JPH0548080B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明はパルス幅変調（以下これをPWMと呼
ぶ）インバータで制御を行う誘導電動機の電圧検
知装置に関するものである。

〔従来技術〕

誘導電動機の制御に於いては誘導電動機に印加
されている電圧の大きさを検出しなければならな
いことが多い。

例えば最近インバータによる誘導電動機制御装
置において誘導電動機の発生トルクを精密に制御
するため、トルクの瞬時値の制御が可能なベクト
ル制御の技術が適用される場合が多くなつてき
た。

このようなインバータにおけるベクトル制御を
常に正しく行なわせるためには、温度の変化によ
るモータの２次抵抗の変化などを検出して補正を
行なわなければならないが、そのための方法とし
て従来からインバータの交流側出力の相電圧とそ
の位相を検出し、それにより補正を行なうように
した方法が知られている。そのための相電圧の検
出手段としては３個の単相計器用変成器（PT）
を用い、Ｙ結線した２次側巻線の出力で相電圧を
検知するようにしたものが主として採用されてい
た。

しかしながら、このようなインバータにおいて
は、制御が出力電流を目標として行なわれ、出力
電圧はその結果として発生するものであり、その
ため、スイツチング周波数が非常に高く誘導電動
機に供給する周波数の低い低周波領域において、
Ｙ−Ｙ結線の３相トランス（PT）では、平衡条
件の不成立、各相の相互干渉などにより、相電圧
の位相を正確に検出できなかつた。

更に、スイツチング周波数が高いこと、及び、
出力電圧の波形がPWMであることから、計器に
より出力電圧の基本波成分の位相などを正確に測
定できないことがある。このため、低周波、高周
波両領域において、トランスの飽和をふせぐトラ
ンス設計がむつかしかつた。

従つて、従来のインバータにおいては、その交
流側出力の相電圧検出に際して次のような問題点
があり、構成が複雑になつてコストアツプが著し
いという欠点があつた。

(1) 多相インバータの場合、その出力波形上、平
衡条件が成りたたないため、中性点のない多相
から相電圧や位相を検出するのに３相のトラン
ス（PT）を使用することができず、単相のト
ランスが多相分必要となり実用的でない。

(2) スイツチング周波数の高いインバータ、特に
低周波領域、高周波領域においてトランスの磁
束飽和の問題があり、磁束決定の面でトランス
の選定がむつかしい。

(3) スイツチング周波数が高い場合、トランスの
出力電圧（位相を含む）信号をロツク回路にと
りこむ際の実装上のノズル問題を解決するのが
むつかしい。

〔発明の目的〕

本発明はこのような点に鑑み成されたものであ
つて、その目的とするところは計器用変成器を使
用することなく、誘導電動機の電圧を検知するこ
とができる検知装置を構成することにある。

〔発明の概要〕

本発明においては、インバータ、電流指令手
段、電流検出手段、誤差演算手段、搬送波発生手
段および変調パルス発生手段とを有するものにお
いて誤差演算手段の出力が誘導電動機の電圧にほ
ぼ比例しているという点に着目し、この出力をも
とに新たに電圧演算手段を設けて誘導電動機の電
圧を演算により算出するようにしたものである。
さらに電圧演算手段を搬送波発生手段の出力の振
幅あるいはインバータ入力電圧に応答して補正演
算するように構成してより精度の高い誘導電動機
の電圧を求めるようにする。インバータは誘導電
動機に電力を供給するものであり、電流指令手段
は誘導電動機に流入する電流の波形と大きさとを
指令する。

電流検出手段は、誘導電動機の電流を検出す
る。誤差演算手段は電流指令手段と電流検出手段
の出力との差を演算する。

搬送波発生手段は誤差演算手段の出力を変調す
るのに要する搬送波を出力する。

変調パルス発生手段は搬送波発生手段の出力で
誤差演算手段の出力を変調し、インバータを制御
する制御信号を作成する。さて、搬送波の周波数
及び振幅が一定であれば誘導電動機の電圧は誤差
演算手段の出力に大きさが比例し、位相も同じに
なる。

従つて誤差演算手段の出力を検出することによ
り誘導電動機の電圧を検知することができる。す
なわち誤差信号ｄからインバータ２の出力電圧の
関係が比例関係であれば、誤差信号ｄはインバー
タ２の出力電圧を表す信号であることは明らかで
ある。

そこでまず搬送波発生手段８からの鋸歯状波の
振幅ｊが一定でインバータ入力直流電圧が一定の
場合を考える。

この場合は搬送波発生手段８からの出力信号が
直線状の鋸歯状波であるので、インバータ２の出
力電圧は信号ｄの値に比例する。このことは一般
にPWM制御技術として知られている。すなわち
直線状の鋸歯搬送波と誤差信号ｄを比較してパル
ス幅を決めているので、誤差信号ｄが大きくなる
とそれに比例してパルス幅が広くなる。出力電圧
の大きさはこのパルス幅に比例する。したがつて
出力電圧も誤差信号に比例するようになる。しか
し騒音を小さくする為に負荷トルクの大きさに関
連させて搬送波の振幅は変える場合が多い。この
搬送波の振幅を大きくすると誘導電動機に印加す
る電圧は小さくなる。そこで電圧演算手段は誤差
演算手段の出力ｄの搬送波の振幅ｊに関連させて
演算する。多くの場合電圧演算手段は誤差演算手
段の出力ｄを搬送波の振幅ｊで割れば良い。これ
を次に説明する。

今搬送波発生手段８からの出力信号の振幅ｊが
変化した場合を考える。例えば誤差信号ｄが同じ
で、搬送波出力信号の振幅ｊが大きくなつたとす
る。この場合も鋸歯状搬送波と誤差信号ｄを比較
してパルス幅を決めているので、搬送波出力信号
の振幅ｊが大きくなると相対的に比較レベルが小
さくなり反比例してパルス幅が狭くなる。したが
つて出力電圧も搬送波出力信号の振幅ｊに反比例
するようになる。出力電圧が小さいと電流Ｉも小
さくなる。

フイードバツク制御していない時は、この状態
が維持されるが、フイードバツク制御すると電流
Ｉが指令値に対し小さいので、指令値に一致する
ように誤差信号ｄを増加させ定常状態となるよう
に動作する。すなわち誤差信号ｄと搬送波出力信
号の比較レベルが相対的に搬送波振幅が変化する
前と同じになるように搬送波出力信号の振幅ｊに
比例して誤差信号ｄが増加する。比較レベル相対
的に一致すると出力電圧も搬送波振幅が変化する
前と同じ値になる。そして電流Ｉが指令値に対し
一致してバランスし定常状態になるのである。

このようにフイードバツクス制御をしている
時、誤差信号ｄから出力電圧に比例した信号を得
ようとする場合は、出力電圧が変わらずに誤差信
号ｄが搬送波出力信号の振幅ｊに比例して増加し
たのであるから、搬送波出力信号の振幅ｊに応じ
た値で除算すればよいことが分かる。またインバ
ータの直流入力側の電圧は誘導電動機に回生制動
がかかつたような場合には上昇する。このような
ときには誘導電動機にかかる電圧も当然変動す
る。従つてこの場合には電圧演算手段にインバー
タの直流入力側の電圧も関連させる。具体的には
直流入力側の電圧値を誤差演算手段の出力に掛け
合わせるようにすれば良い。

これを次に説明する。

今インバータ入力直流電圧が変化した場合を考
える。この場合、出力電圧のパルスの高さが変化
する。したがつて出力電圧は大きくなる。出力電
圧が大きいと電流Ｉも大きくなる。

フイードバツク制御していない時は、この状態
が維持されるが、フイードバツク制御すると電流
Ｉが指令値に対し大きいので、指令値に一致する
ように誤差信号ｄを減少させ定常状態となるよう
に動作する。すなわちインバータ入力直流電圧が
大きくなつた分だけ反比例して誤差信号ｄが減少
しパルス幅が狭くなる。そして出力電圧がインバ
ータ入力直流電圧の変化する前の値になつて、そ
の結果電流Ｉが指令値に対し一致してバランスし
定常状態になるのである。このようフイードバツ
ク制御をしている時、誤差信号ｄから出力電圧に
比例した信号を得ようとする場合は、出力電圧が
変わらずに誤差信号ｄがインバータ入力直流電圧
の値に反比例して減少したのであるから、インバ
ータ入力直流電圧に応じた値を掛けてやればよい
ことが分かる。

コンバータとして電源側へ帰還できるものを用
いると共に、インバータの入力電圧を検出する電
圧検出手段を設け、この検出手段が一定になるよ
うコンバータを制御するようにすれば回生制動を
行うような場合でもインバータの入力電圧の大き
さを電圧演算手段に取り込まなくても良い。

〔発明の実施例〕

以下、図に示す本発明の実施例について説明す
る。

第１図は主回路の一例で、１はコンバータ（交
流・直流変換部）、２はインバータ部（逆変換
部）、３は駆動制御対象となる誘導電動機、４は
電流検出部、１Ａ〜１Ｆは整流用ダイオード、５
は平滑コンデンサ、２Ａ〜２Ｆはトランジスタ、
ゲート・ターンオフ・サイリスタなどからなる主
スイツチング素子、２Ｇ〜２Ｆはフライホイール
ダイオードである。

コンバータ１はダイオード１Ａ〜１Ｆからなる
３相全波整流回路で構成され、平滑コンデンサ５
の端子間に平滑化されて脈動分の少ない直流電圧
を発生する。

インバータ部２はプリツジ状に接続された主ス
イツチング素子２Ａ〜２Ｆとダイオード２Ｇ〜２
Ｌからなり、PWM方式のインバータを構成して
いる。そして、これらの主スイツチング素子２Ａ
〜２Ｆのそれぞれは所定のタイミングでオン・オ
フ制御され、これによりコンバータ１から平滑コ
ンデンサ５を介して供給されている直流電圧をス
イツチングして誘導電動機３に３相PWM交流電
流を供給し、誘導電動機３を駆動する。

電流検出手段４は誘導電動機３の各相に流れる
電流を検出し、電流検出信号ｉを発生する。

次に、これらインバータ部２を構成する主スイ
ツチング素子２Ａ〜２Ｆのオン・オフ制御を行な
う制御回路の一例を第２図に示す。なお、この例
は一般に非同期形の電圧指令方式と呼ばれるもの
であり、第２図では１相分についてだけ示してあ
る。

第２図において、６は誤差演算手段、７は誤差
増幅器、８は搬送波発生手段、９はPWM変調器
として動作する比較器、１０，１１は主スイツチ
ング素子２Ａ，２Ｂの駆動回路、１２は電流・電
圧変換器であり、その他は第１図と同じである。

誤差演算手段６は電流指令値ａと電流検出手段
４からフイードバツクされる電流検出値ｂとの差
の信号ｃを検出し、それを誤差増幅器７に供給す
る働きをする。従つて誤差増幅器７の出力に誤差
信号ｄが出力され、比較器９にPWM変調信号と
して入力されることになる。なお、電流指令値ａ
としては正弦波信号、台形波信号などが用いられ
るが、正弦波信号の場合には誤差信号ｄの波形も
第３図に示すようなほぼ正弦波状の信号となる。

搬送波発生手段８は第３図にｅで示すような三
角波、又は鋸歯状波の搬送波信号ｅを発生して比
較器９に入力する働きをする。

比較器９は信号ｄとｅを比較し、第３図に示す
ように（ｄ＞ｅ）となつているときだけ“Ｈ”に
なり、（ｄ＜ｅ）のときには“Ｌ”となる信号Ｓ
と、この信号Ｓの極性反転信号である信号を発
生する働きをする。従つて、この比較器９の出力
に現われる信号Ｓ，は誤差信号ｄをPWM化し
た信号となつている。

駆動回路１０，１１はPWM信号Ｓ，に応じ
て主スイツチング素子２Ａ，２Ｂをオン・オフ駆
動する働きをする。従つて、主スイツチング素子
２Ａと２Ｂは交互に、一方がオンのときは他方が
オフするようにスイツチングされ、誘導電動機３
（第１図）に電流１が供給されることになる。

電流・電圧変換器１２は電流検出手段４で検出
した誘導電動機３の電流Ｉを表わす信号ｉを電圧
に変換し、電流検出値ｂを得る働きをする。

従つて、この電源装置によれば、電流指令値ａ
と電流検出値ｂとの各瞬時ごとの誤差信号ｄに応
じて主スイツチング素子２Ａ，２Ｂのオンオフデ
ユーテイが変化し、これにより電流指令値ａと検
出電流値ｂとを一致させる方向のフイードバツク
制御が働くことになり、電流指令値ａで与えられ
た瞬時値に収れんするように負荷電流Ｉの瞬時値
を制御することができる。

以上の説明で明らかなように、誤差演算手段の
出力は誘導電動機に印加される電圧の指令値にほ
ぼ比例していることがわかる。

以上、第２図、第３勝は１相分として説明した
が、第２図の信号ｄと信号ｓさらに第１図で示す
誘導電動機３の端子電圧を３相で示したものを第
４図に示す。

搬送波信号ｅは１つの信号で３相分同じものを
使用し、誤差増幅器７の出力信号ｄはdu，dv，
dw、比較器９の出力信号Ｓはsu，sv，swで３相
として表わされる。なお、比較器９の出力信号ｓ
はさらにsv，sv，swの極性反転信号である，
sv，として出力され、su，sv，swは上アーム
の主スイツチング素子２Ａ，２Ｃ，２Ｅをオンオ
フ制御する。また、，，は主スイツチン
グ素子駆動回路１１を通つて下アームの主スイツ
チング素子２Ｂ，２Ｄ，２Ｆをオンオフ制御す
る。この結果、誘導電動機３の端子間電圧Ｕ−
Ｖ，Ｖ−Ｗ，Ｗ−Ｕは上アームトランジスタ２
Ａ，２Ｃ，２Ｅがすべてオンまたはオフのとき、
ゼロとなり、また観測する端子間電圧をたとえば
Ｕ−Ｖ間のＶを基準にしてＵを観測したと）すれ
ば主スイツチング素子２Ａ，２Ｄがオンのとき
は、Ｕ−Ｖ間は正電圧となり、その値は平滑コン
デンサ５の両端電圧となる。また逆に主スイツチ
ング素子２Ｂ，２Ｃがオンのときは、Ｕ−Ｖ間は
負となり、その値は平滑コンデンサ５の両端電圧
となり、Ｕ−Ｖ，Ｖ−Ｗ，Ｗ−Ｕ間端子間電圧は
第４図のようになる。

１３は電圧演算手段であつて誤差増幅器７の出
力ｄと搬送波の振幅指令ｊと平滑用コンデンサ５
の両端電圧ｆを入力し(1)式に依つてVmを演算す
る。

Vm＝K₁ｄ×ｆ／ｊ ……(1) 但しK₁は係数である。

このVmが誘導電動機３の相電圧に比例する。

図では１相分だけしか示してないが、多くの場
合３相分設ける。

また変調パルス発生手段は比較器９と主スイツ
チング素子駆動回路１０，１１とで構成される。

さて、直流電圧平滑コンデンサ５の両端電圧）
が高い場合、第４図の端子間電圧Ｕ−Ｖ、および
Ｖ−Ｗ，Ｗ−Ｕのピーク電圧が高くなる。ピーク
電圧が高くなれば、流れる電流は電圧に比例して
大きくなる。しかし、第２図のように電流検出手
段４より実際の電流をフイードバツクしている電
流制御回路では直流電圧が高くなつても電流指令
値ａに一致するように制御される。このため、誤
差演算手段６の出力信号ｃを誤差増幅回路７で増
幅した信号ｄは、直流電圧が高くなつた比率分だ
け小さくなる。この結果第４図のSu，Sv，Swの
パルス幅が小さくなり、端子間電圧：Ｕ−Ｖ，Ｖ
−Ｗ，Ｗ−Ｕのパルス幅も小さくなる。従つて、
直流電圧が高くなつた比率だけパルス幅が小さく
なることにより実際の電流が指令値ａに一致する
ように制御される。逆に直流電圧が低くなつた場
合は誤差幅器回路７の出力信号ｄは大きくなり、
端子間電圧のパルス幅は大きくなる。

なお、ここで誘導電動機３に流れる電流が、直
流電圧が高い場合でも、低い場合でも指令値に一
致しているという事は、誘導電動機に印加されて
いる実効値が等しいという事（誘導電動機のイン
ピーダンスが同じで、電流が同じであれば、オー
ムの法則より、V゜＝I゜Z゜となり印加電圧は等し
い）になる。以上より、誤差増幅回路７の出力信
号ｄは、直流電圧が高い場合は、高くなつた比率
分だけ小さくなり、直流電圧が低くなれば、逆に
その比率分だけ大きくなる。従つて相電圧を検出
する場合は、誤差増幅回路７の信号ｄに直流電圧
信号ｆを掛算して補正する必要がある。

第５図第６図は本発明の異なる実施例である。
この実施例ではコンバータ１が電源へ電力を帰還
できるように帰還用サイリスタ１ｇ〜１ｌを設け
る。一方コンデンサ５の両端電圧を電圧検出手段
１５で検出し、コンデンサ５の両端電圧が一定に
なるように制御する。

この場合は第６図に示すように電圧演算手段１
３は誤差演算手段６の出力ｄと搬送波振幅指令だ
けを入力とし、(2)式に依つてVmを求めれば良
い。

Vm＝K₂ｄ／ｊ ……(2) 但しK₂は系数である。

〔発明の効果〕

本発明によれば、以上の説明から明らかなよう
に、インバータの交流側出力における電圧（例え
ば相電圧）とこれの位相を表わす信号を、計器用
変成器を用いることなく、検知することができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明装置を実施する主回路の１例を
示す図、第２図は本発明の要部を示す回路図、第
３図と第４図は第２図に示した回路の動作を説明
する為の図、第５図は本発明装置を実施する主回
路の異なる例を示す図、第６図は本発明の要部を
示す他の例を示す回路図である。 １はコンバータ、２はインバータ、３は誘導電
動機、４は電流検出手段、６は誤差演算手段、８
は搬送波発生手段、９，１０，１１は変調パルス
発生手段を構成する比較器及び主スイツチング素
子駆動回路、１３は電圧演算手段、１５は電圧検
出手段である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直流電源と 入力側を前記直流電源に接続し、出力側に誘導
   電動機を接続したインバータと、 前記誘導電動機に流入する電流の波形と大きさ
   とを指令する電流指令手段と、 前記誘導電動機の電流を検出する電流検出手段
   と、 これ等電流指令手段と電流検出手段の出力との
   差を演算する誤差演算手段と、 前記誤差演算手段の出力を変調するのに要する
   搬送波を出力する搬送波発生手段と、 該搬送波発生手段の出力で前記誤差演算手段の
   出力を変調し、前記インバータを制御する制御信
   号を作成する変調パルス発生手段と、 少なくとも前記誤差演算手段の出力と前記搬送
   波の振幅に比例した値とを入力し、前記誤差演算
   手段の出力に比例し前記搬送波の振幅に反比例す
   る値を演算して出力する電圧演算手段 を備えたことを特徴とする誘導電動機の電圧検知
   装置。 ２ 前記電圧演算手段は、 前記誤差演算手段の出力と前記搬送波の振幅に
   比例した値と前記直流電源の電圧に比例した値を
   入力し、前記誤差演算手段の出力に比例し前記搬
   送波の振幅に反比例し前記直流電源の電圧に比例
   する値を演算して出力することを特徴とする特許
   請求項の範囲第１項記載の誘導電動機の電圧検知
   装置。 ３ 前記直流電源はコンバータで構成され、 前記コンバータは、該コンバータの出力に接続
   された前記インバータ入力電圧が一定になるよう
   に構成されたことを特徴とする特許請求項の範囲
   第１項記載の誘導電動機の電圧検知装置。