 kHz, and converted into a digital signal S 2. This signal S 2 is supplied to a low-pass filter 11. be done.
このフイルタ11は、98個の遅延回路D0〜D97
と、50個の係数回路a0〜a49と、49個の加算回路
A0〜A48とにより係数が対称な98次のFIR形に構
成される。すなわち、遅延回路D0〜D97が縦続接
続され、0番目の遅延回路D0に信号S2が供給さ
れ、n番目(0<n<49)及び(98−n)番目の
遅延回路Do,D98-oの出力が(49−n)番目の係
数回路a49-oに供給されると共に、信号S2及び遅
延回路D98の出力が係数回路a49に供給され、48番
目の遅延回路D48の出力が係数回路a0に供給され、
係数回路a0〜a49の出力が加算回路A0〜A48に供
給されて信号S11が取り出される。 This filter 11 includes 98 delay circuits D 0 to D 97
, 50 coefficient circuits a 0 to a 49 , and 49 adder circuits
A 0 to A 48 constitute a 98th order FIR type with symmetrical coefficients. That is, the delay circuits D0 to D97 are connected in cascade, the signal S2 is supplied to the 0th delay circuit D0 , and the nth (0<n<49) and (98-n)th delay circuits D0 , D 98-o is supplied to the (49-n)th coefficient circuit a 49-o , and the signal S 2 and the output of the delay circuit D 98 are supplied to the coefficient circuit a 49 , and the 48th delay The output of circuit D 48 is fed to coefficient circuit a 0 ,
The outputs of the coefficient circuits a 0 -a 49 are supplied to adder circuits A 0 -A 48 and a signal S 11 is taken out.
この場合、遅延回路D0〜D97の遅延時間は、
A/Dコンバータ2におけるサンプリング周波数
の逆数、すなわち、20μ秒とされる。また、係数
回路a0〜a49の係数は、例えば第8図に示すよう
に選定される。なお、この第8図において、文字
Eの次の数字は、10の乗数を示すもので、例え
ば係数回路a49の係数a49は、
a49=2.58303E−3=2.58303×10-3
である。 In this case, the delay time of delay circuits D 0 to D 97 is
It is assumed to be the reciprocal of the sampling frequency in the A/D converter 2, that is, 20 μsec. Further, the coefficients of the coefficient circuits a0 to a49 are selected as shown in FIG. 8, for example. In addition, in this FIG. 8, the number next to the letter E indicates a multiplier of 10. For example, the coefficient a 49 of the coefficient circuit a 49 is a 49 = 2.58303E-3 = 2.58303 × 10 -3 .
従つて、フイルタ11の周波数特性は第6図に
示すような低域通過特性(阻止帯域の損失は
47dB以上)となり、出力信号S11は端子1の入力
信号の低域成分である。 Therefore, the frequency characteristic of the filter 11 is a low-pass characteristic (the loss in the stop band is
47 dB or more), and the output signal S 11 is the low frequency component of the input signal at terminal 1.
そして、この低域成分の信号S11が乗算回路1
2に供給されると共に、制御回路13から制御信
号S13が乗算回路12に供給され、信号S11は信号
S13により信号S11の示すレベルが第4図に示すよ
うに制御され、その出力信号S12が加算回路3に
供給される。 Then, this low frequency component signal S11 is sent to the multiplier circuit 1.
At the same time, the control signal S13 is supplied from the control circuit 13 to the multiplication circuit 12, and the signal S11 is supplied to the multiplication circuit 12.
The level of the signal S 11 is controlled by S 13 as shown in FIG. 4, and its output signal S 12 is supplied to the adder circuit 3.
また、コンバータ2からの信号S2が遅延回路2
1を通じて加算回路3に供給される。この遅延回
路21は、加算回路3に供給される信号S2と信号
S12との遅延時間の差をなくすためのものであり、
このため、遅延回路21はフイルタ11における
遅延回路Doと同様の49個の遅延回路D0〜D48によ
り構成される。 Also, the signal S 2 from the converter 2 is transmitted to the delay circuit 2
1 to the adder circuit 3. This delay circuit 21 connects the signal S 2 supplied to the adder circuit 3 and the signal
This is to eliminate the difference in delay time with S 12 ,
Therefore, the delay circuit 21 is composed of 49 delay circuits D 0 to D 48 similar to the delay circuit D o in the filter 11.
さらに、フイルタ21の遅延回路D47から信号
S2が取り出され、この信号S2がハイパスフイルタ
31に供給される。このフイルタ31も係数が対
称な2次のFIR形に構成されているもので、遅延
回路D0,D1と、係数回路b0,b1と、加算回路B0
とを有する。なお、係数回路b0,b1の係数は例え
ば第9図に示すように選定される。 Furthermore, a signal from the delay circuit D 47 of the filter 21 is
S 2 is extracted and this signal S 2 is supplied to the high pass filter 31 . This filter 31 is also configured in a quadratic FIR type with symmetrical coefficients, and includes delay circuits D 0 , D 1 , coefficient circuits b 0 , b 1 , and an adder circuit B 0 .
and has. Note that the coefficients of the coefficient circuits b 0 and b 1 are selected as shown in FIG. 9, for example.
従つて、フイルタ31の周波数特性は第7図に
示すような高域通過特性(阻止帯域の損失は
54dB以上)となり、その出力信号S31は端子1の
入力信号の高域成分である。また、この信号S31
と、加算回路3に供給されている信号S12,S2と
の間に遅延時間の差を生じることがない。 Therefore, the frequency characteristic of the filter 31 is a high-pass characteristic (the loss in the stop band is
54 dB or more), and its output signal S 31 is the high frequency component of the input signal at terminal 1. Also, this signal S 31
There is no difference in delay time between the signals S 12 and S 2 supplied to the adder circuit 3.
そして、この高域成分の信号S31が乗算回路3
2に供給されると共に、制御回路33から制御信
号S33が乗算回路32に供給され、信号S31は信号
S33により信号S31の示すレベルが第5図に示すよ
うに制御され、その出力信号S32が加算回路3に
供給される。 Then, this high frequency component signal S31 is sent to the multiplier circuit 3.
At the same time, the control signal S33 is supplied from the control circuit 33 to the multiplication circuit 32, and the signal S31 is supplied to the multiplication circuit 32.
The level of the signal S 31 is controlled by S 33 as shown in FIG. 5, and its output signal S 32 is supplied to the adder circuit 3.
従つて、加算回路3からは、信号S12,S2,S32
の加算信号S3が取り出されると共に、この信号S3
は、第3図に示すような周波数特性になる。すな
わち、制御信号S13により低域成分S12のレベル
は、第4図に示すように変化し、この低域成分
S12が平坦な特性の信号S2に加算されるので、加
算信号S3に含まれる低域成分S12は第3図に示す
ように変化する。また、制御信号S33により高域
成分S32のレベルは、第5図に示すように変化し、
この高域成分S32が平坦な特性の信号S2に加算さ
れるので、加算信号S3に含まれる高域成分S32は
第3図に示すように変化する。従つて、信号S3
は、制御信号S13,S33により第3図に示すように
変化する周波数特性になる。 Therefore, from the adder circuit 3, the signals S 12 , S 2 , S 32
The sum signal S 3 of S 3 is taken out, and this signal S 3
has a frequency characteristic as shown in FIG. That is, the level of the low-frequency component S12 changes as shown in FIG. 4 by the control signal S13 , and this low-frequency component
Since S 12 is added to the signal S 2 having a flat characteristic, the low frequency component S 12 included in the added signal S 3 changes as shown in FIG. Furthermore, the level of the high frequency component S 32 changes as shown in FIG. 5 by the control signal S 33 .
Since this high frequency component S32 is added to the signal S2 having a flat characteristic, the high frequency component S32 included in the added signal S3 changes as shown in FIG. Therefore, the signal S 3
has a frequency characteristic that changes as shown in FIG. 3 depending on the control signals S 13 and S 33 .
そして、この信号S3がD/Aコンバータ4に供
給されてアナログのオーデイオ信号とされ、これ
が出力端子5に取り出される。 This signal S 3 is then supplied to the D/A converter 4 and converted into an analog audio signal, which is taken out to the output terminal 5 .
こうして、この発明によれば、オーデイオ信号
のトーンコントロールができるが、この場合、特
にこの発明によれば、平坦な特性の信号S2に低域
成分S12及び高域成分S32を加算して所望の周波数
特性を得ると共に、このとき両成分S12,S32を形
成するフイルタ11,31を係数が対象なFIR形
フイルタにより構成しているので、フイルタ1
1,31の位相特性は平坦となり、信号S12,S32
に位相のずれを生じることがなく、従つて、端子
5の出力信号に含まれる低域成分S12と中域成分
と高域成分S32との間にも位相のずれ、すなわち、
位相歪みを生じることがない。 Thus, according to the present invention, it is possible to perform tone control of an audio signal. In this case, in particular, according to the present invention, the low frequency component S 12 and the high frequency component S 32 are added to the signal S 2 having a flat characteristic. In addition to obtaining the desired frequency characteristics, since the filters 11 and 31 that form both components S 12 and S 32 are constructed of FIR type filters with symmetrical coefficients, the filter 1
The phase characteristics of 1 and 31 become flat, and the signals S 12 and S 32
Therefore, there is no phase shift between the low-frequency component S12 , the middle-frequency component, and the high-frequency component S32 included in the output signal of the terminal 5, that is,
No phase distortion occurs.
第10図に示す例においては、低域、中域、高
域の位相(遅延)をも調整できるようにした場合
である。 In the example shown in FIG. 10, the phase (delay) of the low, middle, and high ranges can also be adjusted.
すなわち、フイルタ11からの低域成分S11と、
遅延回路21からの平坦な特性の信号S2と、フイ
ルタ31からの高域成分S31とが減算回路6に供
給され、信号S2から両成分S11,S31が減算されて
中域成分S6が取り出される。そして、これら各成
分S11,S6,S31が可変遅延回路14,24,34
に供給されると共に、制御回路15,25,35
からの制御信号により遅延回路14〜34の遅延
時間がそれぞれ制御される。 That is, the low frequency component S11 from the filter 11,
The signal S 2 with a flat characteristic from the delay circuit 21 and the high frequency component S 31 from the filter 31 are supplied to the subtraction circuit 6, and both components S 11 and S 31 are subtracted from the signal S 2 to obtain the mid frequency component. S 6 is taken out. These components S 11 , S 6 , and S 31 are connected to variable delay circuits 14, 24, and 34.
and the control circuits 15, 25, 35
The delay times of the delay circuits 14 to 34 are controlled by control signals from the respective delay circuits 14 to 34.
そして、遅延回路14からの低域成分S11が乗
算回路12に供給され、遅延回路24からの中域
成分S6が加算回路3に供給されると共に、遅延回
路34からの高域成分S31が乗算回路32に供給
される。 Then, the low frequency component S 11 from the delay circuit 14 is supplied to the multiplication circuit 12, the mid frequency component S 6 from the delay circuit 24 is supplied to the adding circuit 3, and the high frequency component S 31 from the delay circuit 34 is supplied to the adding circuit 3. is supplied to the multiplication circuit 32.
従つて、端子5にはトーンコントロールされた
オーデイオ信号が取り出されると共に、その各帯
域成分の遅延は所望の大きさに調整されたものと
なる。 Therefore, a tone-controlled audio signal is outputted to the terminal 5, and the delay of each band component is adjusted to a desired magnitude.
第1図、第10図はこの発明の一例の系統図、
第2図〜第9図はその説明のための図である。
11はローパスフイルタ、31はハイパスフイ
ルタである。
FIGS. 1 and 10 are system diagrams of an example of this invention,
FIGS. 2 to 9 are diagrams for explaining the same. 11 is a low pass filter, and 31 is a high pass filter.
1 並列接続され一端側共通接続点が第1の電源
に接続される複数の充電トランジスタと、
これら充電トランジスタの他端側共通接続点と
第2の電源との間に並列接続される複数の放電ト
ランジスタと、
内部回路からの信号を前記複数の充電トランジ
スタのゲートに供給し、これら充電トランジスタ
をほぼ同時に導通させ、所定の時間間隔で順次非
導通状態に設定する第1の信号伝達手段と、
前記内部回路からの信号を前記複数の放電トラ
ンジスタのゲートに供給し、これら放電トランジ
スタをほぼ同時に導通させ、所定の時間間隔で順
次非導通状態に設定する第2の信号伝達手段と
を具備することを特徴とする出力バツフア回路。
2 前記第1の信号伝達手段は、前記内部回路か
らの信号が前記充電トランジスタを導通状態に設
定する場合、前記内部回路からの信号を前記複数
の充電トランジスタのゲートにほぼ同時に供給す
1. A plurality of charging transistors connected in parallel and having a common connection point at one end connected to a first power source, and a plurality of discharge transistors connected in parallel between a common connection point at the other end of these charging transistors and a second power source. a transistor, and a first signal transmission means for supplying a signal from an internal circuit to the gates of the plurality of charging transistors, turning on the charging transistors almost simultaneously, and sequentially setting them in a non-conducting state at predetermined time intervals; and second signal transmission means for supplying a signal from an internal circuit to the gates of the plurality of discharge transistors, turning on the discharge transistors almost simultaneously, and sequentially setting them in a non-conduction state at predetermined time intervals. Features an output buffer circuit. 2. When the signal from the internal circuit sets the charging transistor to a conductive state, the first signal transmission means supplies the signal from the internal circuit to the gates of the plurality of charging transistors almost simultaneously.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56178680A JPS5880910A (en) | 1981-11-06 | 1981-11-06 | Tone control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP56178680A JPS5880910A (en) | 1981-11-06 | 1981-11-06 | Tone control circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPS5880910A JPS5880910A (en) | 1983-05-16 |
JPH0557767B2 true JPH0557767B2 (en) | 1993-08-24 |
Family
ID=16052670
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP56178680A Granted JPS5880910A (en) | 1981-11-06 | 1981-11-06 | Tone control circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JPS5880910A (en) |
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-
1981
- 1981-11-06 JP JP56178680A patent/JPS5880910A/en active Granted
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Publication number | Publication date |
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JPS5880910A (en) | 1983-05-16 |
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