JPH0544226B2 - - Google Patents
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- JPH0544226B2 JPH0544226B2 JP1094268A JP9426889A JPH0544226B2 JP H0544226 B2 JPH0544226 B2 JP H0544226B2 JP 1094268 A JP1094268 A JP 1094268A JP 9426889 A JP9426889 A JP 9426889A JP H0544226 B2 JPH0544226 B2 JP H0544226B2
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- voltage
- pulse
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- amplifier
- deflection
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- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 5
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 2
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 claims description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 18
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 7
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N3/00—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages
- H04N3/10—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical
- H04N3/16—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical by deflecting electron beam in cathode-ray tube, e.g. scanning corrections
- H04N3/18—Generation of supply voltages, in combination with electron beam deflecting
- H04N3/185—Maintaining dc voltage constant
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Details Of Television Scanning (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、陰極線管のアノード電源用の高電圧
安定化回路、特に、偏向フライバツク・パルス発
生器を用いた高電圧安定化回路に関する。
安定化回路、特に、偏向フライバツク・パルス発
生器を用いた高電圧安定化回路に関する。
［従来の技術］
通常、２万ボルトのカラー陰極線管（CRT）
用アノード電源は、偏向フライバツク・パルス発
生器の高電圧パルス出力を用い、高圧トランス及
び大容量コンデンサにより、この高電圧パルス出
力から直流電圧を発生している。
用アノード電源は、偏向フライバツク・パルス発
生器の高電圧パルス出力を用い、高圧トランス及
び大容量コンデンサにより、この高電圧パルス出
力から直流電圧を発生している。
［発明が解決しようとする課題］
しかし、スクリーンの輝度を変化させると、電
源の電圧が変わり、実際のスクリーンの（水平及
び垂直の）大きさも変化してしまう。例えば、輝
度制御信号により、スクリーンが非常に明るくな
ると、ビーム電流が増え、アノード電源の消費電
力が増える。すると、電子ビームをわずかなエネ
ルギーで偏向できるので、スクリーンが大きくな
り始める。水平走査を小さくするため、偏向電圧
を減少できるが、これは、水平方向のみに影響す
る。
源の電圧が変わり、実際のスクリーンの（水平及
び垂直の）大きさも変化してしまう。例えば、輝
度制御信号により、スクリーンが非常に明るくな
ると、ビーム電流が増え、アノード電源の消費電
力が増える。すると、電子ビームをわずかなエネ
ルギーで偏向できるので、スクリーンが大きくな
り始める。水平走査を小さくするため、偏向電圧
を減少できるが、これは、水平方向のみに影響す
る。
従来、偏向フライバツク・パルス発生器が電力
を供給するアノード電源は、安定化されていなか
つた。または、偏向フライバツク・パルス発生器
から電力の供給されない別の安定化された電源を
アノード電圧用に用いた。２つの別々の電源を用
いることは、明らかに不経済であり、シヤーシ内
に広い空間を要した。よつて、別の電源を必要と
せずに、アノード・ビーム電流の変化により生じ
る電圧変化に対して、フライバツク偏向パルス発
生器を補正できる電圧安定機能が望まれる。
を供給するアノード電源は、安定化されていなか
つた。または、偏向フライバツク・パルス発生器
から電力の供給されない別の安定化された電源を
アノード電圧用に用いた。２つの別々の電源を用
いることは、明らかに不経済であり、シヤーシ内
に広い空間を要した。よつて、別の電源を必要と
せずに、アノード・ビーム電流の変化により生じ
る電圧変化に対して、フライバツク偏向パルス発
生器を補正できる電圧安定機能が望まれる。
したがつて、本発明の目的は、別の電源を必要
とせずに、偏向フライバツク・パルスにより電力
が供給され、ビーム電流の変動に対して電圧源を
補正するアノード電圧源用の高電圧安定化回路の
提供にある。
とせずに、偏向フライバツク・パルスにより電力
が供給され、ビーム電流の変動に対して電圧源を
補正するアノード電圧源用の高電圧安定化回路の
提供にある。
［課題を解決するための手段及び作用］
本発明の高電圧安定化回路は、偏向フライバツ
ク・パルス発生器が電力を供給するCRTアノー
ド電圧源に用いる回路である。そして、電圧源の
出力端に接続され、この出力端の電圧を表すフイ
ード・バツク（帰還）信号を発生する電圧検知手
段を含んでいる。パルス検知手段である容量性分
圧器を偏向フライバツク・パルス発生器の出力端
に接続して、偏向フライバツク・パルスの波形及
びタイミングを表す信号を得る。誤差増幅手段に
て、電圧検知手段からのフイード・バツク信号及
び容量性分圧器の出力信号を加算して、レベル・
シフトしたフライバツク・パルス形式の誤差信号
を発生する。誤差増幅器の出力信号により、パル
ス幅変調手段である電子スイツチのタイミング
を、パルス幅変調する。この電子スイツチの出力
信号は、フライバツク・パルス発生器の出力端に
接続された分路コンデンサに流れる電流量を変化
させるので、その電圧ピークのレベルも変化す
る。この電圧ピークの変化は、高電圧アノード電
源を直接変化させる。
ク・パルス発生器が電力を供給するCRTアノー
ド電圧源に用いる回路である。そして、電圧源の
出力端に接続され、この出力端の電圧を表すフイ
ード・バツク（帰還）信号を発生する電圧検知手
段を含んでいる。パルス検知手段である容量性分
圧器を偏向フライバツク・パルス発生器の出力端
に接続して、偏向フライバツク・パルスの波形及
びタイミングを表す信号を得る。誤差増幅手段に
て、電圧検知手段からのフイード・バツク信号及
び容量性分圧器の出力信号を加算して、レベル・
シフトしたフライバツク・パルス形式の誤差信号
を発生する。誤差増幅器の出力信号により、パル
ス幅変調手段である電子スイツチのタイミング
を、パルス幅変調する。この電子スイツチの出力
信号は、フライバツク・パルス発生器の出力端に
接続された分路コンデンサに流れる電流量を変化
させるので、その電圧ピークのレベルも変化す
る。この電圧ピークの変化は、高電圧アノード電
源を直接変化させる。
電子スイツチは、所定の閾値電圧でオンするエ
ンハンンスメント型ＮチヤンネルMOSFETでも
よい。誤差増幅手段の出力信号は、偏向フライバ
ツク・パルスが重畳した直流レベルである。偏向
フライバツク・パルスが３角波なので、
MOSFETのスイツチング閾値に関連した直流レ
ベルの位置が、MOSFETのオンの時間を制御す
る。次に、これが、分路コンデンサを流れる電流
量を制御する。
ンハンンスメント型ＮチヤンネルMOSFETでも
よい。誤差増幅手段の出力信号は、偏向フライバ
ツク・パルスが重畳した直流レベルである。偏向
フライバツク・パルスが３角波なので、
MOSFETのスイツチング閾値に関連した直流レ
ベルの位置が、MOSFETのオンの時間を制御す
る。次に、これが、分路コンデンサを流れる電流
量を制御する。
電圧検知手段を含んだフイード・バツク（帰
還）ループは、高圧帰還抵抗器も含んでおり、こ
の抵抗器は、アノード電圧用電源の直流レベルを
表す信号を発生する。本発明の一実施例において
は、フイード・フオワード・ループが、電圧源の
電圧変化を予測し、フイード・バツク増幅手段に
交流結合されて、このループの帯域を改善する。
還）ループは、高圧帰還抵抗器も含んでおり、こ
の抵抗器は、アノード電圧用電源の直流レベルを
表す信号を発生する。本発明の一実施例において
は、フイード・フオワード・ループが、電圧源の
電圧変化を予測し、フイード・バツク増幅手段に
交流結合されて、このループの帯域を改善する。
本発明の上述及びその他の目的、特徴及び利点
は、添付図を参照した以下の詳細な説明より最も
良く理解できよう。
は、添付図を参照した以下の詳細な説明より最も
良く理解できよう。
［実施例］
第１図は、本発明の高電圧安定化回路の好適な
実施例のブロツク図である。CRTにアノード電
圧を供給する高圧トランス回路１０に、フライバ
ツク・パルス発生器１２から電力を供給する。フ
ライバツク・パルス発生器１２の出力端を、同調
コンデンサＣ１に接続すると共に、Ｃ２及びＣ３
から成るコンデンサ分圧器（パルス検知手段）に
も接続する。この分圧器の出力端は、加算ノード
２０を介して誤差増幅器１４に接続する。この加
算ノード２０は、他の入力として、フイード・バ
ツク増幅器１６の出力信号を受ける。増幅器１６
の入力端は、電圧検知手段である電圧検知抵抗器
Ｒ１及びＲ２に接続する。誤差増幅器１４の出力
端をパルス幅変調器（PWM）１８に接続する。
このパルス幅変調器は、コンデンサＣ４に流れる
電流を制御する。
実施例のブロツク図である。CRTにアノード電
圧を供給する高圧トランス回路１０に、フライバ
ツク・パルス発生器１２から電力を供給する。フ
ライバツク・パルス発生器１２の出力端を、同調
コンデンサＣ１に接続すると共に、Ｃ２及びＣ３
から成るコンデンサ分圧器（パルス検知手段）に
も接続する。この分圧器の出力端は、加算ノード
２０を介して誤差増幅器１４に接続する。この加
算ノード２０は、他の入力として、フイード・バ
ツク増幅器１６の出力信号を受ける。増幅器１６
の入力端は、電圧検知手段である電圧検知抵抗器
Ｒ１及びＲ２に接続する。誤差増幅器１４の出力
端をパルス幅変調器（PWM）１８に接続する。
このパルス幅変調器は、コンデンサＣ４に流れる
電流を制御する。
パルス発生器１２の出力信号は、尖つた３角波
であり、高電圧トランス回路路１０により直流電
圧に変換される。この電圧は、抵抗器Ｒ１及びＲ
２により検知され、フイード・バツク増幅器１６
が緩衝増幅器として作用する。フライバツク・パ
ルスを表すパルスをフイード・バツク増幅器１６
の出力信号と加算し、誤差増幅器１４にて接地を
基準とする信号にする。誤差増幅器１４の出力結
果は、フライバツク・パルスが重畳された直流レ
ベルである。パルス幅変調器１８は、電子スイツ
チであり、その入力端の電圧が閾値以上に上昇し
たとき、オンする。パルス幅変調器１８がオンす
ると、電流がコンデンサＣ４を流れるので、フラ
イバツク・パルス発生器１２からのフライバツ
ク・パルスのピーク電圧が変化する。
であり、高電圧トランス回路路１０により直流電
圧に変換される。この電圧は、抵抗器Ｒ１及びＲ
２により検知され、フイード・バツク増幅器１６
が緩衝増幅器として作用する。フライバツク・パ
ルスを表すパルスをフイード・バツク増幅器１６
の出力信号と加算し、誤差増幅器１４にて接地を
基準とする信号にする。誤差増幅器１４の出力結
果は、フライバツク・パルスが重畳された直流レ
ベルである。パルス幅変調器１８は、電子スイツ
チであり、その入力端の電圧が閾値以上に上昇し
たとき、オンする。パルス幅変調器１８がオンす
ると、電流がコンデンサＣ４を流れるので、フラ
イバツク・パルス発生器１２からのフライバツ
ク・パルスのピーク電圧が変化する。
第２図は、第１図のより詳細な回路図を示す。
高電圧トランス回路１０は、トランスＴ１、ダイ
オードＤ１及び蓄積コンデンサＣ５を含んでい
る。検知抵抗器Ｒ１は、フイード・バツク増幅器
１６の非反転入力端に結合している。増幅器１６
の出力端を加算抵抗器Ｒ３に接続し、この抵抗器
は、加算ノード２０を介して、増幅器Ａ１の反転
入力端に接続する。コンデンサＣ２及びＣ３の間
に接続されたコンデンサ分圧器の出力端は、第２
加算抵抗器Ｒ４を介してノード２０に接続する。
このノード２０は、増幅器Ａ１の反転入力端に接
続される。増幅器Ａ１は、利得設定抵抗器Ｒ６を
有し、また、この増幅器の出力端をトランジスタ
Ｑ１のベースに接続する。このトランジスタに
は、保護ダイオードＤ２が接続されると共に、抵
抗器Ｒ７及びＲ８から成る利得設定抵抗回路網も
接続される。これら増幅器Ａ１及びトランジスタ
Ｑ１等が、第１図の増幅器１４に対応する。トラ
ンジスタＱ１のコレクタを、パルス幅変調器１８
であるエンハンスメント型Ｎチヤンネル
MOSFETQ２のゲートＧに接続する。この
FETQ２のドレインＤを分路コンデンサＣ４に接
続する。
高電圧トランス回路１０は、トランスＴ１、ダイ
オードＤ１及び蓄積コンデンサＣ５を含んでい
る。検知抵抗器Ｒ１は、フイード・バツク増幅器
１６の非反転入力端に結合している。増幅器１６
の出力端を加算抵抗器Ｒ３に接続し、この抵抗器
は、加算ノード２０を介して、増幅器Ａ１の反転
入力端に接続する。コンデンサＣ２及びＣ３の間
に接続されたコンデンサ分圧器の出力端は、第２
加算抵抗器Ｒ４を介してノード２０に接続する。
このノード２０は、増幅器Ａ１の反転入力端に接
続される。増幅器Ａ１は、利得設定抵抗器Ｒ６を
有し、また、この増幅器の出力端をトランジスタ
Ｑ１のベースに接続する。このトランジスタに
は、保護ダイオードＤ２が接続されると共に、抵
抗器Ｒ７及びＲ８から成る利得設定抵抗回路網も
接続される。これら増幅器Ａ１及びトランジスタ
Ｑ１等が、第１図の増幅器１４に対応する。トラ
ンジスタＱ１のコレクタを、パルス幅変調器１８
であるエンハンスメント型Ｎチヤンネル
MOSFETQ２のゲートＧに接続する。この
FETQ２のドレインＤを分路コンデンサＣ４に接
続する。
ダイオードＤ３及びフイルタ・コンデンサＣ５
に接続されたコイルＴ２により、フイード・フオ
ワード・ループを構成する。このフイード・フオ
ワード・ループを用いて、ループ帯域幅を改善す
ると共に、高電圧安定化回路により生じるジオメ
トリツク歪を減らす。抵抗器Ｒ９及び結合コンデ
ンサＣ６は、フイード・バツク増幅器１６の非反
転入力端にコイルＴ２の出力端を交流結合する。
これにより、増幅器１６は、抵抗器Ｒ１及びＲ２
で検知した直流電圧レベルのシフトを予知でき、
これら変化を補償できる。よつて、第２図の回路
の応答がより高速になるので、ループ帯域幅が広
くなり、ジオメトリツク歪が減る。
に接続されたコイルＴ２により、フイード・フオ
ワード・ループを構成する。このフイード・フオ
ワード・ループを用いて、ループ帯域幅を改善す
ると共に、高電圧安定化回路により生じるジオメ
トリツク歪を減らす。抵抗器Ｒ９及び結合コンデ
ンサＣ６は、フイード・バツク増幅器１６の非反
転入力端にコイルＴ２の出力端を交流結合する。
これにより、増幅器１６は、抵抗器Ｒ１及びＲ２
で検知した直流電圧レベルのシフトを予知でき、
これら変化を補償できる。よつて、第２図の回路
の応答がより高速になるので、ループ帯域幅が広
くなり、ジオメトリツク歪が減る。
第２図の回路の動作を、第３図の波形図に示
す。偏向フライバツク・パルスは、３角波であ
り、そのピーク値は850ボルトであり、基準値は
接地よりも50ボルト低い。コンデンサ分圧器は、
偏向フライバツク・パルスを表すパルスを出力す
る。すなわち、このパルスは、偏向フライバツ
ク・パルスと同じ波形及びタイミングであるが、
ピーク・ピークがわずか100ミリボルトのパルス
幅変調（PWM）波形である。加算ノード２０に
て、このPWM波形をフイード・バツク増幅器１
６の出力信号と加算すると、増幅器Ａ１に出力信
号が発生する。この出力信号は、基本的には、増
幅器１６の直流レベルにPWM波形が重畳したも
のである。この出力信号は、トランジスタＱ１に
てレベル・シフトされ、MOSFETスイツチＱ２
のゲートＧに供給される。フライバツク・パルス
のレベルがFETスイツチＱ２の閾値以上の程度
は、増幅器１６の直流出力により決まる。偏向フ
ライバツク・パルスが３角波なので、このパルス
は、FETスイツチＱ２がオンになる期間を決定
する。よつて、増幅器Ａ１及びトランジスタＱ１
の出力信号は、FETスイツチＱ２のスイツチン
グ動作を効果的にパルス幅変調する。そして、こ
れにより、コンデンサＣ４を流れる電流量を変化
させる。この変化は、偏向フライバツク・パルス
の振幅に影響するので、ビーム電流変動としての
負荷の変動によるアノード電圧源の電圧変動を補
償する。
す。偏向フライバツク・パルスは、３角波であ
り、そのピーク値は850ボルトであり、基準値は
接地よりも50ボルト低い。コンデンサ分圧器は、
偏向フライバツク・パルスを表すパルスを出力す
る。すなわち、このパルスは、偏向フライバツ
ク・パルスと同じ波形及びタイミングであるが、
ピーク・ピークがわずか100ミリボルトのパルス
幅変調（PWM）波形である。加算ノード２０に
て、このPWM波形をフイード・バツク増幅器１
６の出力信号と加算すると、増幅器Ａ１に出力信
号が発生する。この出力信号は、基本的には、増
幅器１６の直流レベルにPWM波形が重畳したも
のである。この出力信号は、トランジスタＱ１に
てレベル・シフトされ、MOSFETスイツチＱ２
のゲートＧに供給される。フライバツク・パルス
のレベルがFETスイツチＱ２の閾値以上の程度
は、増幅器１６の直流出力により決まる。偏向フ
ライバツク・パルスが３角波なので、このパルス
は、FETスイツチＱ２がオンになる期間を決定
する。よつて、増幅器Ａ１及びトランジスタＱ１
の出力信号は、FETスイツチＱ２のスイツチン
グ動作を効果的にパルス幅変調する。そして、こ
れにより、コンデンサＣ４を流れる電流量を変化
させる。この変化は、偏向フライバツク・パルス
の振幅に影響するので、ビーム電流変動としての
負荷の変動によるアノード電圧源の電圧変動を補
償する。
例えば、スクリーンを明るくするために、負荷
が重くなると、アノード電圧が減少し、抵抗器Ｒ
２に検知される直流電圧が下がるので、増幅器１
６の出力信号も下がる。増幅器１６の出力信号が
下がると、増幅器Ａ１の出力信号が上がる。トラ
ンジスタＱ１は、増幅器Ａ１の出力信号を反転
し、フライバツク・パルスをMOSFETスイツチ
Ｑ２の閾に対して低くする。フライバツク・パル
スが、MOSFETスイツチの閾値に対して低くな
ると、FETスイツチがオンの期間が短くなるの
で、分路コンデンサＣ４に向かう電流が小さくな
る。分路コンデンサＣ４に流れる電流が小さくな
ると、偏向フライバツク電圧パルスのピークが高
くなり、アノード電圧が増加する。
が重くなると、アノード電圧が減少し、抵抗器Ｒ
２に検知される直流電圧が下がるので、増幅器１
６の出力信号も下がる。増幅器１６の出力信号が
下がると、増幅器Ａ１の出力信号が上がる。トラ
ンジスタＱ１は、増幅器Ａ１の出力信号を反転
し、フライバツク・パルスをMOSFETスイツチ
Ｑ２の閾に対して低くする。フライバツク・パル
スが、MOSFETスイツチの閾値に対して低くな
ると、FETスイツチがオンの期間が短くなるの
で、分路コンデンサＣ４に向かう電流が小さくな
る。分路コンデンサＣ４に流れる電流が小さくな
ると、偏向フライバツク電圧パルスのピークが高
くなり、アノード電圧が増加する。
［発明の効果］
上述の如く、本発明の高電圧安定化回路は、ア
ノード電圧源用に適し、別の電源を必要とせず
に、偏向フライバツク・パルスにより電力が供給
されるが、ビーム電流の変動に対してその出力電
圧を補正できる。
ノード電圧源用に適し、別の電源を必要とせず
に、偏向フライバツク・パルスにより電力が供給
されるが、ビーム電流の変動に対してその出力電
圧を補正できる。
第１図は本発明の好適な実施例のブロツク図、
第２図は第１図の詳細な回路図、第３図は第２図
の動作を説明する波形図である。 １０：高圧トランス回路、１２：フライバツ
ク・パルス発生器、１４：誤差増幅手段、１８：
パルス幅変調手段、Ｃ２，Ｃ３：パルス検知手
段、Ｒ１，Ｒ２：電圧検知手段。
第２図は第１図の詳細な回路図、第３図は第２図
の動作を説明する波形図である。 １０：高圧トランス回路、１２：フライバツ
ク・パルス発生器、１４：誤差増幅手段、１８：
パルス幅変調手段、Ｃ２，Ｃ３：パルス検知手
段、Ｒ１，Ｒ２：電圧検知手段。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 高電圧トランス回路に結合された偏向フライ
バツク・パルス発生器を有し、陰極線管アノード
に電圧を供給する回路において、 上記高電圧トランス回路の出力端に接続され、
帰還信号を発生する電圧検知手段と、 上記パルス発生器からの偏向フライバツク・パ
ルスに応答して、この偏向フライバツク・パルス
の波形及びタイミングを表すフライバツク信号を
発生するパルス検知手段と、 上記帰還信号を上記フライバツク信号と合成
し、誤差信号を発生する誤差増幅手段と、 上記誤差信号に応じて、上記偏向フライバツ
ク・パルスの電圧を変化させるパルス幅変調手段
とを具えた高電圧安定化回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/182,272 US4808906A (en) | 1988-04-15 | 1988-04-15 | High voltage regulator for CRT anode voltage supply |
| US182272 | 2005-07-15 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01302967A JPH01302967A (ja) | 1989-12-06 |
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