JPH03219499A

JPH03219499A - サンプル・ホールド回路

Info

Publication number: JPH03219499A
Application number: JP2198983A
Authority: JP
Inventors: Ejirusu Garuutsu Barudeisu; バルディス・エジルス・ガルーツ
Original assignee: Sony Tektronix Corp
Current assignee: Tektronix Japan Ltd
Priority date: 1989-07-28
Filing date: 1990-07-26
Publication date: 1991-09-26
Anticipated expiration: 2010-05-15
Also published as: US4950923A; JPH0743957B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野コ本発明は、入力データ信号をサンプルするサンプル・ホ
ールド回路（以下”　Ｓ　／　Ｈ回路″という）、特に
、所定期間、入力データ信号に等しい値のサンプル出力
信号を周期的に出力する８７８回路に関する。

［従来の技術及び発明が解決しようとする課題１１９８
８年１月５日に発行された［サンプル・ホールド回路網
」と題する米国特許筒４，７１７゜８３７号明細書の第
２図には、従来の８７８回路が示されている。この８７
８回路は、従来の８７８回路で使用されていたストロー
ブ・パルス発生器、サンプリング・スイッチ及びホール
ド・コンデンサを必要とせず、これらの代わりに、微分
器、アナログ乗算器、正弦波ストローブ信号及び差動増
幅器を使用している。この様な構成にすることにより、
ストローブ・パルス発生器の矩形波により、高周波数成
分が誘導されることがない。しかし、入力信号を微分及
び乗算すると、不要なりＣ成分や、入力信号及びストロ
ーブ信号の高調波である不要な周波数成分を誘導するこ
とになる。

そこで、従来の８７８回路で使用されるストロ−ブ・パ
ルス発生器、サンプリング・スイッチ及びホールド・コ
ンデンサを必要とせず、且つ不要なり、Ｃ成分及び高周
波数成分を発生しないＳ／Ｈ回路が必要とされる。

したがって、本発明の目的は、高周波数の矩形波サンプ
リング・パルス、又は入力及びストローブ信号の高調波
のいずれかに起因して、従来の回路で生じる不要なりＣ
成分及び周波数成分を発生せずに、アナログ入力信号の
高周波数サンプリングを行えるＳ／Ｈ回路の提供にある
。

本発明の他の目的は、サンプル時に、アナログ入力信号
と同じ値を持つサンプル出力信号を供給するＳ／Ｈ回路
の提供にある。

［課題を解決するための手段及び作用］本発明によるＳ
／Ｈ回路は、アナログ入力信号を正弦波ストローブ信号
で乗算して、乗算済み信号を生成するアナログ乗算器を
有する。乗算済み信号は、帯域通過微分フィルタにより
ろ波された後、差動増幅器でアナログ入力信号と結合さ
れ、アナログ入力信号を周期的にサンプル且つ保持した
信号が生成される。帯域通過微分フィルタは、不要のＤ
Ｃ及び周波数成分を減衰又は除去する。

本発明のサンプル・ホールド回路は、アナログ入力信号
を、このアナログ入力信号の最高周波数の２倍より高い
周波数を有するストローブ信号と乗算し、且つ所定の利
得係数で増幅して乗算済み信号を生成する乗算手段と、
ストローブ信号の周波数に等しい中心周波数、中心周波
数の１／２から３／２倍の周波数帯域を有し、乗算済み
信号をろ波し、ろ波済み信号を生成する帯域通過微分フ
ィルタ手段と、アナログ入力信号及びろ波済み信号を合
成する合成手段とを具え、合成手段の出力端より、スト
ローブ信号の周期毎に傾斜が略○である出力波形を得る
ことを特徴とする。

本発明のＳ／Ｈ回路を示す第１図において、Ｓ／Ｈ回路
（１０）の入力端子（１８）に、周波数ｆａのアナログ
入力信号Ｖａ（ｔ）が供給される。

周波数ｆｓ（ｔ）の対応するストローブ信号Ｖｓ（１）
は、ストローブ端子（２ｏ）に供給される。

ストローブ信号Ｖｓ（ｔ）及びアナログ入力信号■３− ａ（ｔ）は、アナログ乗算器（１２）で乗算され、乗算
済み信号Ｖｍ（ｔ）が生成される。乗算済み信号Ｖｍ（
ｔ）は、接続導線（２２）を介して帯域微分フィルタ（
１４）に供給される。乗算済み信号Ｖｍ（ｔ’）は、微
分フィルタ　（１４）によりろ波され、接続導線（２４
）にろ波済み信号Ｖｆ（ｔ）が出力される。アナログ入
力信号Ｖａ（ｔ）及びろ波済み信号Ｖｆ（ｔ）は、差動
増幅器（１６）で結合され、出力端子（２６）にサンプ
ル・ホールド出力信号Ｖｏ（ｔ）が現れる。

第２図は、帯域微分フィルタ（１４）の理想的伝達関数
を示す。フィルタの中心周波数は、周波数１に正規化さ
れた正弦波ストローブ信号の周波数ｆｓに設定される。

中心周波数の１／２における通過帯域の始めまで、全て
の周波数に関する相対振幅はＯである。中心周波数の１
／２から中心周波数までの通過帯域において、相対振幅
は１から０まで直線的に減少し、一方、位相は、平均位
相に対して一９０°である。中心周波数から中心周波数
の］、５倍までの通過帯域では、相対振幅は０４− から１まで直線的に増加し、一方、位相は平均位相に対
して＋９０’である。通過帯域の範囲を超えると、フィ
ルタの相対振幅はＯとなる。

本発明のサンプル・ホールド技術を理解するために、乗
算器の利得及びサンプル時間を、第１図で使用した信号
に従って解析する。

アナログ入力信号は、周波数ｆａ、ピーク振幅■ａｏの
正弦波であり、ラジアン周波数Ｗａが、Ｗａ＝２πｆａ
であるとすると、Ｖａ　（ｔ）は、Ｖａ（ｔ）＝Ｖａｏ
Ｘｓｉｎ（ＷａＸｔ）　　　　（１）となる。

ストローブ信号は、周波数ｆｓ、ピーク振幅ＶｓＯの正
弦波であり、ラジアン周波数Ｗｓが、Ｗｓ＝２πｆｓで
あるとすると、Ｖｓ（ｔ）は、Ｖｓ（ｔ）＝ＶｓｏＸｓ
ｉｎ　（ＷｓＸｔ）　　　（２）となる。

代数での理解を容易にするために、アナログ入力信号位
相Ｐａ及びストローブ信号位相Ｐｓは、夫々Ｐ　ａ＝Ｗ
ａＸ　ｔ、　　Ｐ　５＝ＷｓＸ　ｔであると定義する。

ここで、Ｐａ及びＰｓは、時間の関数である。　（１）
式及び（２）式に、Ｐａ及びＰｓを代入すると、Ｖａ　
（ｔ）　＝ＶａｏＸ　ｓ　ｉ　ｎ　（Ｐａ）　　　　　
　（３）Ｖｓ　（ｔ）　＝ＶｓｏＸ　ｓ　ｉ　ｎ　（Ｐ
ｓ）　　　　　　（４）乗算済み信号Ｖｍ（ｔ）は、ア
ナログ入力信号Ｖａ（ｔ）及びストローブ信号Ｖｓ（ｔ
）の積である。

Ｖｍ　（ｔ　）　＝　（ＶａｏＶｓｏ／　Ｖｍｏ）　Ｘ
　ｓ　ｉ　ｎ　（Ｐａ）Ｘｓ　ｉ　ｎ　（Ｐｓ）　　　
　　　　　　　　　　　（５）ここで、Ｖｍｏは、乗算
器の利得係数である。説明を明瞭にするために、利得係
数ＫｍをＫｍ＝ＶａｏＶｓｏ／Ｖｍｏ　　　　　　　　　　（６
）とする。

（６）式を（５）式に代入する。

Ｖｍ（ｔ）＝ＫｍＸｓｉｎ　（Ｐａ）ｓｉｎ　（Ｐｓ）
（７）周知の三角関数変換を（５）式に適用すると、Ｖｍ（ｔ
）＝Ｋｍ／２　［（ｃｏｓ　（Ｐｓ−Ｐａ）−ｃｏ　ｓ
　（Ｐｓ＋Ｐａ）　］　　　　　　　　　　　（８）第
２図に示す様にフィルタ特性を仮定し、Ｖｍ（ｔ）の差
及び和周波数成分によるフィルタ出力を夫々Ｖｆｄ（ｔ
）及びＶｆｓ（ｔ）とすると、フィルタ出力は、Ｖｆｄ　（ｔ）　　＝Ｋｍ／　２　Ｘ　ｆ　ａＸ　ｃ　
ｏ　ｓ　　（Ｐｓ−Ｐａ　−π／２）　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　（９ａ）Ｖｆｓ　（ｔ）＝
Ｋｍ／２ＸｆａＸｃ　ｏ　ｓ　　（Ｐｓ＋Ｐａ＋π／２
）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（９ｂ
）で与えられる。

（９ａ）式及び（９ｂ）式内の項ｆａは、フィルタの応
答に依存する。フィルタ応答は、第２図に示す様にｆａ
に比例して、ｆｓから直線的に増加する。全フィルタ出
力Ｖｆ（ｔ）は、　（９ａ）式及び（９ｂ）式で与えら
れる２つの成分の和である。

加算及び簡単化すると、Ｖｆ（ｔ）＝Ｖｆｄ　（ｔ）　十Ｖｆｓ　（ｔ）＝Ｋｍ
ＸｆａＸｓｉｎ　（Ｐｓ）Ｘｃｏｓ　　（Ｐａ）（１０
）差動増幅器の出力は、出力信号Ｖｏ（ｔ）であり、アナ
ログ入力信号Ｖａ（ｔ）及びフィルタ出力Ｖｆ（１）の
差により、与えられる。

Ｖｏ（ｔ）＝Ｖａ（ｔ）−Ｖｆ　（ｔ）　　　　（１１
）＝ＶａｏＸｓ　ｉ　ｎ　（Ｐａ）　−ＫｍＸｆａＸｓ
　ｉ　ｎ　（Ｐｓ）７− Ｘｃｏ　ｓ　　（Ｐａ）　　　　　　　　　　　　　　
　（１　２）位相Ｐｓｓに対応する時間ｔｓとして定義
されたサンプル時間で、出力信号Ｖｏ（ｔｓ）はアナロ
グ入力信号に等しい、即ち、Ｖｏ　（ｔｓ）　＝Ｖａ　
（ｔｓ）　−Ｖｆ（ｔｓ）＝Ｏであることが望ましい。

　（ｌＯ）式の右側を０にするためには、ｓ　ｉ　ｎ　
（Ｐｓｓ）　＝０（１３）である必要がある。これは、Ｐｓｓ＝ｎＸπ　（ｎは整数）　　　　　　　（１４）
であるときに成立する。したがって、ストローブ位相Ｐ
ｓｓは、潜在的サンプル時間である。

しかし、サンプル時間で、　９ホールド”機能を得るた
めには、出力の変化率は０である必要がある。　　（１
２）式のＶｏ（ｔ）を微分すると、Ｖｏ’　（ｔ）＝Ｖ
ａｏＸｆａＸｃｏｓ　（Ｐａ）−ＫｍＸｆａＸｆｓＸｃ
ｏｓ　（Ｐｓ）Ｘｃｏｓ　（Ｐａ）＋ＫｍＸｆａ２Ｘｓ
ｉｎ　（Ｐｓ）Ｘｓｉｎ　（Ｐａ）（１５）Ｖｏ’　（ｔ）　＝Ｏ　　（Ｐｓ＝Ｐｓｓ）　　　　　
（１　６）となる。

ｓ　ｉ　ｎ　（Ｐｓｓ）は、　（１３）式から０である
ので、（１５）式の右側の第３項はＯである。したがっ
て、　（１６）式が成立するためには、式の右側の第１
及び第２項は、等しくなければならない。したがって、Ｖａｏ＝ＫｍＸｆｓＸｃｏ　ｓ　　（Ｐｓｓ）　　　　
　（１　７）となる。　（１４）式で与えられる潜在サ
ンプル位相Ｐｓｓで、偶数ｎに対しては、ｃ　ｏ　ｓ　
（Ｐｓｓ）　＝１、奇数ｎに対しては、ｃ　ｏ　ｓ　（
Ｐｓｓ）　＝　−　１となる。正の値のみが（１７）式
を満足できるので、実際のサンプル位相は、Ｐｓｓ＝２ＸｎＸｙｒ　　（ｎは、整数）　　　　（１
８）となる。Ｐｓ＝２ＸπＸ　ｆ　ｓＸ　ｔであるので
、サンプル時間は、ｔｓ＝ｎ／ｆｓ　　（ｎは、整数である）となる。乗算
器の利得係数Ｖｍｏは、位相Ｐｓｓにおける（１７）式
から決まり、Ｖａｏ＝ＫｍＸｆｓ　　　　　　　　　　　　　　（２
０）である。

したがって、　（６）式を代入すると、乗算器の利得係
数Ｖｍｏは、Ｖｍｏ＝ＶｓｏＸ　ｆ　ｓ　　　　　　　　　　　　　
（２１）に等しい。

したがって、ストローブ信号Ｖｓ（ｔ）の正方向のゼロ
交差点のみで、サンプルが行われ、乗算器の利得が（２
１）式の条件を満足して設定されれば、システムは正確
に動作する。

アナログ入力信号Ｖａ（ｔ）のタイミング、ストローブ
信号Ｖｓ（ｔ）及び出力信号Ｖｏ（ｔ）を、第３図の波
形図に示す。正弦波アナログ入力信号（３２）は、正弦
波ストローブ信号（２８）と関連して示される。サンプ
ルされた出力信号（３０）は、正弦波ストローブ信号（
２８）の正方向のゼロ交差点で、傾斜が無く示されてい
る。

上述の解析は、正弦波アナログ入力信号に基づいて行わ
れた。しかし、出力信号ＶＯ（ｔ）は、（１２）式に示
す様に、アナログ入力信号Ｖａ（ｔ）に対して直線的で
ある。したがって、上述の解析は、入力信号のスペクト
ル成分に関し別個に演算し、対応する出力成分を加算す
ることにより、非正弦波入力信号にも応用できる。

サンプルされた出力信号内の最大周波数成分は、ストロ
ーブ信号周波数の１．５倍であり、エイリアシングが起
こらないサンプリング周波数の理論的最小限界である。

　（８）式から、乗算済み信号の最大周波数成分は、和
周波数ｆ　ｓ＋　ｆ　ａにより与えられる。エイリアシ
ングを防止するために、アナログ入力信号及びストロー
ブ信号の関係は、ナイキスト定理により得られる。即ち
、アナログ入力信号周波数ｆａは、ストローブ信号周波
数ｆｓの半分の周波数より、小さくなければならない。

したがって、サンプルされた出力信号内の最大周波数成
分は、３Ｘｆｓ／２である。

理想的でない乗算器では、通常、出力は、一定成分と、
両方の入力信号の基本波及び高調波と、上記の全ての周
波数成分の和及び差の周波数とを含む。エイリアシング
が起きない、即ちｆ　ａ（０。

５Ｘｆｓであるとすると、出力信号の周波数成分は、次
の様に与えられる。

一定成分：　０周波数　　　　　　　　（２２ａ）１１
− ストローブ高調波：　ｋｓＸｆｓ、ｋｓ＝１．２．・Ｈ
＋（２２ｂ）信号高調波：　ｋａＸｆａ、ｋａ＝１．２．・（２２ｃ
）和周波数：　ｋｓＸｆｓ十ｋａＸｆａ　　　　　（２２
ｄ）差周波数：　ｋｓＸｆｓ−ｋａＸｆａ　　　　　（
２２ｅ）一定及びストローブ高調波周波数成分は、上述
の様に、フィルタにより阻止される。ストローブ信号の
基本周波数ｆｓでは、フィルタの利得はＯである。更に
高いストローブ高調波（ｋｓ）１）は、フィルタの通過
帯域の端（１，５ｆＳ）の外にあるので、阻止される。

エイリアシングが起きないとすると、アナログ入力信号
の基本周波数の成分は、帯域通過微分フィルタの通過帯
域よりも低く、フィルタにより除去される。しかし、ア
ナログ入力信号の更に高い高調波は、フィルタを通過す
る。

０．５Ｘｆｓ／ｋａ（ｆａ（１，５Ｘｆｓ／ｋａ（ｋａ
＝２．３．・・・）　　　　　　（２３）の式を満足す
る一般高調波は、出力信号に含まれ１２− る。最も大きい成分は、第２高調波であり、次に大きい
成分は、第３高調波である。乗算器が、低周波数で正確
であり、１．５ｆｓで良好に動作すると、０．５ｆｓで
は安定した動作が得られ、アナログ信号高調波により生
じる誤差は小さい。高調波が高くなるほど、誤差は小さ
くなる。

ｋｓが１より大きいストローブ高調波を含む全ての和周
波数成分は、フィルタの上側遮断周波数よりも高い。ス
トローブ基本波及び信号高調波の和周波数成分は、ｆａ（０，５Ｘｆｓ／ｋａ（ｋａ＝２，３．・・・）　　　　　　（２４）を満足
するとき、フィルタを通過する。

このフィルタの通過が起きる最高信号周波数は、ｆｓ／
４である。基本波の和（ｆｓ＋ｆａ）は、　（８）式に
示す様でなければならない。

エイリアシングが起きない、即ち、ｆ　ａ（ｆ　ｓ／２
であれば、ｋｓが１より大きいストローブ高調波及び信
号基本波の差周波数成分は、フィルタを通過しない。　
（２４）式を満足するならば、ストロ−ブ基本波及びｋ
ａが１より大きい信号高調波の差は、フィルタを通過す
る。更に、０．５Ｘｆｓ＜ｋｓＸｆｓ−ｋａＸｆａ（１，５Ｘｆｓ
又は、等測的にｆｓＸ　　（ｋｓ−１，５）／ｋａ（ｆａ（ｆｓＸ　　
（ｋｓ−０゜５）／ｋａ　　　　　　　　　　　　（２
５）であれば、ストローブ高調波及びアナログ入力信号
高調波の差は、フィルタを通過する。第２高調波に関し
ては、エイリアシングが起きないと仮定すると、０．２５Ｘｆｓ（ｆａ（０，５ｆｓとなる。

ｋｓ）２である更に高いストローブ高調波は、フィルタ
の通過帯域内、即ち、乗算器の精度が改善される低い信
号基本波に、差成分を生じるために、更に高い入力信号
高調波を必要とする。

要約すると、一定成分及び全てのストローブ高調波は、
フィルタにより阻止されるので、ストローブ入力信号に
関する乗算器の性能が、不安定にならない。しかし、信
号入力に関する性能は、ナイキスト限界まで重要である
。

実際の帯域通過フィルタでは、通過帯域外の応答は、０
ではないが小さい。したがって、理想的フィルタにより
、完全に阻止される信号成分は、実際には、小さな程度
存在する。同様に、通過帯域から阻止帯域への移行は、
有限で、Ｏでない周波数範囲であり、これは、複数の入
力信号周波数が、ナイキスト（ｆｓ／２）限界までには
至らないことが望ましいことを意味する。

更に、実際の乗算器及びフィルタは、第２図に示すフィ
ルタ位相シフトに加えて、０ではない一定の遅延を有す
る。第１図に示す差動増幅器（１６）内で、Ｖａ（ｔ）
及びＶｆ（ｔ）の正確な差を求めるために、補償遅延線
を増幅器の正の入力端子と直列接続することが望ましい
。

本発明の要旨を逸脱することなく、多くの変更が可能で
ある。例えば、第２図に示すフィルタ伝達関数及び周波
数応答を実現するために、種々の周知の技術がある。

［効果コアナログ乗算器を使用した本発明のＳ／Ｈ回路１５− １６− は、従来の利点を保ちつつ、乗算器により生じる不要な
りＣ成分と、入力信号高調波、ストローブ信号高調波又
はこれらの結合による不要な周波数成分とを最小にする
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるＳ／Ｈ回路を示すブロック図、第
２図は本発明で使用する帯域通過微分フィルタの伝達関
数の振幅及び位相を表すグラフ図、第３図は本発明のＳ
／Ｈ回路の出力に重畳された正弦波ストローブ信号及び
アナログ入力信号の波形図である。図中において、　（１２）は乗算手段、　（１４）は帯
域通過微分フィルタ手段、　（１６）は合成手段である
。

Claims

【特許請求の範囲】アナログ入力信号を、該アナログ入力信号の最高周波数
の２倍より高い周波数を有するストローブ信号で乗算し
、且つ所定の利得係数で増幅して乗算済み信号を生成す
る乗算手段と、上記ストローブ信号の周波数に等しい中心周波数、該中
心周波数の１／２から３／２倍の周波数帯域を有し、上
記乗算済み信号をろ波し、ろ波済み信号を生成する帯域
通過微分フィルタ手段と、上記アナログ入力信号及び上
記ろ波済み信号を合成する合成手段とを具え、該合成手段の出力端より、上記ストローブ信号の周期毎
に、傾斜が略０である出力波形を得ることを特徴とする
サンプル・ホールド回路。