JPH05505286A - バンドパス信号用補間形ａｄ変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 バンドパス信号用補間形ＡＤ変換器 本発明は、請求項１の上位概念記載のアナログノくンドパス信号をデジタル化す るためのＡＤ変換器、例えば無線受信機における搬送波周波数または中間周波数 用ＡＤ変換器に関する。デジタル化は、ＡＤインタフェースにおける回路コスト を低減しかつアナログ解決法の際に非理想的な素子特性（雑音、老化、温度ド＋ Ｊフト、ＤＣオフセット等）によって生じる難点を回避する。

中間周波信号のデジタル化は例えば、ＮＴＺ　Ａｒｃｈｉｖ１９８３年、第５巻 、第１２冊、第３５３頁から公知である。この公知の解決法の欠点は、ＡＤ変換 器力クり＜ンドバス信号をＡＤインタフェースにおいて既ζこ完全な振幅分解能 で変換している、従ってＡＤ変換器１ま数多くの精密素子によって非常に繁雑に 構成されなければならない点にある。この種の解決法は一方におし１て高いコス トがかかり、他方においてＡＤ変換の際に処理すべき信号成分が高ければ高い程 および入力信号の分解能を高くすべきであればある程、標本化時点を一層正確に 守らなければならない。これら素子の切換特性において多少のばらつきでも完全 に取り除くこと（ｊできないので、従来の方法によって実現可能な振幅分解能は 上方において制限される。

ＡＤインタフェースにおいて僅かな量子化段しか白しないが、それにも拘らず高 い分解能の、信す゛のＡＤ変換方法は、補間形の方法である。補間形のＡＤ変換 器は例えば、Ｉ　Ｅ　Ｅ　Ｅ　Ｔｒａｎｓ、　Ｃｏｌｍ３３．　Ｎｏ、　３．第 ２４９頁以下から公知である。

しかしこれらは、バンドパス信号のＡＤ変換には適していない。というのはスペ クトル成分が標本化周波数より著しく下方にある信号しか所望の分解能で変換さ れないからである。

本発明の課題は、１つまたは僅かな数の量子化段によってバンドパス信号の高精 度のＡＤ変換を実施することである。この課題は、請求項］の特徴部分に記載の 構成によって解決される。有利な実施例および／または改良例はその他の請求項 に記載されている。バンドパス信号をＡＤ変換するための補間形方法は、標本値 の振幅量子化を２つの縦続接続された段において実施する。その際第１段（段１ ）は本来のＡＤインタフェースを含み、一方策２段（段２）は純デンタルに構成 されている。ここでは標本値の振幅量子化は非補間形方法とは異なってＡＤイン タフェースにおける精密量子化素子によって行われるのでなくて、オーバサンプ リング、第１段における量子化雑音のスペクトル整形および第２段におけるデジ タル補間によって行われる。

次に本発明を図面を用いて説明する。

バンドパス信号に対する標本化定理によれば、標本化周波数ｆＡとバンドパス信 号の帯域幅Ｂとの間に次式 ％式％（１） が成り立ちかつバンドパス信号の中心周波数ｆ、と標本化周波数「、との間に次 式 ％式％（２） ただし、ｍ＝０．１．２．　・・ が成り立つとき、帯域幅Ｂを有するアナログパントノくス信号を情報損失なしに 標本値Ｔ＝１／ｆ、によって表示することができる。以下、ｍをパントノ（スイ ンデソクスと称しかつバンドパス信号の標本化を）くンドノくス標本化と称する 。

ＡＤ変換器を用いた実際のバンドパス標本化では、バンドパス信号の標本化（時 間的な量子化）の他に更に、ＡＤ変換器の精度に相応して振幅量子化が実施され る。本発明の補間形ＡＤ変換器は、パントノくス信号を、両方とも次のクロック 周波数 ｆＡ＞２ＮＢ　（３） によって作動される２つの縦続接続された段において変換する。その際Ｎは１よ り著しく大きくてよい（高いオーバサンプリング）。更に式（２）が当て嵌まる 。従って標本化周波数に対して次式が成り立つｆＡ＝４／　（２ｍ＋１）　・ｆ 、＞２ＮＢ　（４）第１図には、本発明のＡＤ変換器の第１段が示されている。

それは、粗量子化ＡＤ変換器（極端な場合には僅か１ビツトの分解能を有してい る）と、相応の分解能を有するＤＡ変換器と、比較部と、線形回路Ｗ４Ｈ（ｐ） と、係数素子ａｔおよびす、とから成る閉ループ制御回路である。ＡＤ変換器並 びにＤＡ変換器に対するクロックレートｆＡは式（４）に従って選択すべきであ る。

係数ａ＋およびｂｌは、閉ループ制御回路が安定しておりかつ量子化雑音が有効 周波数領域において最小であるように選択すべきである。安定性の基準は、例え ばボード線図の誹うな一般的な自動制御技術方法によって解決される。雑音は、 係数ａ、およびｂｌを、回路　−が近似的にｎ次の純粋な系のように応答するす るように選択することによって最小化され、その際ｎは使用の回路網Ｈ（ｐ）の 数である。

線形回路＠Ｈ（ｐ）は、その共振周波数が中心周波数または中心周波数の近傍に 同調されている共振器である。共振器と（、て、ローパス−バンドパス−変換ニ よって、集積されたまたは近似的に集積された、１次の回路網から生じる回路網 と同じかまたは類似の特性を有しているような回路網が適している。これらは例 えば 周波数ｆ、の正弦波振動によ１で励振され、時点ｔ＝０において接続され、出力 側において、その振幅が時間ｔに比例して上昇する正弦波振動に応答する線形回 路網。

または 周波数ｆ、の正弦波振動によって励振され、時点ｔ＝０において接続され、出力 側において、その振幅が有限な時間間隔Ｑ＜ｔ＜ｔ、において時間ｔに比例して 上昇する正弦波振動に応答する線形回路網。ただしｔ。は標本化期間より著しく 小さくすべきである。

または 七の共振周波数が入力信号の中心周波数に正確にまたは近似的に一致する共振器 。

または その共振周波数が入力信号の中心周波数に正確にまたは近似的に一致しかつロー パス−バンドパス−変換によって、集積されたまたは近似的に集積された、１次 の回路網から生じる回路網と同じかまたは類似の特性を有している共振器。

または 人力信号の帯域幅と比較して狭帯域の、その中心周波数が入力信号の中心周波数 に正確または近似的に一致スルバ〉ドパスフィルタ。

または 入力信号の帯域幅と比較して狭帯域の、その中心周波数が入力信号の中心周波数 に正確または近似的に一致しかつローパス−バンドパス−変換によって、集積さ れたまたは近似的に集積された、１次の回路網から生じる回路網と同じかまたは 類似の特性を有しているバンドパスフィルタ。

粗量子化された標本値の帰還および人力信号並びに回路網Ｈ（ｐ）の出力側にお ける信号経過の比較によって、共振周波数の近傍におけるエラー信号の信号成分 はその他の信号成分に比べてスペクトル的に重み付けされ、換言すればスペクト ル整形される。回路網Ｈ（ｐ）の出力信号は重み付は係数ａ１に相応して加算さ れかつ、粗振幅量子化するＡ　Ｄ変換器に供給される。負帰還によってＡＤ変換 器の出力側に粗量子化された標本値列が、これらが有効周波数領域において残留 雑音が除かれて理想的に標本化された入力信号に一致するように生じる。

第２図には、量子化雑音１の経過および、まだ僅かな値の残留雑音を含んでいる バンドパス信号２の経過が示されている。量子化雑音の大部分は実質的に有効周 波数領域外にあることがわかる。

バンドパス信号に対する本発明のＡＤ変換器の第２段において、その前に粗量子 化された標本値のデジタル補間による精密量子化が行われる。この段も、式（４ ）に従った第１段と同じクロック周波数ｆＡによって作動される。デジタル補間 を実施するために２つの基本的な方法があり、即ちその帯域中心および帯域幅が バンドパス信号の有効周波数帯域と振幅量子化なしの理想的なバンドパス標本化 においてバンドパス信号の有効周波数領域と正確または近似的に一致するデジタ ルバンドパスフィルタを用いたデジタル補間またはデジタル直交変調器を用いた デジタル補間がある。

デジタルバ〉ドバスフィルタを用いたこれよ、で説明してきたデジタル補間では 、量子化雑音の大部分の成分は有効周波数領域の外側にある。従ってこのバンド パスフィルタの出力側において精密量子化された標本値が取り出される。

第３図には、バンドパス信号に対する本発明のＡＤ変換器用デジタル直交変調器 が示されている。それは、２つのデジタル乗算器５，６を有する直交混合器４と ２つのデジタルローパスフィルタ７．８とから成っている。デジタルローパスフ ィルタ７．８は、その通過域が等価のローパス信号の有効周波数領域と正確にま たは近似的に一致する（遮断周波数ｆヨ＝Ｂ／２）ように選定されている。バン ドパス信号の情報内容はその搬送波位置（中心周波数）にはな（、その等価なロ ーパス信号に含まれているので、等価なローパス信号の精密量子化を実施するこ とができる。第１段の出力信号はデジタル乗算器５を有するデジタル直交混合器 ４においてＣｏｓ　（π／２ｘＫ）と乗算されかつそれからデジタルローパスフ ィルタ７を介して送出され、このローパスフィルタの出力側において等価なロー パス信号の精密量子化された実数部が取り出される。

同様第１段の出力信号はデジタル乗算器６を有するデジタル直交混合器４におい て一５ｉｎ（π／２ｘＫ）と乗算されかつそれからデジタルローパスフィルタ８ を介して送出され、このローパスフィルタの出力側において等価なローパス信号 の精密量子化された虚数部が取り出される。

２つのローパスフィルタ７．８の出力側における標本化レートは、デジタル補間 フィルタの帯域幅に相応して係数２Ｎだけ低減することができる。

第４図には、デジタル直交混合器４および、これに対応する簡単化されたデジタ ル直交混合器９が示されている。２つのデジタル搬送波列Ｃｏｓ　（ｋｘπ／２ ）および５ｉｎ（ｋｘπ／２）は量ｉ−１，０，１１からの値しかとらないので 、デジタル直交混合器４として実現する際にはデジタル乗算器５および６を省略 することができる。その代わりに、標本化周波数ｆＡと同期して切換位ｆｆ１ｏ 、１．２．３に周期的に順次切り換えられる、有利には電子スイッチから成るス イッチ１．０．１．１および係数０．１および−１との単純な乗算を実施するデ ジタル素子とが使用される。

第５図には、回路網Ｈ（ｐ）の回路の実施例が示されている。それは、コンデン サ１２と、電圧制御される電流源としてのエミッタ接地形トランジスタ１４から 給電されるコイル１３とから成っている。動作点を設定するためのオーミック抵 抗は図示されていない。

第６図には、唯一の線形回路網Ｉ（（ｐ）Ｌ、か有していない第１段の回路の実 施例が示されている。それは、コンデンサ１６およびコイル１７を有する並列振 動回路と、コンパレータ１８と、フリップフロップ１９と、トランジスタ２０． ２１と、電圧制御される電流源２２とから成る。フリップフロップ１９には周波 数ｆＡによって作動されて、コンパレータ１８の切換状態が転送される。コンパ レータはコンデンサ１６とコイル１７とを有する並列振動回路によって制御され る。２つのトランジスタのコレクタ電流は電圧Ｕ、およびＵ、の差によって制御 される。従ってトランジスタ２０．２１と定電流源２２とから成る差動増幅器は 同時に、比較部として、およびコンデンサ１６とコイル１７とから成る並列振動 回路および定電流源２２に給電するための電圧制御される電流源として作用する 。

定電流源２２は例えば、オーミック抵抗またはトランジスタ回路によって実現す ることができる。

Ａ 要　約　鷹 バンドパス信号に対する本発明の補間形ＡＤ変換器では、標本値の振幅量子化は ２つの縦続接続された段において実施され、その際第１段は本来のＡＤインタフ ェースを含んでおりかつ第２段は純デジタルに構成されている。標本値の振幅量 子化はここでは他の方法におけるようにＡＤインタフェースにおける精密量子化 素子を使用するのではなく、オーバサンプリング、量子化雑音のスペクトル整形 およびデジタル補間によって行われる。これにより、本来のＡＤインタフェース において非常に粗い精度の素子（極端な場合には僅か２つの量子化段しか有して いない）を使用することができるようになる。

国際調査餠先 ン ン に 整 阪 一一一一一一一−１１ａ　ＰＣＴ／ＥＰ　９０１０２２５３国際調査報告

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. １．帯域幅Ｂのバンドパス信号に対するＡＤ変換器において、 該ＡＤ変換器は補間形方法を使用する ことを特徴とするＡＤ変換器。
2. ２．ＡＤ変換器は、次の標本化レート ｆＡ＝４／（２ｍ＋１）・ｆｍ＞２ＮＢによって作動され、 上記式中ｆｍ＝バンドパス信号の中心周波数ｍ＝０：１：２：３：・・・ Ｎ＞＞１ であり、かつ 前記ＡＤ変換器は入力信号を第１段において標本化周波数ｆＡによって振幅につ いて粗量子化しかつ該粗振幅量子化によって発生された量子化雑音を、大部分の 雑音成分が有効信号領域の外にあるようにスペクトル整形し、かつ 前記ＡＤ変換器は、前記第１段において得られた信号を第２段においてデジタル 補間する 請求項１記載のＡＤ変換器。
3. ３．ＡＤ変換器は第２段における信号の補間をデジタルバンドパスフィルタを用 いて実施する請求項２記載のＡＤ変換器。
4. ４．第２段における信号はまず直交混合されかつ２つのデジタルローパスフィル タを用いてデジタル補間され、前記ローパスフィルタの出力側に入力信号の同相 の標本値および直交成分が取り出される請求項２記載のＡＤ変換器。
5. ５．デジタルバンドパスフィルタの通過域は、ｆＡによるバンドパス標本化の際 の入力信号の有効周波数領域と正確または近似的に一致する 請求項３記載のＡＤ変換器。
6. ６．デジタルローパスフィルタの通過域は、バンドパス信号に等価なローパス信 号と正確または近似的に一致する 請求項４記載のＡＤ変換器。
7. ７．直交混合器は、スイッチ位置０，１，２，３を周期的に順次切り換わる２つ のスイッチと、それぞれのスイッチ位置に対応して設けられている、０：１およ び−１との乗算を実施するデジタル素子とから成る 請求項４または６記載のＡＤ変換器。
8. ８．第１段の構成は、少なくとも１ビットの分解能を有するＡＤ変換器と、相応 の分解能を有するＤＡ変換器と、少なくとも１つの回路網Ｈ（ｐ）と、値０およ び１もとることができる係数素子ａ１およびｂ１と、比較部とから成る 請求項２から７までのいずれか１項記載のＡＤ変換器。
9. ９．係数ａ１およびｂ１は、第１段の回路が安定しておりかつ量子化雑音が最適 に整形されるように選択されている 請求項８記載のＡＤ変換器。
10. １０．１つまたは複数の回路網Ｈ（ｐ）は、その共振周波数が入力信号の中心周 波数ｆｍに正確または近似的に一致する共振器から成る 請求項８または９記載のＡＤ変換器。