JPH05502100A - ノッキング識別用回路装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ノッキング識別用回路装置 従来の技術 本発明は、ノッキングセンサを有する、内燃機関のノッキング識別用回路装置に 関する。このノッキングセンサはノッキング周波数の分離を行うフィルタを介し て評価回路と接続されている。

自動車技術では、内燃機関のノッキング状態は危険な動作状態であり、長期間で 見ると損傷につながり得る。従い、内燃機関のノッキングを識別する回路装置が 公知である。この回路装置は、ノッキングセンサを用いて内燃機関の周波数スペ クトルを検出し、関連するノッキング周波数を取り出し濾波して別の回路に供給 する。この回路はノッキングを識別した際に内燃機関の動作パラメータを、ノッ キングの無い動作が得られるようにＩＩ！ｉする。公知の回路装置の検出装置お よび評価装置にはますます多（の要求が課せられている。

現代の内燃機関構造では、ますます高いノッキング周波数を検出し、評価しなけ ればならない。これには現在使用されている評価回路の遮断周波数が比較的低い ことが問題となる。さらにノッキングセンサ信号の評価をできるだけ簡単に構成 した装置で行いたいという要望もある。

発明の利点 請求項１の特徴を有する本発明の回路装置は従来技術に対して、ノッキングセン ナ信号の周波数が比較的高（でも簡単で安価な回路装置全体の構成が得られると いう利点を有する。というのは本発明では周波数の逓降が行われ、それにより比 較的簡単な技術を使用することができるからである０本発明によれば周波数逓降 は混合段によって行われ、この混合段はスーパポジション原理（ビート原理、５ ｕｐｅｒｈｅｔｅｒｏｄｙｎｅ−Ｐｒｉｎｚｉｐ　）に従い動作し、これにより ノッキングセンサ信号の周波数が逓降される。次いで、この逓降された周波数は 評価回路に供給される。

本発明の別の構成では、混合段が発振器周波数で駆動される。この発振器周波数 はノッキング周波数と同じ大きさを有している。これには測定段の出力側でノッ キング信号の包絡曲線に相応する信号が使用できるという利点がある。

しかし選択的に、混合段をノッキング周波数とは異なる次のような発振器周波数 で駆動することも可能である。すなわち、混合段の出力信号の周波数がノッキン グ周波数よりも低くなるような周波数で駆動するのである。この周波数逓降によ り、簡単な手段による信号の後の処理が可能になる。発振器周波数は、後置接続 されたフィルタ（帯域フィルタ）の所望のノッキングフィルタ周波数の大きさだ け低くするか、または予期されるノッキング信号の周波数だけ高くすることがで きる。この周波数逓降の利点は、既に述べたように、非常に高い周波数のノッキ ング信号を処理することができることである。また、別の信号処理に対して周波 数処理特性の点で格段に高い要求が課せられることは有利には混合段は第１の乗 算器として構成される。

この乗算器にはノッキングセンサ信号および別の入力量として発振器周波数が供 給される。ノッキングセンサ信号は基本ノイズおよび場合により存在するノッキ ング信号から合成される。乗算器の出力側は評価回路に接続されている。

例えば混合段とノッキングセンナの間にレベル−足保持回路を接続することがで きる。この回路により内燃機関の動作状態に依存するノッキングセンサ信号が振 幅の点で一定のレベルにもたらされ、次の後続処理をすることができる。ノッキ ングセンサ信号の振幅変動は例えば回転数に起因し、内燃機関の動作時間（老化 ）にも依存する。さらにこの変動は構成素子のばらつきおよび公差によっても生 じる。

有利な実施例によれば、レベル−足保持回路は第２の乗算器を有しており、この 乗算器は入力量としてノッキングセンサ信号と評価回路の制御信号を受け取る。

制御信号は評価回路に所属する制御回路から送出される。制御回路によりレベル −足保持回路の出力側での特表千５−５０２１００　（３） 一定のレベルが常に保証される。

例えば評価回路はマイクロコンピュータとして構成することができる。このマイ クロコンピュータは例えば内燃機関の制御装置の一部とすることができる。

マイクロコンピュータの制御回路は有利には、平均値形成器を介してレベル−足 保持回路に接続されている。この平均値形成器は、マイクロコンピュータから出 力される論理信号、例えばパルス幅変調信号、有利にはパルス幅変調矩形信号か ら直流電圧成分を得るために必要である。これはパルス幅変調信号の平均値形成 により行われる。有利には平均値形成器はＲＣ素子から形成される。

冒頭に述べた、ノッキングセンサ信号から関連するノッキング周波数を取り出し 濾波するフィルタは、本発明ではローパスフィルタとして構成される。これは本 発明の構成の特に有利な点である。というのは、従来の技術から公知の帯域フィ ルタ（ノッキングフィルタ）を省略することができるからである。信号濾波に対 してはまったく簡単な、有利には一次のローパスフィルタで十分である。これは 例えば従来のようにＱの非常に低い（例えばＱ−３）ノッキングセンサを使用す る場合である。これにより本発明の構成では特に簡単な適用性が得られる。従来 のようにノッキングフィルタの中心周波数（帯域フィルタ）並びにノッキングフ ィルタのＱを調整するのではなく、本発明では間単に発振器信号およびローパス 矩形周波数に対するパラメータを設定することができる。ローパス矩形周波数は 例えばトリマを用いて簡単に悪影響なしで調整される。本発明のローパスフィル タネ所望の高周波混合積の除去を行う。

有利で簡単な実施例によれば、ローパスフィルタはＲＣ素子から構成される。

有利には第１および第２の乗算器としてＯＴＡ構成部材（Ｏｐｅｒａｔｉｏｎａ ｌ　Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）を使用する。

ここまで説明した実施例では、発振器信号とノッキング信号との間に同期性のな いことが可能である。同期性がないことによりノッキング信号の包絡曲線だけで なく、うなり周波数も形成されるようになる。従って歪みのない変調が得られな い。しかしこれは重要なことではない。なぜならば、ノッキング状態の検出にレ ベルが使用されるからである。うなり周波数によって特に、値“零”が生成され 、そのためノッキングの検出が不可能になり得る。しかしうなり周波数のこの特 別な場合も、ノッキング信号が２つの混合段に供給され、この２つの混合段が位 相の異なる同じ発振器周波数で駆動されれば回避される。これにより常に、発生 するノッキングが識別され１Ｍ応の対抗措置をとり得ることが確実となる０位相 角の差は例えば９０６である。

２つの発振器周波数は９０″位相のずれたクロック信号に所属することができる 。すなわち、このクロック信号は上記の発振器周波数を有している。クロック信 号は既述のマイクロコンピュータから送出されると有利である。従い論理信号が 取り扱われる。マイクロコンピュータは相互ｌこ９０°位相のずれた２つのクロ ック信号を送出する。

しかし選択的に、クロック信号を２つの半分周器を用いて２倍の周波数の基本タ ロツク信号から形成することもできる。この場合、半分周器の一方は正のエツジ でトリガされ、他方は負のエツジでトリガされる。

この異なるトリガと２つの半分、ｌｉ！器により、１つの基本クロック信号から 相互に９０’位相のずらされた２つのクロック信号を得ることができる。

さらに、２つの乗算器の出力側をそれぞれローパスフィルタに接続し、ローパス フィルタ出力側を結合回路を用いて統合することができる。結合回路は有利には 加算個所として構成されるゆ従って、２つの乗算器と２つのローパスフィルタが 必要である。結合回路によって初めて２つのローパスフィルタ出力信号から、後 続の処理を行う１つの共通の信号が形成される。しかし選択的に、レベル−足保 持回路により形成された信号をそれぞれ受け取る２つの乗算器の出力側を、結合 回路を用いて統合し、結合回路の出力側をローパスフィルタに接続することもで きる。この場合、前に述ペた２つのローパスフィルタの代りに、１つのローパス フィルタしか必要としない。

評価回路の所要計算時間は、ローパスフィルタと評価回路の間に閾値スイッチを 接続すると少なくなる。

閾値スイッチは設定値レベルを上回ったか否かに応答する。このようにすればこ のタスクを、記憶された比較値を有するＡ／Ｄ変換器によって実行する必要はな い。そのため計算時間が短縮される。正確なノッキング評価を行うためには、時 間単位毎のレベル上回りの数を検出することが必要なだけであり、これにより正 確なノッキング状態識別が可能になる。設定値との比較等は計算機に対しては省 略される。

しかし選択的に閾値スイッチの代りに、ローパスフィルタと評価回路の間に整流 器を、また後続の積分器を接続することもできる。これにより、マイクロコンピ ュータに対する計算負荷がさらに軽減され、評価は疑似的に大部分がハードウェ アで行われる。整流器は、信号が負の場合に積分器が再び“逓降方向に積分”し ないようにするため必要である。積分器の出力側に接続されたマイクロコンピュ ータは、積分値が設定値を上回るか否かを決定するだけでよい。設定値を上回れ ばノッキング状態が存在している。従って、マイクロコンピュータの機能はコン パレータと同じである。

図面 以下本発明を図面に基づき詳細に説明する。

図１は内燃機関のノッキング識別用回路装置の第１の実施例、 図２は回路装置の別の実施例、 図３は回路装置の別の実施例、 図４は回路装置の別の実施例、 図５は回路装置の模式的ブロック回路図、図６は回路装置の別の実施例、 図７は回路装置の別の実施例、 図８は回路装置の別の実態例、 図９は回路装置の別の実施例、 図１０は回路装置の最後の実施例を示す。

実施例の説明 図１は本発明の回路装置の原理図を示す。この回路装置は内燃機関のノッキング を識別するのに用いる。

回路装置は（図示しない）ノッキングセンナを有しており、このノッキングセン サのノッキングセンサ信号ＫＳはレベル−足保持回路１に供給される。レベル− 足保持回路ｌは乗算器２として構成されている。この乗算器は別の入力量として 制御信号Ｋを受け取る。制御信号には評価回路３から送出される。これについて 以下詳細に説明する。

乗算器２の出力側４は混合段６の入力側５と接続されている。混合段６は同様に 乗算器７として構成されている。このように乗算器７が第１の乗算器１乗算器２ が第２の乗算器を形成する。

第１の乗算器７は別の入力量としてクロック信号Ｔの発振器周波数ｆ　Ｔａｋｔ を受け取る。クロック信号Ｔは次の関係を有している。

Ｕｓｉｎ　ωＫｔ ここで ωに＝２π　ｆ　Ｋｌｏｐｆ クロック信号Ｔは制御信号にと同様に評価回路３から発生する。

混合段６の出力側８はフィルタ９と接続されている。

このフィルタはローパスフィルタＴＰとして構成されている。有利にはローパス フィルタは一次であり、笥単にはＲＣ素子により実現することができる。フィル タ９の出力側１０は評価回路３に接続されている。

回路装置は、第２の乗算器２の出力側４に制御信号Ｋによって一定のレベルが形 成されるように構成されている。このことは、ノッキングセンサ信号ＫＳが一定 のレベルに制御されることを意味する。このノッキングセンサ信号の振幅はとり わけ内燃機関の種々異なる動作状態により変動する。第２の乗算器２の出力信号 は混合段６を形成する第１の乗算器１に供給される。

そこからビート原理（スーパヘテロダイン、５ｕｐｅｒｈｅｔｅｒｏｄｙｎｐｒ ｉｎｚｉｐ）に従い、クロック信号Ｔによるスーパポジションが行われる。ここ ではクロック信号Ｔの周波数（発振器周波数ｆ　Ｔａｋｔ　）は予期される内燃 機関のノッキング周波数ｆに１ｏｐｆと同じ大きさに選択される。その際発生す る混合信号は、ここで重要なノッキング状態を表す上方をオーディオ周波数位置 に含んでいる。ノッキング信号の包絡曲線に相応する信号が存在する。この包絡 曲線は簡単な手段によりさらに処理することができる。混合段６の出力信号は、 不所望の高周波混合積を除去するためローパスフィルタＴＰに供給される。後続 の評価回路３ではフィルタ９から発生した信号が内燃機関のノッキング状態を識 別するため評価される。

図２には図１の回路装置が詳細に示されている。ノッキングセンナ信号ＫＳは場 合によりさらに、ＲＣ素子１１を介して導通されることがわかる。これは、発信 器信号の高調波を介した受信を回避するためである（二次受信個所）、さらに図 ２はローパスフィルタＴＰがＲＣ素子１２によって実現可能であることを示して いる。評価回路３はマイクロコンピュータμＣとして構成される。評価回路は制 御信号Ｋを形成するために、制御回路１３を有している。制御回路は、フィルタ ９から発生し、マイクロコンピュータｐｃのＡ／Ｄ変換器に供給される信号から 入力量として実際設定値ｕ　ｉｓｔを受け取る。制御回路１３の出力側では制御 電圧［ＩＲｓｇｅｌが取り出される。この制御電圧はＲＣ素子１５として構成さ れた平均値形成器１４に供給される。

制御電圧の平均値ＵＲｅｇｅｌは制御信号Ｋを表す。

平均値形成器１４は、制御電圧Ｕ　Ｒｅｇｅ　ｌが論理状態だけを取ることがで きるので必要である。ここでは制御機能のためにパルス幅変脚された矩形信号が 取り扱われる。パルス幅が大きくなればなるほど、平均値形成器１４の平均値は 上昇する。この平均値は直流電圧であり、この電圧は第２の乗算器２にて、ノッ キングセンサ信号ＫＳとほぼ一定のレベルを形成するために乗算される。

発振器周波数ｆＴａｋ、ｔでは矩形パルス列が取り扱われる。これは図２に同様 に示されている。この矩形パルス列は既に述べた高周波混合積となる。しかしこ の混合積はローパスフィルタＴＰにより除去される。

図２の回路装置では比較的大きな計算時間がマイクロコンピュータμＣにおいて 必要である。というのは、そこで全信号処理が行われるからである。前記のＡ／ Ｄ変換器のＡ／Ｄ変換時間は、サンプリング定理を十分に満たすため、十分に小 さく選択されなければならない、これは市場に流通しているＡ／Ｄ変換器により 保証される。ノッキング信号の処理はマイクロコンピュータμＣのソフトウェア によって行われる。

前述の矩形信号を使用することにより、既に示した二次受信個所が混合段６に発 生することができる。この矩形信号は比較的高い高調波にある。このようなこと は、クロック信号Ｔとして正弦波電圧を使用したのでは生じない。特にローパス フィルタＴＰは前記の比較的高い高調波の不都合な作用を阻止する。

乗算器２．７として剪利には、市場に流通している０ｐｅｒａｔｉｏｎａｌ　ｔ ｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ　ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　（ＯＴ　Ａ　）を使用 する。これは非常に高い周波数のノッキング信号を処理することができる。

図３は本発明の回路装置の別の実施例を示す。この実施例では計算能力の比較的 低いマイクロコンピュータμＣを使用することができる。というのは、ノッキン グセンサ信号ＫＳのハードウェア的評価が一部行われるからである。

図１に対する図３の実質的な相違は、ローパスフィルタＴＰとマイクロコンピュ ータμＣの間に閾値スイッチＳが接続されていることである。この閾値スイッチ は通常レベル（設定［）の上回りを識別し、インタラブドをトリガする。閾（１ スイツチＳは図３に示したように、ヒステリシスを有している。応答レベルは一 定または、図３に示したように、制御電圧ＵＲｅｇｅｌの大きさで制御すること ができる。この変形実施例は、マイクロコンピュータμＣのＡ／Ｄ変換器を不必 要にする。というのは、レベルの上回りが存在しているかぐこれはノッキングを 意味する〕否かの決定が１ｍ（［スイッチにより行われるからである。しかし正 確なノッキング評価はコンピュータにより行われる。コンピュータは時間単位毎 のレベルの上回りの数を検出し、そこから内燃機関がノッキングしているか否か の決定を下す。

図４は別の実施例を示す。この実施例はさらに低い計算能力しか必要としない。

閾値スイッチＳの変わりに、ローパスフィルタＴＰとマイクロコンピュータμＣ の間に整流器Ｇ１と積分器ｌが接続されている。詳細には、整流器Ｇ１は包絡曲 線検出器であり、その入力側１６はローパスフィルタＴＰに接続されている。

整流器Ｇ１の出力側１７は抵抗Ｒを介して演算増幅器ＯＰのマイナス入力側１８ と接続されている。マイナス入力側１８から積分コンデンサＣＩｎｔが演算増幅 器ｏＰの出力側１９に接続されている。積分コンデンサＣＩｎｔに並列にスイッ チＳＣＨが接続されており、このスイッチはマイクロコンピュータμＣの測定窓 ＭＦにより投入接続される。これにより、積分が内燃機関の点火直後にのみ行わ れるようになる。

図３の回路装置で既に十分にハードウェア的信号処理が行われている。マイクロ コンピュータμＣは単に、出力側１９の積分値が設定値を上回ったか否かを決定 すれば良いだけで、これにより内燃機関のノッキング動作が検出される。従って 、マイクロコンピュータμＣの機能はこの観点からコンパレータに比較し得る。

検出すべきノッキング振動は、内燃機関の相応のシリンダの残余容積中の空洞共 鳴により発生する。ここで残余容積とは、上死点位置で存在する容積であると理 解されたい、このような空洞振動に対して、所属の波動方程式の解は多数ある。

すなわち、例えば次のような波長も共鳴中に生じる。すなわち、波長の半分およ び半波長の奇数倍も前記の空洞に“共鳴する“。従って、この高調波振動も適切 な高調波を含むクロック信号により同様にオーディオ領域に変換することができ 、これによりＳ／Ｎ比がさらに改善される。

本発明の基本的な利点は、市場流通しているＯＴＡを乗算器２ないし７として使 用することができることである。さらに周波数領域のノッキング信号を畳み込む ことにより、−次の簡単なローパスフィルタＴＰを従来使用されていた帯域フィ ルタ（ノッキングフィルタ）の代りに使用することができる。さらに、回路は簡 単に適用される。ローパスフィルタＴＰのフィルタパラメータと発振器周波数ｆ 　Ｔａｋｔは独立して悪影響なしで調整可能である。処理周波数が低いことによ り、信号処理はほとんどマイクロコンピュータμＣで行うことができる。その際 特に大きな計算時間がかかることもない。さらに既に述べたように、ノッキング 信号の高調波振動を別の情報源として検出することができる。

基本的に第１の乗算器７と第２の乗算器２をｒ！１１１つの乗算器で置換するこ ともできる。これによりさらに回路コストが低減する。

図５の実施例はこれまでの実施例と次の点で異なる。

すなわち、クロック信号Ｔに対して、予期されるノッキング信号の周波数と一致 しない発振器周波数ｆ　Ｔａｋｔが使用される点である。それどころか、スーパ ヘテロダイン原理に従い、ノッキングセンサ信号ＫＳの比較的高い周波数が比較 的低い周波数に逓降され、この周波数を簡単な手段によりさらに処理することが できる。

その他の点では図５の構成は図４の実施例に相応する。

しかしローパスフィルタＴＰの代りに従来技術と同様のノッキングフィルタＫＦ 、すなわち帯域フィルタが使用されている。混合段に供給されるクロック信号Ｔ の周波数は、所望のノッキングフィルタ周波数（ノッキングフィルタ（ＫＦ）の 大きさだけ、予期されるノッキング信号の周波数より低いかまたは高い周波数に することができる。この信号処理の利点は既に述べたように、非常に高い周波数 のノッキング信号を処理することができることであり、後続の信号処理は速度の 点で（構成素子のスルーレート）特別な構成を必要としない。

図６に示された別の実施例は１つの混合段の代りに２つの混合段６と６′を有し ている。この混合段６と６′のの入力側５と５′は２つともれべついってい保持 回路ｌの出力側４に接続されている。混合段６と６′は同様に乗算器７と７′と して構成されている。乗算器７にはクロック信号Ｔが、乗算器７′にはクロック 信号Ｔ′が供給され、これら２つのクロック信号Ｔ、Ｔ′の位相状態は９０°異 なっている。クロック信号Ｔに対しては、式 ％式％（６） が、クロック信号Ｔ′に対しては、式 Ｕ　ｓ　ｉｎ　（２＋ｒｆＫ＋π／２）ｔが成り立つ。ここでｆＫはノッキング 屑波数を表す。

乗算器７と７゛の出力側８と８′はそれぞれローパスフィルタＴＰないしＴＰ’ 　に接続されており、それらの出力側１０ないし１０’は結合回路２０に接続さ れている。有利には結合回路２０は加算個所２１として構成される。出力２２は 通常評価回路３に供給される。

図６の構成は、クロック信号とノッキング信号との間に同期性がないことにより ノッキングの評価が不能になることを阻止する。同期性がないことによりノッキ ング評価の際に、ノッキング信号の包絡曲線のみならず、付加的にうなり周波数 も発生し得るようになる。

これにより歪みのない復調が得られなくなる。しかしこのことはさほど重要では ない。というのは、ノッキング燃焼に関する情報は、通常の基本ノイズに属する 所定の振幅値を上回ることにあるからである。このような振幅値の上昇は、うな り周波数の存在している時にも識別することができる。しかしうなりにより出力 ＃１″零“が少なくとも一時的に生じるようになり得る。

この場合ノッキングのセンシングが行われない。図６の回路装置はこのような事 態を阻止する。すなわち、２つの信号の乗算の際に積が“零”となるような前記 の特別な場合が生じない。そのために、９０６位相のずらされた発振器周波数ｆ 　Ｔａｋｔ、ｆ　Ｔａｋｔ″で駆動される２つの乗算器７と７′が使用される。

これはいわゆる矩形復調である。

図７は、図２に相応する回路を図６の構成に考慮して全体図で示す。選択的に点 線により、２つのローパスフィルタＴＰとＴＰ’　の代りに１つのローパスフィ ルタＴ　Ｐ”が使用されることが示しである。このローパスフィルタＴＰ”は結 合回路２０の出力側２２に接続されており、その出力側１０°′はマイクロコン ピュータμＣに接続されている。その他は、図７の回路装置は既に説明した構成 に相応する。そのためこれ以上詳細に説明する必要はない。

既に説明したように、値“零”の出力信号を生じるようなうなりを回避するため 、相互に９０°の相対内位ずれ差を有する２つのクロック信号Ｔ、Ｔ’　を使用 することが必要である。図８はそのための有利な実施例を示す。基本的にマイク ロコンピュータは相互に９０°位相のずらされた２つの発振器周波数ｆ　Ｔａｋ ｔとｆ゛Ｔａｋｔを形成することができる。しかし図８の有利な実施例では選択 的に、マイクロコンピュータμＣは基本クロック信号ＧＴを形成する。この基本 クロック信号はクロック信号ＴないしＴ′の２倍の周波数を有している。さらに ２つの半分周器２３と２４が設けられており、それらには入力信号として基本ク ロック信号ＧＴが供給される。半分周器の一方は基本タロツク信号の正のエツジ でトリガされ、他方の半分周器は負のエツジでトリガされる。これにより、半分 周器２３と２４の出力側２５と２６ではクロック信号ＴとＴ′が取り比される。

これらのクロック信号は相互に９０″の位相ずれを有している。次いでクロック 信号ＴとＴ′は既に説明したように乗算器７と７′に供給される。

図８には２つのローパスフィルタＴＰとＴＰ’　が示されている。しかし選択的 に、既に述べたように、２つのローパスフィルタＴＰ、ＴＰ’　の代りに１ｌｉ １つのローパスフィルタＴＰ″′を結合回路２０の出力側に設けることもできる 。

集積されたノッキング評価回路では、既述の９０゜畳ミ込み部はマイクロコンピ ュータμＣの構成部材とすることができる。従って、端末にはそれ以上のコスト がかからない。

図９は、図３に相応する実施例に閾値スイッチＳが使用されている実施例を示す 。構成に関しては前述の実施例を参照されたい。

図１０は、図４に相応する実施例を示す。すなわち、ここでは整流器ＧＬと積分 器Ｉが設けられている。

要　約　書 本発明（よ、ノッキング周波数の分離を行うフィルりを介して評価回路と接続さ れたノッキングセンサを有する、内燃機関のノッキング識別用回路装置に関する 。

簡単な回路構成のために、スーパポジシコン原理番二従い、ノッキングセンサ信 号（ＫＳ）の周波数を逓降し、評価回路（３）に供給する混合段（６）が設けら れている。

国際調査報告 国際調査報告 ＤＥ　９１００１７１ ＳＡ　４４７９８

Claims (24)

【特許請求の範囲】
1. １．ノッキング周波数の分離を行うフィルタを介して評価回路と接続されたノッ キングセンサを有する、内燃機関のノッキング識別用回路装置において、スーパ ポジション原理に従い、ノッキングセンサ信号（ＫＳ）の周波数を遍降し、評価 回路（３）に供給する混合段（６）が設けられていることを特徴とするノッキン グ識別用回路装置。
2. ２．ノッキング周波数（ｆＫ）と同じ大きさの周波数を有する廃振器周波数（ｆ Ｔａｋｔ）により駆動される混合段（６）が設けられている請求項１記載の回路 装置。
3. ３．混合段（６）は、発振器周波数（ｆＴａｋｔ）とは異なる次のようなノッキ ング周波数（ｆＫ）で駆動される、すなわち、混合段（６）の出力信号がノッキ ング周波数（ｆＫ）よりも低くなるよう駆動される請求項１または２記載の回路 装置。
4. ４．混合段（６）は第１の乗算器（７）を有している請求項１から３までのいず れか１記載の回路装置。
5. ５．混合段（６）とノッキングセンサとの間にレベル−定保持回路（１）が接続 されている請求項１から４までのいずれか１記載の回路装置。
6. ６．レベル−定保持回路（１）は第２の乗算器（２）を有し、該乗算器は入力量 としてノッキングセンサ信号と評価回路（３）のレベル信号（Ｋ）を受け取る請 求項１から５までのいずれか１記載の回路装置。
7. ７．レベル信号（Ｋ）は制御回路（１３）から送出される請求項１から６までの いずれか１記載の回路装置。
8. ８．評価回路（３）はマイクロコンピュータ（μＣ）として構成されている請求 項１から７までのいずれか１記載の回路装置。
9. ９．マイクロコンピュータ（μＣ〕の制御回路（１３）は平均値形成器（１４） を介してレベル−定保持回路（１）に接続されている請求項１から８までのいず れか１記載の回路装置。
10. １０．制御回路（１３）の出力信号はパルス幅変調信号、例えば矩形信号である 請求項１から９までのいずれか１記載の回路装置。
11. １１．平均値形成器（１４）はＲＣ素子（１５）から形成されている請求項１か ら１０までのいずれか１記載の回路装置。
12. １２．フィルタ（９）はローパスフィルタ（ＴＰ）として構成されている請求項 １から１１までのいずれか１記載の回路装置。
13. １３．ローバスフィルタ（ＴＰ）はＲＣ素子（１２）から形成されている請求項 １から１２までのいずれか１記載の回路装置。
14. １４．第１および第２の乗算器（７、２）はそれぞれオペレーショナルトランス コンダクタンスアンプ（ＯＴＡ）として構成されている請求項１から１３までの いずれか１記載の回路装置。
15. １５．ノッキングセンサ信号（ＫＳ）は２つの混合段（６、６′）に供給され、 該２つの混合段は位相位置の異なる同じ発振器周波数により駆動される請求項１ から１４までのいずれか１記載の回路装置。
16. １６．位相角差は９０°である請求項１から１５までのいずれか１記載の回路装 置。
17. １７．２つの混合段（６、６′）の発振器周波数（ｆＴａｋｔ，ｆ′Ｔａｋｔ） は、９０°位相のずれた２つのクロック信号（Ｔ，Ｔ′）に所属している請求項 １から１６までのいずれか１記載の回路装置。
18. １８．クロック信号（Ｔ，Ｔ′）はマイクロコンピュータ（μＣ）から送出され る請求項１から１７までのいずれか１記載の回路装置。
19. １９．クロック信号（Ｔ，Ｔ′）は２つの半分周器（２３、２４）を用いて、２ 倍の周波数の基本クロック信号（ＧＴ）から形成され、−方の半分周器（例えば ２３）は正のエッジによりトリガされ、他方の半分周器（例えば２４）は負のエ ッジによりトリガされる請求項１から１８までのいずれか１記載の回路装置。
20. ２０．２つの乗算器（２、７）の出力側にはそれぞれ１つのローバスフィルタ（ ＴＰ，ＴＰ′）が接続されており、ローパスフィルタの出力側（１０、１０′） は結合回路（２０）によりまとめられている請求項１から１９までのいずれか１ 記載の回路装置。
21. ２１．結合回路（２０）は加算個所（２１）である請求項１から２０までのいず れか１記載の回路装置。
22. ２２．２つの乗算器（２、７）の出力側（８、８′）は結合回路（２０）により まとめられており、結合回路（２０）の出力（２３）はローパスフィルタ（ＴＰ ′′）に供給される請求項１から２１までのいずれか１記載の回路装置。
23. ２３．ローバスフィルタ（ＴＰ）と評価回路（３）の間に閾値スイッチ（Ｓ）が 接続されている請求項１から２２までのいずれか１記載の回路装置。
24. ２４．ローバスフィルタ（ＴＰ）と評価回路（３）の間に、整流器（Ｇｌ）およ び積分器（Ｉ）が接続されている請求項１から２３までのいずれか１記載の回路 装置。